JP3691480B2 - 雑音除去方法及び装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は雑音除去方法及び装置に関し、特に雑音に埋もれた信号を忠実に取り出すための雑音除去方法及び装置に関するものである。
このような雑音除去方法及び装置は以下に示すような多岐に渡る産業上の利用分野においてその必要性が顕著になっている。
【０００２】
・電力線搬送のように雑音の多い環境下で高速でデータ伝送を実現しようという電力線搬送モデム分野
・ＣＡＴＶモデムやＡＤＳＬモデム、さらにＶＤＳＬモデム、２．４Ｇの無線ＬＡＮ、無線伝送分野、光伝送分野など
・高速化することで雑音に埋もれてしまうような信号も取り出し、高記録密度を実現しようとした磁気ディスク又は光ディスク
・高速化された多値伝送技術の半導体
・雑音環境下での音声認識、画像圧縮、バーコードスキャナの復調など
以下、かかる雑音の存在について、電力線搬送モデムを例にとって説明するが、上記のような他の分野についても同様である。
【０００３】
まず、図２０に示す電力系統において、配電変電所１００の電力は、６．６ＫＶの高圧配電線１０２を介して柱上変圧器１０３に供給され、さらに１００Ｖ／２００Ｖ低圧配電線１０４を介して家庭１０５に供給されている。
そして、電力線搬送通信を行う場合には、高圧配電線１０２と並行して配電変電所１００のアクセスノード１０１と柱上変圧器に設置したモデムとの間に光ファイバ（図示せず）を設置し、この光ファイバを経由し、柱上変圧器１０３のモデムと家庭１０５内の屋内配線１０６に接続されたコンセントに差し込んだモデムとの間で１００Ｖ／２００Ｖ低圧配電線１０４を介して通信を行っている。
【０００４】
この場合、図２１に示すように低圧配電線１０４は同図（１）に示す送信信号ＴＸのスペクトラムに対して同図（２）に示すように１μＨ／ｍのインダクタに見え、線路長が１５０ｍだとすると１５０μＨのインダクタに見える。
また、低圧配電線１０４に接続された引込線１０７は７５ｐＦ／ｍのコンデンサに見え、５０ｍの引込線を家庭１０５に接続したとすると、０．１１２５μＦのコンデンサに見える。これだけでなく、家庭１０５内の各種家電機器においては、雑音防止用のコンデンサをＡＣ１００Ｖ間に接続しているため、容量性負荷に見えることになる（同図（２）参照）。
【０００５】
結果として、柱上変圧器１０３が在る電柱から、家庭のコンセント間は同図（２）に示すように、低域通過型のＬＰＦに見え、同図（３）に示すように受信信号ＲＸは高域が大きく減衰する。このため、最悪の場合には高域信号は端末側に到着した時には雑音Ｎに埋もれている。
【０００６】
一方、低域は、高域に比べてロスはさほどではないが、家電機器が出す、例えばインバータ機器などによるランダムな雑音（白色雑音）が極めて多く、低域信号は、やはり同図（３）に示すように雑音Ｎに埋もれ高速のデータ通信が実用化できず、長年に渡り解決策が求められて来た。
【０００７】
【従来の技術】
このような解決策を提案した従来技術を、以下、三世代に渡り説明する。
＜第一世代＞
雑音に強いと言われるＦＭ変調方式、ＦＳＫ変調方式、ＰＳＫ変調方式などが電力線搬送モデムの変調方式として採用された。ただし、現実の電力線は雑音レベルが大きいため、実用化は１２００ｂｐｓ以下低速の限られたアプリケーションに留まった。
＜第二世代＞
スペクトラム拡散方式の導入である。スペクトラム拡散方式は、雑音に強いということで、電力線搬送の実用化に向けて大きな期待が寄せられた。
【０００８】
しかしながら、シャノンの理論限界によれば、白色系雑音配下で、Ｓ／Ｎ値がマイナスの場合（図２１（３）参照）には、伝送容量が急激に低下し、高速伝送の実現は理論的に不可能である。従って、シャノンの限界は超えられず、やはり最大でも１００ｋｂｐｓ、最悪は通信不能という状況にあった。
＜第三世代＞
ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式の登場である。ＯＦＤＭ方式はマルチキャリア変調方式を採用したもので、雑音が多いキャリア帯域は使わず、避けて通るという技術である。このため、大きな雑音を回避でき、大きな高速化の実現の目処が見え始めている。
【０００９】
しかしながら、雑音源の主である家電機器のインバータ化率は増える方向にあり、かつ容量性負荷に伴う高域減少問題も増える方向にある。結果として、従来技術では、低速な通信も場合によって可能であるが、数Ｍｂｐｓのより高速な通信を実現するのが不可能であった。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
このように、家電機器のインバータ化は大きなトレンドであり、今後、家電機器のインバータ化による雑音は益々増大する傾向にある。また、これに伴い、容量性負荷も雑音防止対策として増大する傾向にある。
【００１１】
このような環境下では、第三世代の解決策の如く雑音を避けて通るという考え方ではトレンド的に十分ではなく、むしろ、第四世代の解決策としては、雑音に積極的に立ち向かい、雑音をキャンセル（除去）し、高速のデータ通信を実現しようという試みが重要である。
【００１２】
図２１（３）に示したように、高域は雑音は少ないが、受信信号は、容量性負荷により大きく減衰し、雑音レベル以下となっている。低域は受信信号の減衰はさほどではないが、家電機器の出す雑音により、やはりＳ／Ｎ値はマイナスの状況である。
【００１３】
従って本発明は、このようにＳ／Ｎ値がマイナスの状況にあっても信号の減衰が少ない低域の雑音をキャンセルして埋もれている受信信号を再生することにより高速伝送を実現する方法と装置の提供を目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
図１（１）に示すように雑音Ｎのレベルが高い低域部分（雑音成分Ｎ１、信号成分Ｓ１）をカットして高域部分のみを使用してデータ伝送してもＳ／Ｎ値はマイナスのままである。
【００１５】
一方、図２１（３）及び図１（１）において、電力線の雑音をよく見ると、低域強調型が多く、ミクロ的に見ると白色雑音だが、マクロ的に見ると（全周波数帯域で見ると）有色系雑音になっていることが分かる。つまり、全周波数帯域内のどの狭帯域で見ても同じ白色雑音になっている。
【００１６】
従って本発明は、このようにマクロ的に見た有色系雑音に注目し、図１（２）に示すように、低域の支配的な雑音成分Ｎ１を積極的に除去してＳ／Ｎ値をプラスに転じさせ、低域に埋もれた、比較的高いレベルの受信信号Ｓを抽出しようとするものである。
【００１７】
このため、本発明においては、時間と振幅と位相が特定された信号（以下、特定信号と称することがある。）を含む受信信号から雑音成分を補間予測し、該雑音成分を該受信信号から除去して送信された元の信号を再生するようにした雑音除去方法及び装置を実現している。
【００１９】
このような本発明に係る雑音除去方法及び装置を、図面を参照して以下に説明する。
図２（１）には、従来における信号の送受信系統が示されており、送信信号発生部３２からの送信信号は透過伝送路としてのナイキスト伝送路３１を経由して受信信号再生部３３に送られる。
【００２０】
このような送受信系統において、本発明は、同図（２）に示すように、送信信号発生部３２とナイキスト伝送路３１との間に特定信号又はゼロ点（以下、ゼロ点と総称する。）の挿入部１を設けるとともに、ナイキスト伝送路３１と受信信号再生部３３との間に雑音除去部２を設けたものである。なお、雑音除去部２は、後述するように、周波数シフト部３と間引部（ＤＣＭ）４と補間部（ＩＰＬ）５と周波数逆シフト部６と減算部７とで構成されている。
【００２１】
まず、送信信号発生部３２で発生された送信信号のシンボルレートを、図３（１）に示すように例えば１９２ｋＢであるとする。このような送信信号が、ゼロ点挿入部１に与えられると、ゼロ点挿入部１では、同図（２）に示すように、同図（１）の送信信号に対して、ゼロ点を挿入してナイキスト伝送路３１へ送信する。この場合、信号Ｓも同じ速度で送信するならば、送信速度は３８４ｋＢとなる。
【００２２】
受信側では、同図（３）に示すように、受信信号Ｓ及びゼロ点にそれぞれ伝送路３１の雑音Ｎが乗った形で受信することになる。
そこで、雑音除去部２では、雑音Ｎを含む信号Ｓ（Ｓ+Ｎ）を除去し、ゼロ点における雑音Ｎのみを残し、これらの雑音Ｎから、各受信信号点において、同図（４）に示すように、両側の雑音Ｎから雑音補間信号Ｎ'を生成する。
【００２３】
そして、雑音除去部２においてはさらに、同図（３）に示す受信信号から、同図（４）に示す雑音補間信号Ｎ'を差し引くことにより、同図（５）に示すように雑音ＮがＮ-Ｎ'となり実質的に除去された信号成分Ｓのみから成る信号（送信信号に相当）を再生することができる。
【００２４】
このような雑音除去部２の動作を図４〜図６を用いてより詳しく説明する。
まず、上述した送信信号は、図４（１）に示すように１９２ｋＢの速度で伝送される。この場合のスペクトルをスカラー（横軸は周波数帯域ｋＨｚ）で表したものが同図右側に示されている。
【００２５】
そして、このような送信信号に対してゼロ点を挿入すると、同図（２）に示すように、各信号点の間にゼロ点が挿入されて、挿入後の周波数帯域は３８４ｋＢとなる。この場合は、+１９２ｋＨｚを中心にコピーしたスペクトルになる。
このようなゼロ点が挿入された送信信号が受信側に送られた時の受信信号は、同図（３）に示すように、信号Ｓ及びゼロ点それぞれにおいて雑音成分Ｎが重畳されたものとなる。この場合のスペクトルも同図（２）に示した送信信号の場合と同様である。
【００２６】
このような受信信号が雑音除去部２における周波数シフト部３においてシフトされた後、間引部４に送られた時の動作が図５に示されている。
すなわち、受信信号Ｓ（ｎ）のサンプル値とスペクトラムは同図（１）に示す通りであり、この信号Ｓ（ｎ）のＺ変換Ａは、次式で表わされる。
【００２７】
Ａ＝Ｓ(ｚ)＝ΣＳ(ｎ)ｚ-n …式（１）
なお、同図右側のスペクトラムは、伝送路３１で雑音が付加されるため、０〜ｆｓ/２（ｆｓはサンプル周波数）に分布することを示している。
このような受信信号Ｓ（ｎ）の反転信号のＺ変換Ｂは、次式で示される。
【００２８】
Ｂ＝Ｚ［(-１)nＳ(ｎ)］＝Ｓ(-ｚ) …式（２）
この場合の反転信号は、信号点における信号成分のみに対して行われるために(-１)nが係数となっている。
そして、このような反転信号(-１)n＊Ｓ(ｎ)と同図（１）に示す受信信号Ｓ(ｎ)とを加算した後の信号ｔ(ｎ)のＺ変換Ｃは、次式で与えられる。
【００２９】
Ｃ＝Ｚ［ｔ(ｎ)］＝Ｔ(ｚ)＝(１/２)＊［Ｓ(ｚ)+ Ｓ(-ｚ)］ …式（３）
すなわち、信号点における振幅はゼロになり、信号成分Ｓだけでなく信号Ｓに重畳されていた雑音成分Ｎも一緒に除かれる形になる。ここで、信号ｔ(ｎ)はｔ(１), ｔ(３),,,＝0のため、次式で表わされる。
【００３０】
Ｔ(ｚ)＝Σｔ(２ｎ)＊Ｚ-2n …式（４）
このようにして得られた同図（３）に示す信号ｔ(ｎ)の信号点を間引いた後の信号Ｄは、次式で表わされる。
Ｄ＝ｕ(ｎ)＝Ｔ(ｚ1/2) …式（５）
この場合、伝送速度は１９２ｋＢに低下するので、同図（４）の右図に示すように、スペクトラムは折り返す形となる。
【００３１】
最終的な信号Ｅ＝Ｕ(ｚ)は次式で与えられる。
Ｅ＝［Ｓ(ｚ1/2)+Ｓ(-ｚ1/2)］/２ …式（６）
このようにして得られた間引信号ｕ(ｎ)は図２に示した補間部５に与えられると、図６に示す動作を呈する。
【００３２】
すなわち、間引部４からの信号ｕ(ｎ)は、同図（１）に示すサンプル値とスペクトラムを有する雑音成分のみであり、この雑音成分にゼロ点を挿入した信号ｔ(ｎ)は同図（２）に示すようなサンプル値とスペクトラムを有し、そのＺ変換Ａは次式で示される。
【００３３】
Ａ＝(ｚ)＝Σｔ(ｎ)ｚ-n …式（７）
ここで、ｔ(１),ｔ(３),,,＝0であるため、
Ａ＝Σｔ(２ｎ)ｚ-n=ｕ(ｎ)ｚ-2n …式（８）
となるので、次式が得られる。
【００３４】
Ｔ(ｚ) =Ｕ(ｚ2) …式（９）
この、信号Ｔ(ｚ)において、ゼロ点の両側の雑音成分Ｎで補間すると、図５（１）に示した受信信号Ｓ(ｎ)と同一の伝送速度を有し、なおかつ雑音成分のみを有する。
【００３５】
従って、受信信号Ｓ(ｎ)から、その補間した信号を差し引くことにより、図４（２）に示すゼロ点が挿入された送信信号が得られることになる。
なお、同図（１）に示す送信信号を得るためには、ゼロ点を間引けばよい。
上記の説明は、送信信号がどのようにして受信側で再生されるかを示したものであるが、雑音成分のみに着目して雑音成分がどのように除去されるかを示したものが図７である。
【００３６】
すなわち、送信信号が１９２ｋＢ（±９６ｋＢ）の伝送帯域を有するとき、これに対してゼロ点挿入を行うと帯域が２倍になるとともに、コピー成分が発生してナイキスト伝送路３１へ送られる。
そして、雑音除去部２においては、まず雑音分布特性▲１▼に示すように、雑音分布は、±１９２ｋＨｚに渡っており、図１にも示したように、特に左半分の−１９２〜０ｋＨｚの周波数帯域において雑音レベルが高くなっており、０〜＋１９２ｋＨｚの間は、低い雑音レベルになっている。
【００３７】
この状態で、周波数シフト部３によって、＋９６ｋＨｚだけシフトさせると、雑音特性▲２▼に示すように、雑音成分Ａ＋Ｂは、雑音特性▲１▼に対して＋９６ｋＨｚだけシフトされた形になっており、これに伴って、雑音特性▲１▼における雑音成分Ｄは−１９２ｋＨｚ〜−９６ｋＨｚに折り返されることになる。これにより、補間予測したい雑音帯域を補間帯域にシフトしたことになり、雑音をより効果的に除去することができる。
【００３８】
なお、+９６ｋＨｚのシフト量は説明の便宜上の一例にすぎない。
この状態で間引部５において間引動作を行うと、周波数が半分になるため、雑音成分Ａは＋９６〜＋１９２ｋＨｚに折り返され、雑音成分Ｂは−１９２〜−９６ｋＨｚに、雑音成分Ｃは−９６〜０ｋＨｚに、そして雑音成分Ｄは０〜＋９６ｋＨｚに折り返される形となる。ここでは、折り返し成分が最小となる帯域を選定している。
【００３９】
そして補間部５においてゼロ点の補間を行い且つ両端の雑音成分Ａ+Ｃ及びＢ+Ｄをフィルタ除去すると、雑音特性▲４▼に示すように、−９６〜＋９６ｋＨｚの間だけ雑音成分Ａ+Ｃ及びＢ+Ｄが残ることになる。
そして、この補間した雑音成分を上記の周波数シフトと逆方向に、すなわち−９６ｋＨｚだけシフトさせると、雑音特性▲５▼に示すように−１９２〜０ｋＨｚの間のみ雑音成分Ａ+Ｃ及びＢ+Ｄが残る。
【００４０】
従って、このような雑音成分を、雑音特性▲１▼に示した全体の雑音成分から減算部７において減算することにより、雑音特性▲６▼に示すように、−１９２〜０ｋＨｚにおける雑音成分Ａ及びＢは完全に除去されることとなる。なお、雑音成分Ｃ及びＤは残存することになるが、図１（２）にも示したように、これらの雑音レベルは低いものであるのでＳ／Ｎ値には大きな影響は及ばさない。
【００４１】
このようにして雑音除去がされた受信信号は実質的に送信信号に対応したものとして再生されたことになる。
なお、上記のように周波数シフトを行うのは、例えば補間予測する帯域を雑音の最も多い帯域（この例では低域）に設定し、折り返しとなる周波数帯域に関しては高域の雑音の少ない帯域を選択するためである。
【００４２】
上述した図３及び図４においては、信号点間にゼロ点を１個挿入した場合を取り上げたが、図８においては、ゼロ点挿入の種々のパターンを示している。
すなわち、同図（１）の場合には、ゼロ点を信号Ｓ３個置きに１個挿入し、雑音予測帯域が９６ｋＨｚになる場合を示している。
【００４３】
また、同図（２）の場合には、ゼロ点を信号Ｓ２個置きに１個挿入した場合を示し、雑音予測帯域は１２８ｋＨｚになる。
同図（３）は上記の例と同様にゼロ点を信号１個置きに１個挿入したときの例であり、雑音予測帯域は１９２ｋＨｚとなる。
【００４４】
同図（４）に示す例では、ゼロ点を信号Ｓ１個置きに２個挿入したときの例を示し、雑音予測帯域は２５６ｋＨｚとなる。
さらに、同図（５）の場合には、ゼロ点を信号Ｓ１個置きに３個挿入したときの例を示し、雑音予測帯域は２８８ｋＨｚとなる。
【００４５】
図８（４）及び（５）に示すようにゼロ点の数を増大させることにより、より広帯域の雑音をキャンセル可能となり雑音耐力が増す代わりにデータ伝送の速度が低下することがあるが、より劣悪な環境にも耐えられることとなる。
例えば、狭い帯域を通過時には符号間干渉が増えるため、雑音もキャンセルするが信号自体も部分的にキャンセルが行われることとなる。このような場合には、全体の速度を落とし、信号を減衰させることなく雑音も効果的にキャンセルするべくシステムパラメータを最適化すればよい。または、雑音除去部の前段に等化器を挿入すればよい。
【００４６】
また、このゼロ点の挿入個数は受信側で信号品質を判定し、この判定結果に応じてその個数を決定し、送信側へ通知するようにすれば、適応的にゼロ点挿入個数を変化させることが可能となる。
上記において、本発明ではＰＮ系列（擬似ランダム系列）を用いて、送信側のゼロ点挿入を実施する。これにより、受信側ではランダム雑音に対してＰＮ系列により雑音を補間予測することができる。
【００４７】
ＰＮ系列の例としては、次のものが挙げられる。
・１５チップ：１１１１０１０１１００１００００
・３１チップ：１１１１１００１１０１００１００００１０１０１１１０１１０００
この場合、画像圧縮方式で行われているようなミューズ方式のように、ゼロ点の挿入点を時間軸をずらしながら順次挿入して行くことも可能である。
【００４８】
その他にもゼロ点挿入の方法には種々あり、システムの特性に合わせて最適化を行えばよい。
図２に示した補間部５は、図９に示すように、種々のフィルタ特性を用いて行うことができる。
【００４９】
すなわち、同図（１）に示すローパスフィルタにおいては、補間予測帯域幅を伝送帯域幅としており、この場合には補間予測帯域幅外の折り返しはないが、フィルタをトランスバーサルフィルタなどで構成した場合にはタップ数が多く除去範囲が狭いという特性を有する。
【００５０】
また、同図（２）に示すｃｏｓ二乗フィルタの場合には、補間予測帯域幅をナイキスト幅としており、タップ数が少なく、除去範囲も広いが、補間予測帯域幅外の折り返しが生ずる特性を有する。
さらに、同図（３）に示すｃｏｓフィルタの場合には、やはり補間予測帯域幅はナイキスト幅とするが、この場合にはタップ数が多く演算量が多いとともに、補間予測帯域幅外の折り返しも生ずるという特性がある。
【００５１】
さらに、本発明においては、上記の周波数シフト量を、受信信号の雑音周波数成分が大きい周波数帯域を検出し、その周波数帯域に対して自動的に決定することもできる。
さらには、雑音除去の前段又は後段で符号間干渉を取り除くために自動等化処理を行ってもよい。
【００５２】
【発明の実施の形態】
図１０は、本発明に係る雑音除去方法及び装置を用いたモデムの実施例を示したものである。
すなわち、送信信号ＳＤを、スクランブラー（ＳＣＲ）１１でスクランブル処理するとともにシリアル信号をパラレル信号に変換する。このパラレル信号はベクトル和分回路１２において、元々送信信号がグレイコード（Ｇ）であったものをナチュラルコード（Ｎ）に変換し、さらに、受信側で位相検出するために用いるベクトル差分回路２８に対応してベクトル和分演算を行った後、信号発生部１３において図３（１）及び図４（1）に示すような送信信号を送出する。
【００５３】
この送信信号は、本発明によるゼロ点挿入部１でゼロ点が挿入され、ロールオフフィルタ（ＲＯＦ）１４で波形整形される。
このロールオフフィルタ１４の出力信号は変調回路（ＭＯＤ）１５によって変調を受け、さらにＤ／Ａ変換回路１６でデジタル信号からアナログ信号に変換された後、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１７で電力搬送波の周波数帯域（１０ｋＨｚ〜４５０ｋＨｚ）を含む低周波帯域のみの信号を抽出して送信線路に送り出す。
【００５４】
このような送信線路からの送信信号を受信線路を介して受信したとき、まずバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１９において所定の周波数帯域成分（電力搬送モデムの場合は１０〜４５０ｋＨｚ）のみを抽出し、Ａ／Ｄ変換回路２０においてデジタル信号に戻す。
【００５５】
このデジタル表記されたアナログ信号は、復調回路（ＤＥＭ）２１でベースバンドの信号に復調され、ロールオフフィルタ２２で波形整形される。
そして、このロールオフフィルタ２２の出力はタイミング抽出部２３及びＶＣＸＯ型ＰＬＬ回路２４に送られることにより、ゼロ点信号の位相が抽出されるとともに、Ａ／Ｄ変換器２０へサンプリングタイミング信号を与えている。
【００５６】
ロールオフフィルタ２２の出力信号は本発明による雑音除去部２において伝送路の雑音成分が除去された後、等化器（ＥＱＬ）２５で符号間干渉を取り除き、自動キャリア位相制御器（ＣＡＰＣ）２６で位相合わせを行い、さらに判定回路（ＤＥＣ）２７で雑音を取り除いた信号成分のみを出力する。
【００５７】
そして、ベクトル差分回路２８においてナチュラルコードでベクトル和分回路１２と反対のベクトル差分演算を行った後、グレイコードに戻し、デスクランブラ（ＤＳＣＲ）２９でこのパラレルグレイコードをシリアル信号に変換してデスクランブル処理し、受信信号ＲＤとして出力する。
【００５８】
また、送信クロック発生回路（ＴＸ−ＣＬＫ）１８は、送信クロックをゼロ点挿入部１とＤ／Ａ変換器１６とに与えるとともに、その他の各部へ分配している。また、受信側においては、受信クロック発生回路（ＲＸ−ＣＬＫ）３０が雑音除去部２並びに受信部の各部へ受信クロックを抽出して与えている。
【００５９】
なお、受信クロック発生回路３０は、ＰＬＬ回路２４から抽出されたゼロ点信号を通過させているだけである。また、このゼロ点信号は従来例では単なるシンボルタイミング信号である。
また、図中に網掛け部分で囲んだ部分が透過伝送路としてのナイキスト伝送路３１に相当している。このナイキスト伝送路は、図１（２）に示すように、送信信号点の間隔がナイキスト間隔（３８４ｋＢ）で送信されるものである。
【００６０】
図１１は、図１０に示した雑音除去部２の実施例を示したものであり、図２に示した雑音除去部２に対応している。
すなわち、受信信号Ａ（３８４ｋＢ）は、周波数シフト部３において、所望の回転ベクトル信号Ｂにより周波数シフトされた信号Ｃとして出力される。
【００６１】
この信号Ｃは間引部４に送られ、この間引部４では、図１０に示したＰＬＬ回路２４から抽出されたゼロ点信号（１９２ｋＢ）に基づき、図５（４）に示した雑音成分のみの信号Ｄ（１９２ｋＢ）に変換される。
この信号Ｄは補間部５に送られて、そのフィルタ処理により補間された信号Ｅ（３８４ｋＢ）として出力される。この信号Ｅは周波数逆シフト部６に送られ、周波数シフト部３で用いた回転ベクトル信号Ｂと逆方向にシフトするため、信号Ｂとは共役複素数を構成する信号Ｆによって逆回転されて信号Ｇとして出力される。なお、この信号Ｆは補間部５の出力信号とタイミングを合わせるため遅延回路８が途中に設けられている。
【００６２】
周波数逆シフト部６の出力信号Ｇは減算器７において受信信号Ａから減算されて出力信号Ｋとなる。なお、この場合も補間部５の出力信号とタイミングを合わせるため遅延回路９が受信信号Ａに対して設けられている。
このようにして、雑音除去部２からは、受信信号Ａから雑音成分が除去された後の信号Ｋが出力されることとなる。
【００６３】
図１２は、図１１に示した補間部５の実施例を示しており、この実施例では、ゼロ点挿入部５１と補間フィルタ５２とで構成されている。
すなわち、間引部４から出力された雑音成分のみの信号Ｄ（１９２ｋＢ）に対し、ゼロ点挿入部５１が、図６（２）で示したようにゼロ点を雑音間に挿入し、伝送帯域３８４ｋＢの信号として補間フィルタ５２に与える。
【００６４】
補間フィルタ５２はトランスバーサルフィルタで構成することができ、遅延回路部５２１と乗算回路５２２のフィルタ係数Ｃ１〜Ｃｎとにより、図９に示したような種々のフィルタを構成することができる。ここから出力される補間予測信号Ｅは、図３（４）に示した信号において各ゼロ点での雑音成分Ｎ'がその両側の雑音成分Ｎによって補間された或る振幅を有する信号として出力される。
【００６５】
図１３は、図１０に示したタイミング抽出部２３とＶＣＸＯ型ＰＬＬ回路２４の実施例を示したものである。この内、タイミング抽出部２３は、パワー演算回路（ＰＷＲ）２３１とバンドパスフィルタ２３２とベクトル化回路２３３とで構成されており、ＰＬＬ回路２４は比較部２４１とローパスフィルタ２４２と二次ＰＬＬ回路２４３とＤ／Ａ変換回路２４４とＶＣＸＯ（Voltage Controlled Crystal Oscillator:電圧制御水晶発振器）回路２４５と分周器２４６とで構成されている。
【００６６】
すなわち、ロールオフフィルタ２２から出力されたベクトル信号はパワー演算回路２３１で二乗演算されてパワーが計算される。この時のスペクトラムを示したものが図１４に示されており、写真の中央に出ている線スペクトラムが１９２ｋＨｚのゼロ点信号を示している。すなわち、送信側では、定期的にゼロ点を送信しているため、エネルギーはこの区間はゼロであるが、ゼロ点の挿入度合いに応じたパワースペクトラムを抽出することが可能となる。
【００６７】
このようにして得たパワー値をバンドパスフィルタ２３２に通す。この例では、１９２ｋＨｚを中心周波数とするバンドパスフィルタを用いているので所望のゼロ点信号情報を出力してベクトル化回路２３３に送る。
ベクトル化回路２３３では、入力信号を９０度位相の異なった信号で合成することによりベクトル化し、タイミング位相情報としてＰＬＬ回路２４に与える。
【００６８】
ＰＬＬ回路２４においては、まず比較部２４１において、ベクトル化回路２３３からのタイミング位相情報と予め分かっている基準点の位相とを比較してその位相差をローパスフィルタ２４２で低域成分のみとし、２つの積分器で構成された二次ＰＬＬ回路２４３とＤ／Ａ変換回路２４４でＶＣＸＯ２４５の制御電圧を制御する。
【００６９】
そして分周器２４６で分周した後、比較部２４１へフィードバックすることにより基準点との比較を実施する。これにより、ベクトル化回路２３３からのタイミング位相情報と基準点との位相差を引き込み、同期が確立したゼロ点信号を抽出することができる。また、ＶＣＸＯ回路２４５からは、Ａ／Ｄ変換器１６へのサンプルタイミング信号が出力され、最終的に比較部２４１にバックされ位相同期ループを構成する。
【００７０】
上記の実施例では、送信信号に挿入するゼロ点は図８に示したように種々の実施例が考えられるが、このゼロ点間隔は固定する必要はなく、図１５に示すように制御することも可能である。
すなわち、全二重伝送路３１ａ及び３１ｂを挟んで２つの送信部３４及び３８がそれぞれ受信部３５及び３９と接続されている送受信系統において、受信部３５からの出力信号により信号品質を判定する判定部３６を設け、この判定結果をゼロ点挿入個数設定通知部３７に与えると、このゼロ点挿入個数設定通知部３７はゼロ点挿入個数を決定し、この情報を伝送路３１ｂ経由でゼロ点挿入個数設定通知部４１に通知して送信部３４のゼロ点個数を設定する。
【００７１】
同様にして、送信部３８から伝送路３１ｂを介して受信部３９で受信した信号に基づき、信号品質判定部３６と同様に設けた信号品質判定部４０で信号品質が判定され、この判定結果に基づいてゼロ点挿入個数設定通知部４１がゼロ点挿入個数を決定して送信部３８へ通知すると、この送信部３８においても送信部３４と同様にしてゼロ点の挿入制御を行う。
【００７２】
従って、図８に示したようなゼロ点間隔は、伝送路の信号品質に基づいて適応的に変えることが可能となる。
上記の周波数シフト部３においては、図１１に示したように、一定の回転ベクトル信号Ｂを与えているが、このベクトル信号を自動的に変えることも可能である。
【００７３】
図１６はこのような自動周波数シフトを行う構成例を示しており、この構成においては、図１１の雑音除去部２に対して、乗算器４２，４３と間引部４４，４５と、ＦＦＴ演算部４６，４７と、シフト量決定部４８とが新たに設けられている。
【００７４】
動作において、ロールオフフィルタ２２の出力を乗算部４２及び４３においてそれぞれ互いに９０度周波数をずらしたキャリア信号Δｆ１とΔｆ２とを乗算し、間引部４４及び４５においてそれぞれ１９２ｋＢの速度の信号に間引いた後、ＦＦＴ演算部４６及び４７において周波数信号に変換し、どの周波数帯域が最も雑音帯域が大きいかを周波数シフト量決定部４８で決定し、この決定した周波数シフト量を周波数シフト部３に与えている。
【００７５】
なお、ＦＦＴ演算部を２個用いているのは、その入力信号の周波数帯域が１９２ｋＢと全帯域の半分であるからである。
図１７には、周波数シフト量を種々変化させた場合の雑音の低減状態が示されており、この場合には、１２８ｋＨｚ〜２２４ｋＨｚの範囲が最も低減効果が大きいことが分かる。
【００７６】
ここで、所望の雑音除去範囲に対してどのような周波数シフトが決定されるかを、図１８を参照して以下に説明する。
まず、電力線搬送通信の例では、特別搬送ＡＭ変調方式として１６５．２ｋＨｚ（１６５ｋＨｚ＋０．２４ｋＨｚ＝１６５．２４ｋＨｚ）、同ＰＭ変調方式として１６２ｋＨｚ（１３２ｋＨｚ＋３０ｋＨｚ＝１６２ｋＨｚ）が規定されているため、雑音除去範囲としては、雑音除去部２の補間フィルタ５２（図１２参照）が、図９（２）に示したように、ロールオフ率１４．５％のＣＯＳ二乗フィルタを用いた場合、このロールオフ率を考慮して、１７４ｋＨｚ以下で１０ｋＨｚ以上（１０ｋＨｚ〜１７４ｋＨｚ）の雑音をキャンセルできることとなり方式共存ができ、望ましい。
【００７７】
これを伝送路帯域で示したものが同図（１）であり、１０ｋＨｚ〜４５０ｋＨｚの許容伝送帯域は２３０ｋＨｚを中心周波数としており、雑音除去範囲１０ｋＨｚ〜１７４ｋＨｚは網掛部分に相当している。
このような伝送帯域の信号が、図１０に示したモデムのロールオフフィルタ２２から出力されたときのベースバンド信号帯域が図１８（２）に示されている。この場合には、０ｋＨｚを中心として±１９２ｋＨｚの帯域になる。従って、同図（１）の１０ｋＨｚ〜１７４ｋＨｚは、同図（２）では−２２０ｋＨｚ〜−５６ｋＨｚに対応する。
【００７８】
一方、補間フィルタ５２が処理する周波数帯域は、間引部４で半分に間引かれ周波数帯域が半分の１９２ｋＨｚになっているため、ＣＯＳ二乗フィルタのロールオフ率１４．５％を考慮すると、１６４ｋＨｚとなるので、ベースバンド帯域としては、１６４／２＝±８２ｋＨｚとなる。
【００７９】
したがって、補間フィルタ５２の上限周波数+８２ｋＨｚが、同図（２）の雑音帯域の上限周波数-５６ｋＨｚと一致するためには、５６＋８２＝１３８ｋＨｚだけシフトすればよいことになる。図７の例では、説明の便宜上、＋９６ｋＨｚを用いただけである。
【００８０】
なお、図１６に示したような自動周波数シフトを行う場合には、図１８（１）の雑音帯域１０ｋＨｚ〜１７４ｋＨｚ自体が移動することになる。
また、図１０に示した実施例においては、本発明の雑音除去部２が、ロールオフフィルタ２２の出力信号をそのまま入力しているが、図１９に示す変形例のように、復調器／ロールオフフィルタ（ＤＥＭ／ＲＯＦ）２１（図１０のフィルタ２２に対応）の出力側（雑音除去部２の前段）に等化器（ＥＱＬ）３３を設け、符号間干渉を事前に取り除くようにすればより効果的な雑音除去が可能となる。
【００８１】
この場合、等化器３３では例えば時間等化を行い、等化器２５では例えば周波数等化を行うというように等化処理を分担することになる。
また、この等化器として時間等化と周波数等化がＡＤＳＬの分野では知られているが、時間軸等化だけでも極めて大きな効果が得られる。
（付記１）
時間と振幅と位相が特定された信号を含む受信信号から雑音成分を補間予測するステップと、
該雑音成分を該受信信号から除去して送信された元の信号を再生するステップと、
を備えたことを特徴とする雑音除去方法。
（付記２）
送信側で定期的に信号にゼロ点を挿入するステップと、
受信側で、該ゼロ点を用いて受信信号の雑音成分を補間予測するステップと、該雑音成分を該受信信号から差し引くことで送信された元の信号を再生するステップと、
を備えたことを特徴とする雑音除去方法。
（付記３）付記２において、
該ゼロ点を、整数サンプル数間隔毎に1個以上挿入することを特徴とした雑音除去方法。
（付記４）付記３において、
該ゼロ点の挿入個数は、該受信側で信号品質を判定することにより決定されて該送信側へ通知されることを特徴とした雑音除去方法。
（付記５）付記１から４のいずれかにおいて、
該受信信号の伝送路が、透過伝送路であることを特徴とした雑音除去方法。
（付記６）付記５において、
該透過伝送路が、ナイキスト伝送路であることを特徴とした雑音除去方法。
（付記７）付記１又は２において、
該補間予測するステップが、該受信信号を所望の周波数帯域に周波数シフトさせた後、該ゼロ点に応じて間引を行い、さらに補間を行った後、該元の信号に合わせるために該周波数シフトを逆方向に行って該受信信号の雑音成分を生成するステップを含むことを特徴とした雑音除去方法。
（付記８）付記７において、
該補間ステップとして、該間引いた信号に対してゼロ点を挿入し、さらに補間予測帯域幅を伝送帯域幅とするローパスフィルタ処理を行うことを特徴とした雑音除去方法。
（付記９）付記８において、
該ローパスフィルタ処理が、該補間予測帯域幅をナイキスト幅とするｃｏｓ二乗フィルタ処理であることを特徴とした雑音除去方法。
（付記１０）付記８において、
該ローパスフィルタ処理が、該補間予測帯域幅をナイキスト幅とするｃｏｓフィルタ処理であることを特徴とした雑音除去方法。
（付記１１）付記７において、
該受信信号の雑音周波数成分が大きい周波数帯域を検出し、該周波数帯域に対して該周波数シフト量を自動的に決定することを特徴とした雑音除去方法。
（付記１２）付記１から１１のいずれかにおいて、
雑音除去の前段又は後段で符号間干渉を取り除くために自動等化処理をさらに行うことを特徴とした雑音除去方法。
（付記１３）
時間と振幅と位相が特定された信号を含む受信信号から雑音成分を補間予測する手段と、
該雑音成分を該受信信号から除去して送信された元の信号を再生する手段と、
を備えたことを特徴とする雑音除去装置。
（付記１４）
送信側で定期的に信号にゼロ点を挿入する手段と、
受信側で、該ゼロ点を用いて受信信号の雑音成分を補間予測する手段と、
該雑音成分を該受信信号から差し引くことで送信された元の信号を再生する手段と、
を備えたことを特徴とする雑音除去装置。
（付記１５）付記１４において、
該ゼロ点が、整数サンプル数間隔毎に1個以上挿入されることを特徴とした雑音除去装置。
（付記１６）付記１４において、
該ゼロ点の挿入個数は、該受信信号の信号品質を判定することにより決定されて該送信側へ通知されることを特徴とした雑音除去装置。
（付記１７）付記１３から１５のいずれかにおいて、
該受信信号の伝送路が、透過伝送路であることを特徴とした雑音除去装置。
（付記１８）付記１７において、
該透過伝送路が、ナイキスト伝送路であることを特徴とした雑音除去装置。
（付記１９）付記１４又は１５において、
該補間予測する手段が、該受信信号を所望の周波数帯域に周波数シフトさせる手段と、その後、該ゼロ点に応じて間引を行う手段と、さらに補間を行う手段と、該元の信号に合わせるために該周波数シフトを逆方向に行って元の周波数帯域に戻すことにより該受信信号の雑音成分を生成する手段とを含むことを特徴とした雑音除去装置。
（付記２０）付記１９において、
該補間手段が、該間引いた信号に対してゼロ点を挿入する回路と、さらに補間予測帯域幅を伝送帯域幅とするローパスフィルタとを含むことを特徴とした雑音除去装置。
（付記２１）付記２０において、
該ローパスフィルタが、該補間予測帯域幅をナイキスト幅とするｃｏｓ二乗フィルタであることを特徴とした雑音除去装置。
（付記２２）付記２０において、
該ローパスフィルタが、該補間予測帯域幅をナイキスト幅とするｃｏｓフィルタであることを特徴とした雑音除去装置。
（付記２３）付記１９において、
該周波数シフトさせる手段が、該受信信号の雑音周波数成分が大きい周波数帯域を検出し、該周波数帯域に対して自動的に行う手段を含むことを特徴とした雑音除去装置。
（付記２４）付記１から２３のいずれかにおいて、
雑音除去の前段又は後段で符号間干渉を取り除くために自動等化器をさらに設けたことを特徴とした雑音除去装置。
【００８２】
【発明の効果】
以上説明したように本発明に係る雑音除去方法及び装置によれば、時間軸と振幅と位相が特定された信号又はゼロ点信号を送信信号に挿入し、この特定信号またはゼロ点を用いて受信信号の雑音成分を補間予測し、その雑音成分を受信信号から差し引くことで送信された元の信号を再生するように構成したので、雑音の多い環境、特に電力線搬送のようなＳ／Ｎ値がマイナスの状況でも、信号の減衰が少ない低域での効果的な雑音キャンセルにより高速でデータ伝送を実現することが可能となる。
【００８３】
また、電力線搬送モデムに限らず、ＣＡＴＶモデムやＡＤＳＬモデム、ＶＤＳＬモデム、２．４Ｇの無線ＬＡＮや無線伝送分野や光伝送分野などにおいても同様に適応される。
さらには、磁気ディスクのように高速化することで雑音に埋もれてしまうような信号に対しても正確に信号を取り出し高記録密度を実現することが可能である。
【００８４】
そして、さらには半導体における多値伝送技術においてもその雑音から信号を取り出す過程に用いることができ半導体性能の高速化に貢献することができる。さらには音声認識、画像圧縮、バーコードスキャナの復調など種々雑音で悩まされている分野に適用が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る雑音除去方法及び装置の基本原理を説明するためのグラフ図である。
【図２】本発明の基本構成を従来例と比較したブロック図である。
【図３】本発明の動作概要を示した図である。
【図４】本発明の送信側動作を詳しく示した図である。
【図５】本発明の間引動作を説明した図である。
【図６】本発明の補間動作を説明した図である。
【図７】本発明の雑音成分の除去プロセスを示した図である。
【図８】本発明によるゼロ点挿入の種々の態様を示した図である。
【図９】本発明に用いる補間フィルタ例を示した図である。
【図１０】本発明をモデムに適用した実施例を示したブロック図である。
【図１１】本発明に用いる雑音除去部の実施例を示したブロック図である。
【図１２】本発明に用いる補間部の実施例を示したブロック図である。
【図１３】本発明に用いるタイミング抽出部及びＶＣＸＯ型ＰＬＬ回路の実施例を示したブロック図である。
【図１４】本発明によるタイミング抽出部の波形図である。
【図１５】本発明によるゼロ点のシステム制御例を示したブロック図である。
【図１６】本発明による自動周波数シフトの構成例を示したブロック図である。
【図１７】本発明による周波数シフト量による雑音の低減例を示した図である。
【図１８】本発明により除去したい雑音帯域に対して周波数シフト量を求める一例を示した周波数帯域図である。
【図１９】本発明の変形例（等化器付加の場合）を示したブロック図である。
【図２０】本発明の適用分野を説明するための概略図である。
【図２１】従来の問題点を説明するための図である。
【符号の説明】
１ 特定信号（ゼロ点）挿入部
２ 雑音除去部
３ 周波数シフト部
４，４４，４５ 間引部（ＤＣＭ）
５ 補間部（ＩＰＬ）
６ 周波数逆シフト部
７ 減算部
８，９ 遅延回路
１１ スクランブラ（ＳＣＲ）
１２ ベクトル和分回路
１３ 信号発生部
１４，２２ ロールオフフィルタ（ＲＯＦ）
１５ 変調器（ＭＯＤ）
１６，２４４ Ｄ／Ａ変換器
１７，２４２ ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
１８ 送信クロック発生回路（ＴＸ−ＣＬＫ）
１９，２３２ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
２０ Ａ／Ｄ変換器
２１ 復調器（ＤＥＭ）
２３ タイミング抽出器
２４ ＰＬＬ回路
２５，３３ 等化器（ＥＱＬ）
２６ キャリア自動位相制御器（ＣＡＰＣ）
２７ 判定部（ＤＥＣ）
２８ ベクトル差分演算部
２９ デスクランブラ（ＤＳＣＲ）
３０ 受信クロック分配部
３１ａ，３１ｂ ナイキスト伝送路
５１ ゼロ点挿入部
５２ 補間フィルタ
２３１ パワー演算部（ＰＷＲ）
２３３ ベクトル化回路
２４１ 比較部
２４３ 二次ＰＬＬ回路
２４５ ＶＣＸＯ
２４６ 分周器
３６，４０ 信号品質判定部
３７，４１ ゼロ点挿入個数設定通知部
４２，４３ 乗算器
４６，４７ ＦＦＴ
４８ 周波数シフト量決定部
図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。
【発明の属する技術分野】
本発明は雑音除去方法及び装置に関し、特に雑音に埋もれた信号を忠実に取り出すための雑音除去方法及び装置に関するものである。
このような雑音除去方法及び装置は以下に示すような多岐に渡る産業上の利用分野においてその必要性が顕著になっている。
【０００２】
・電力線搬送のように雑音の多い環境下で高速でデータ伝送を実現しようという電力線搬送モデム分野
・ＣＡＴＶモデムやＡＤＳＬモデム、さらにＶＤＳＬモデム、２．４Ｇの無線ＬＡＮ、無線伝送分野、光伝送分野など
・高速化することで雑音に埋もれてしまうような信号も取り出し、高記録密度を実現しようとした磁気ディスク又は光ディスク
・高速化された多値伝送技術の半導体
・雑音環境下での音声認識、画像圧縮、バーコードスキャナの復調など
以下、かかる雑音の存在について、電力線搬送モデムを例にとって説明するが、上記のような他の分野についても同様である。
【０００３】
まず、図２０に示す電力系統において、配電変電所１００の電力は、６．６ＫＶの高圧配電線１０２を介して柱上変圧器１０３に供給され、さらに１００Ｖ／２００Ｖ低圧配電線１０４を介して家庭１０５に供給されている。
そして、電力線搬送通信を行う場合には、高圧配電線１０２と並行して配電変電所１００のアクセスノード１０１と柱上変圧器に設置したモデムとの間に光ファイバ（図示せず）を設置し、この光ファイバを経由し、柱上変圧器１０３のモデムと家庭１０５内の屋内配線１０６に接続されたコンセントに差し込んだモデムとの間で１００Ｖ／２００Ｖ低圧配電線１０４を介して通信を行っている。
【０００４】
この場合、図２１に示すように低圧配電線１０４は同図（１）に示す送信信号ＴＸのスペクトラムに対して同図（２）に示すように１μＨ／ｍのインダクタに見え、線路長が１５０ｍだとすると１５０μＨのインダクタに見える。
また、低圧配電線１０４に接続された引込線１０７は７５ｐＦ／ｍのコンデンサに見え、５０ｍの引込線を家庭１０５に接続したとすると、０．１１２５μＦのコンデンサに見える。これだけでなく、家庭１０５内の各種家電機器においては、雑音防止用のコンデンサをＡＣ１００Ｖ間に接続しているため、容量性負荷に見えることになる（同図（２）参照）。
【０００５】
結果として、柱上変圧器１０３が在る電柱から、家庭のコンセント間は同図（２）に示すように、低域通過型のＬＰＦに見え、同図（３）に示すように受信信号ＲＸは高域が大きく減衰する。このため、最悪の場合には高域信号は端末側に到着した時には雑音Ｎに埋もれている。
【０００６】
一方、低域は、高域に比べてロスはさほどではないが、家電機器が出す、例えばインバータ機器などによるランダムな雑音（白色雑音）が極めて多く、低域信号は、やはり同図（３）に示すように雑音Ｎに埋もれ高速のデータ通信が実用化できず、長年に渡り解決策が求められて来た。
【０００７】
【従来の技術】
このような解決策を提案した従来技術を、以下、三世代に渡り説明する。
＜第一世代＞
雑音に強いと言われるＦＭ変調方式、ＦＳＫ変調方式、ＰＳＫ変調方式などが電力線搬送モデムの変調方式として採用された。ただし、現実の電力線は雑音レベルが大きいため、実用化は１２００ｂｐｓ以下低速の限られたアプリケーションに留まった。
＜第二世代＞
スペクトラム拡散方式の導入である。スペクトラム拡散方式は、雑音に強いということで、電力線搬送の実用化に向けて大きな期待が寄せられた。
【０００８】
しかしながら、シャノンの理論限界によれば、白色系雑音配下で、Ｓ／Ｎ値がマイナスの場合（図２１（３）参照）には、伝送容量が急激に低下し、高速伝送の実現は理論的に不可能である。従って、シャノンの限界は超えられず、やはり最大でも１００ｋｂｐｓ、最悪は通信不能という状況にあった。
＜第三世代＞
ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式の登場である。ＯＦＤＭ方式はマルチキャリア変調方式を採用したもので、雑音が多いキャリア帯域は使わず、避けて通るという技術である。このため、大きな雑音を回避でき、大きな高速化の実現の目処が見え始めている。
【０００９】
しかしながら、雑音源の主である家電機器のインバータ化率は増える方向にあり、かつ容量性負荷に伴う高域減少問題も増える方向にある。結果として、従来技術では、低速な通信も場合によって可能であるが、数Ｍｂｐｓのより高速な通信を実現するのが不可能であった。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
このように、家電機器のインバータ化は大きなトレンドであり、今後、家電機器のインバータ化による雑音は益々増大する傾向にある。また、これに伴い、容量性負荷も雑音防止対策として増大する傾向にある。
【００１１】
このような環境下では、第三世代の解決策の如く雑音を避けて通るという考え方ではトレンド的に十分ではなく、むしろ、第四世代の解決策としては、雑音に積極的に立ち向かい、雑音をキャンセル（除去）し、高速のデータ通信を実現しようという試みが重要である。
【００１２】
図２１（３）に示したように、高域は雑音は少ないが、受信信号は、容量性負荷により大きく減衰し、雑音レベル以下となっている。低域は受信信号の減衰はさほどではないが、家電機器の出す雑音により、やはりＳ／Ｎ値はマイナスの状況である。
【００１３】
従って本発明は、このようにＳ／Ｎ値がマイナスの状況にあっても信号の減衰が少ない低域の雑音をキャンセルして埋もれている受信信号を再生することにより高速伝送を実現する方法と装置の提供を目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
図１（１）に示すように雑音Ｎのレベルが高い低域部分（雑音成分Ｎ１、信号成分Ｓ１）をカットして高域部分のみを使用してデータ伝送してもＳ／Ｎ値はマイナスのままである。
【００１５】
一方、図２１（３）及び図１（１）において、電力線の雑音をよく見ると、低域強調型が多く、ミクロ的に見ると白色雑音だが、マクロ的に見ると（全周波数帯域で見ると）有色系雑音になっていることが分かる。つまり、全周波数帯域内のどの狭帯域で見ても同じ白色雑音になっている。
【００１６】
従って本発明は、このようにマクロ的に見た有色系雑音に注目し、図１（２）に示すように、低域の支配的な雑音成分Ｎ１を積極的に除去してＳ／Ｎ値をプラスに転じさせ、低域に埋もれた、比較的高いレベルの受信信号Ｓを抽出しようとするものである。
【００１７】
このため、本発明においては、時間と振幅と位相が特定された信号（以下、特定信号と称することがある。）を含む受信信号から雑音成分を補間予測し、該雑音成分を該受信信号から除去して送信された元の信号を再生するようにした雑音除去方法及び装置を実現している。
【００１９】
このような本発明に係る雑音除去方法及び装置を、図面を参照して以下に説明する。
図２（１）には、従来における信号の送受信系統が示されており、送信信号発生部３２からの送信信号は透過伝送路としてのナイキスト伝送路３１を経由して受信信号再生部３３に送られる。
【００２０】
このような送受信系統において、本発明は、同図（２）に示すように、送信信号発生部３２とナイキスト伝送路３１との間に特定信号又はゼロ点（以下、ゼロ点と総称する。）の挿入部１を設けるとともに、ナイキスト伝送路３１と受信信号再生部３３との間に雑音除去部２を設けたものである。なお、雑音除去部２は、後述するように、周波数シフト部３と間引部（ＤＣＭ）４と補間部（ＩＰＬ）５と周波数逆シフト部６と減算部７とで構成されている。
【００２１】
まず、送信信号発生部３２で発生された送信信号のシンボルレートを、図３（１）に示すように例えば１９２ｋＢであるとする。このような送信信号が、ゼロ点挿入部１に与えられると、ゼロ点挿入部１では、同図（２）に示すように、同図（１）の送信信号に対して、ゼロ点を挿入してナイキスト伝送路３１へ送信する。この場合、信号Ｓも同じ速度で送信するならば、送信速度は３８４ｋＢとなる。
【００２２】
受信側では、同図（３）に示すように、受信信号Ｓ及びゼロ点にそれぞれ伝送路３１の雑音Ｎが乗った形で受信することになる。
そこで、雑音除去部２では、雑音Ｎを含む信号Ｓ（Ｓ+Ｎ）を除去し、ゼロ点における雑音Ｎのみを残し、これらの雑音Ｎから、各受信信号点において、同図（４）に示すように、両側の雑音Ｎから雑音補間信号Ｎ'を生成する。
【００２３】
そして、雑音除去部２においてはさらに、同図（３）に示す受信信号から、同図（４）に示す雑音補間信号Ｎ'を差し引くことにより、同図（５）に示すように雑音ＮがＮ-Ｎ'となり実質的に除去された信号成分Ｓのみから成る信号（送信信号に相当）を再生することができる。
【００２４】
このような雑音除去部２の動作を図４〜図６を用いてより詳しく説明する。
まず、上述した送信信号は、図４（１）に示すように１９２ｋＢの速度で伝送される。この場合のスペクトルをスカラー（横軸は周波数帯域ｋＨｚ）で表したものが同図右側に示されている。
【００２５】
そして、このような送信信号に対してゼロ点を挿入すると、同図（２）に示すように、各信号点の間にゼロ点が挿入されて、挿入後の周波数帯域は３８４ｋＢとなる。この場合は、+１９２ｋＨｚを中心にコピーしたスペクトルになる。
このようなゼロ点が挿入された送信信号が受信側に送られた時の受信信号は、同図（３）に示すように、信号Ｓ及びゼロ点それぞれにおいて雑音成分Ｎが重畳されたものとなる。この場合のスペクトルも同図（２）に示した送信信号の場合と同様である。
【００２６】
このような受信信号が雑音除去部２における周波数シフト部３においてシフトされた後、間引部４に送られた時の動作が図５に示されている。
すなわち、受信信号Ｓ（ｎ）のサンプル値とスペクトラムは同図（１）に示す通りであり、この信号Ｓ（ｎ）のＺ変換Ａは、次式で表わされる。
【００２７】
Ａ＝Ｓ(ｚ)＝ΣＳ(ｎ)ｚ-n …式（１）
なお、同図右側のスペクトラムは、伝送路３１で雑音が付加されるため、０〜ｆｓ/２（ｆｓはサンプル周波数）に分布することを示している。
このような受信信号Ｓ（ｎ）の反転信号のＺ変換Ｂは、次式で示される。
【００２８】
Ｂ＝Ｚ［(-１)nＳ(ｎ)］＝Ｓ(-ｚ) …式（２）
この場合の反転信号は、信号点における信号成分のみに対して行われるために(-１)nが係数となっている。
そして、このような反転信号(-１)n＊Ｓ(ｎ)と同図（１）に示す受信信号Ｓ(ｎ)とを加算した後の信号ｔ(ｎ)のＺ変換Ｃは、次式で与えられる。
【００２９】
Ｃ＝Ｚ［ｔ(ｎ)］＝Ｔ(ｚ)＝(１/２)＊［Ｓ(ｚ)+ Ｓ(-ｚ)］ …式（３）
すなわち、信号点における振幅はゼロになり、信号成分Ｓだけでなく信号Ｓに重畳されていた雑音成分Ｎも一緒に除かれる形になる。ここで、信号ｔ(ｎ)はｔ(１), ｔ(３),,,＝0のため、次式で表わされる。
【００３０】
Ｔ(ｚ)＝Σｔ(２ｎ)＊Ｚ-2n …式（４）
このようにして得られた同図（３）に示す信号ｔ(ｎ)の信号点を間引いた後の信号Ｄは、次式で表わされる。
Ｄ＝ｕ(ｎ)＝Ｔ(ｚ1/2) …式（５）
この場合、伝送速度は１９２ｋＢに低下するので、同図（４）の右図に示すように、スペクトラムは折り返す形となる。
【００３１】
最終的な信号Ｅ＝Ｕ(ｚ)は次式で与えられる。
Ｅ＝［Ｓ(ｚ1/2)+Ｓ(-ｚ1/2)］/２ …式（６）
このようにして得られた間引信号ｕ(ｎ)は図２に示した補間部５に与えられると、図６に示す動作を呈する。
【００３２】
すなわち、間引部４からの信号ｕ(ｎ)は、同図（１）に示すサンプル値とスペクトラムを有する雑音成分のみであり、この雑音成分にゼロ点を挿入した信号ｔ(ｎ)は同図（２）に示すようなサンプル値とスペクトラムを有し、そのＺ変換Ａは次式で示される。
【００３３】
Ａ＝(ｚ)＝Σｔ(ｎ)ｚ-n …式（７）
ここで、ｔ(１),ｔ(３),,,＝0であるため、
Ａ＝Σｔ(２ｎ)ｚ-n=ｕ(ｎ)ｚ-2n …式（８）
となるので、次式が得られる。
【００３４】
Ｔ(ｚ) =Ｕ(ｚ2) …式（９）
この、信号Ｔ(ｚ)において、ゼロ点の両側の雑音成分Ｎで補間すると、図５（１）に示した受信信号Ｓ(ｎ)と同一の伝送速度を有し、なおかつ雑音成分のみを有する。
【００３５】
従って、受信信号Ｓ(ｎ)から、その補間した信号を差し引くことにより、図４（２）に示すゼロ点が挿入された送信信号が得られることになる。
なお、同図（１）に示す送信信号を得るためには、ゼロ点を間引けばよい。
上記の説明は、送信信号がどのようにして受信側で再生されるかを示したものであるが、雑音成分のみに着目して雑音成分がどのように除去されるかを示したものが図７である。
【００３６】
すなわち、送信信号が１９２ｋＢ（±９６ｋＢ）の伝送帯域を有するとき、これに対してゼロ点挿入を行うと帯域が２倍になるとともに、コピー成分が発生してナイキスト伝送路３１へ送られる。
そして、雑音除去部２においては、まず雑音分布特性▲１▼に示すように、雑音分布は、±１９２ｋＨｚに渡っており、図１にも示したように、特に左半分の−１９２〜０ｋＨｚの周波数帯域において雑音レベルが高くなっており、０〜＋１９２ｋＨｚの間は、低い雑音レベルになっている。
【００３７】
この状態で、周波数シフト部３によって、＋９６ｋＨｚだけシフトさせると、雑音特性▲２▼に示すように、雑音成分Ａ＋Ｂは、雑音特性▲１▼に対して＋９６ｋＨｚだけシフトされた形になっており、これに伴って、雑音特性▲１▼における雑音成分Ｄは−１９２ｋＨｚ〜−９６ｋＨｚに折り返されることになる。これにより、補間予測したい雑音帯域を補間帯域にシフトしたことになり、雑音をより効果的に除去することができる。
【００３８】
なお、+９６ｋＨｚのシフト量は説明の便宜上の一例にすぎない。
この状態で間引部５において間引動作を行うと、周波数が半分になるため、雑音成分Ａは＋９６〜＋１９２ｋＨｚに折り返され、雑音成分Ｂは−１９２〜−９６ｋＨｚに、雑音成分Ｃは−９６〜０ｋＨｚに、そして雑音成分Ｄは０〜＋９６ｋＨｚに折り返される形となる。ここでは、折り返し成分が最小となる帯域を選定している。
【００３９】
そして補間部５においてゼロ点の補間を行い且つ両端の雑音成分Ａ+Ｃ及びＢ+Ｄをフィルタ除去すると、雑音特性▲４▼に示すように、−９６〜＋９６ｋＨｚの間だけ雑音成分Ａ+Ｃ及びＢ+Ｄが残ることになる。
そして、この補間した雑音成分を上記の周波数シフトと逆方向に、すなわち−９６ｋＨｚだけシフトさせると、雑音特性▲５▼に示すように−１９２〜０ｋＨｚの間のみ雑音成分Ａ+Ｃ及びＢ+Ｄが残る。
【００４０】
従って、このような雑音成分を、雑音特性▲１▼に示した全体の雑音成分から減算部７において減算することにより、雑音特性▲６▼に示すように、−１９２〜０ｋＨｚにおける雑音成分Ａ及びＢは完全に除去されることとなる。なお、雑音成分Ｃ及びＤは残存することになるが、図１（２）にも示したように、これらの雑音レベルは低いものであるのでＳ／Ｎ値には大きな影響は及ばさない。
【００４１】
このようにして雑音除去がされた受信信号は実質的に送信信号に対応したものとして再生されたことになる。
なお、上記のように周波数シフトを行うのは、例えば補間予測する帯域を雑音の最も多い帯域（この例では低域）に設定し、折り返しとなる周波数帯域に関しては高域の雑音の少ない帯域を選択するためである。
【００４２】
上述した図３及び図４においては、信号点間にゼロ点を１個挿入した場合を取り上げたが、図８においては、ゼロ点挿入の種々のパターンを示している。
すなわち、同図（１）の場合には、ゼロ点を信号Ｓ３個置きに１個挿入し、雑音予測帯域が９６ｋＨｚになる場合を示している。
【００４３】
また、同図（２）の場合には、ゼロ点を信号Ｓ２個置きに１個挿入した場合を示し、雑音予測帯域は１２８ｋＨｚになる。
同図（３）は上記の例と同様にゼロ点を信号１個置きに１個挿入したときの例であり、雑音予測帯域は１９２ｋＨｚとなる。
【００４４】
同図（４）に示す例では、ゼロ点を信号Ｓ１個置きに２個挿入したときの例を示し、雑音予測帯域は２５６ｋＨｚとなる。
さらに、同図（５）の場合には、ゼロ点を信号Ｓ１個置きに３個挿入したときの例を示し、雑音予測帯域は２８８ｋＨｚとなる。
【００４５】
図８（４）及び（５）に示すようにゼロ点の数を増大させることにより、より広帯域の雑音をキャンセル可能となり雑音耐力が増す代わりにデータ伝送の速度が低下することがあるが、より劣悪な環境にも耐えられることとなる。
例えば、狭い帯域を通過時には符号間干渉が増えるため、雑音もキャンセルするが信号自体も部分的にキャンセルが行われることとなる。このような場合には、全体の速度を落とし、信号を減衰させることなく雑音も効果的にキャンセルするべくシステムパラメータを最適化すればよい。または、雑音除去部の前段に等化器を挿入すればよい。
【００４６】
また、このゼロ点の挿入個数は受信側で信号品質を判定し、この判定結果に応じてその個数を決定し、送信側へ通知するようにすれば、適応的にゼロ点挿入個数を変化させることが可能となる。
上記において、本発明ではＰＮ系列（擬似ランダム系列）を用いて、送信側のゼロ点挿入を実施する。これにより、受信側ではランダム雑音に対してＰＮ系列により雑音を補間予測することができる。
【００４７】
ＰＮ系列の例としては、次のものが挙げられる。
・１５チップ：１１１１０１０１１００１００００
・３１チップ：１１１１１００１１０１００１００００１０１０１１１０１１０００
この場合、画像圧縮方式で行われているようなミューズ方式のように、ゼロ点の挿入点を時間軸をずらしながら順次挿入して行くことも可能である。
【００４８】
その他にもゼロ点挿入の方法には種々あり、システムの特性に合わせて最適化を行えばよい。
図２に示した補間部５は、図９に示すように、種々のフィルタ特性を用いて行うことができる。
【００４９】
すなわち、同図（１）に示すローパスフィルタにおいては、補間予測帯域幅を伝送帯域幅としており、この場合には補間予測帯域幅外の折り返しはないが、フィルタをトランスバーサルフィルタなどで構成した場合にはタップ数が多く除去範囲が狭いという特性を有する。
【００５０】
また、同図（２）に示すｃｏｓ二乗フィルタの場合には、補間予測帯域幅をナイキスト幅としており、タップ数が少なく、除去範囲も広いが、補間予測帯域幅外の折り返しが生ずる特性を有する。
さらに、同図（３）に示すｃｏｓフィルタの場合には、やはり補間予測帯域幅はナイキスト幅とするが、この場合にはタップ数が多く演算量が多いとともに、補間予測帯域幅外の折り返しも生ずるという特性がある。
【００５１】
さらに、本発明においては、上記の周波数シフト量を、受信信号の雑音周波数成分が大きい周波数帯域を検出し、その周波数帯域に対して自動的に決定することもできる。
さらには、雑音除去の前段又は後段で符号間干渉を取り除くために自動等化処理を行ってもよい。
【００５２】
【発明の実施の形態】
図１０は、本発明に係る雑音除去方法及び装置を用いたモデムの実施例を示したものである。
すなわち、送信信号ＳＤを、スクランブラー（ＳＣＲ）１１でスクランブル処理するとともにシリアル信号をパラレル信号に変換する。このパラレル信号はベクトル和分回路１２において、元々送信信号がグレイコード（Ｇ）であったものをナチュラルコード（Ｎ）に変換し、さらに、受信側で位相検出するために用いるベクトル差分回路２８に対応してベクトル和分演算を行った後、信号発生部１３において図３（１）及び図４（1）に示すような送信信号を送出する。
【００５３】
この送信信号は、本発明によるゼロ点挿入部１でゼロ点が挿入され、ロールオフフィルタ（ＲＯＦ）１４で波形整形される。
このロールオフフィルタ１４の出力信号は変調回路（ＭＯＤ）１５によって変調を受け、さらにＤ／Ａ変換回路１６でデジタル信号からアナログ信号に変換された後、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１７で電力搬送波の周波数帯域（１０ｋＨｚ〜４５０ｋＨｚ）を含む低周波帯域のみの信号を抽出して送信線路に送り出す。
【００５４】
このような送信線路からの送信信号を受信線路を介して受信したとき、まずバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１９において所定の周波数帯域成分（電力搬送モデムの場合は１０〜４５０ｋＨｚ）のみを抽出し、Ａ／Ｄ変換回路２０においてデジタル信号に戻す。
【００５５】
このデジタル表記されたアナログ信号は、復調回路（ＤＥＭ）２１でベースバンドの信号に復調され、ロールオフフィルタ２２で波形整形される。
そして、このロールオフフィルタ２２の出力はタイミング抽出部２３及びＶＣＸＯ型ＰＬＬ回路２４に送られることにより、ゼロ点信号の位相が抽出されるとともに、Ａ／Ｄ変換器２０へサンプリングタイミング信号を与えている。
【００５６】
ロールオフフィルタ２２の出力信号は本発明による雑音除去部２において伝送路の雑音成分が除去された後、等化器（ＥＱＬ）２５で符号間干渉を取り除き、自動キャリア位相制御器（ＣＡＰＣ）２６で位相合わせを行い、さらに判定回路（ＤＥＣ）２７で雑音を取り除いた信号成分のみを出力する。
【００５７】
そして、ベクトル差分回路２８においてナチュラルコードでベクトル和分回路１２と反対のベクトル差分演算を行った後、グレイコードに戻し、デスクランブラ（ＤＳＣＲ）２９でこのパラレルグレイコードをシリアル信号に変換してデスクランブル処理し、受信信号ＲＤとして出力する。
【００５８】
また、送信クロック発生回路（ＴＸ−ＣＬＫ）１８は、送信クロックをゼロ点挿入部１とＤ／Ａ変換器１６とに与えるとともに、その他の各部へ分配している。また、受信側においては、受信クロック発生回路（ＲＸ−ＣＬＫ）３０が雑音除去部２並びに受信部の各部へ受信クロックを抽出して与えている。
【００５９】
なお、受信クロック発生回路３０は、ＰＬＬ回路２４から抽出されたゼロ点信号を通過させているだけである。また、このゼロ点信号は従来例では単なるシンボルタイミング信号である。
また、図中に網掛け部分で囲んだ部分が透過伝送路としてのナイキスト伝送路３１に相当している。このナイキスト伝送路は、図１（２）に示すように、送信信号点の間隔がナイキスト間隔（３８４ｋＢ）で送信されるものである。
【００６０】
図１１は、図１０に示した雑音除去部２の実施例を示したものであり、図２に示した雑音除去部２に対応している。
すなわち、受信信号Ａ（３８４ｋＢ）は、周波数シフト部３において、所望の回転ベクトル信号Ｂにより周波数シフトされた信号Ｃとして出力される。
【００６１】
この信号Ｃは間引部４に送られ、この間引部４では、図１０に示したＰＬＬ回路２４から抽出されたゼロ点信号（１９２ｋＢ）に基づき、図５（４）に示した雑音成分のみの信号Ｄ（１９２ｋＢ）に変換される。
この信号Ｄは補間部５に送られて、そのフィルタ処理により補間された信号Ｅ（３８４ｋＢ）として出力される。この信号Ｅは周波数逆シフト部６に送られ、周波数シフト部３で用いた回転ベクトル信号Ｂと逆方向にシフトするため、信号Ｂとは共役複素数を構成する信号Ｆによって逆回転されて信号Ｇとして出力される。なお、この信号Ｆは補間部５の出力信号とタイミングを合わせるため遅延回路８が途中に設けられている。
【００６２】
周波数逆シフト部６の出力信号Ｇは減算器７において受信信号Ａから減算されて出力信号Ｋとなる。なお、この場合も補間部５の出力信号とタイミングを合わせるため遅延回路９が受信信号Ａに対して設けられている。
このようにして、雑音除去部２からは、受信信号Ａから雑音成分が除去された後の信号Ｋが出力されることとなる。
【００６３】
図１２は、図１１に示した補間部５の実施例を示しており、この実施例では、ゼロ点挿入部５１と補間フィルタ５２とで構成されている。
すなわち、間引部４から出力された雑音成分のみの信号Ｄ（１９２ｋＢ）に対し、ゼロ点挿入部５１が、図６（２）で示したようにゼロ点を雑音間に挿入し、伝送帯域３８４ｋＢの信号として補間フィルタ５２に与える。
【００６４】
補間フィルタ５２はトランスバーサルフィルタで構成することができ、遅延回路部５２１と乗算回路５２２のフィルタ係数Ｃ１〜Ｃｎとにより、図９に示したような種々のフィルタを構成することができる。ここから出力される補間予測信号Ｅは、図３（４）に示した信号において各ゼロ点での雑音成分Ｎ'がその両側の雑音成分Ｎによって補間された或る振幅を有する信号として出力される。
【００６５】
図１３は、図１０に示したタイミング抽出部２３とＶＣＸＯ型ＰＬＬ回路２４の実施例を示したものである。この内、タイミング抽出部２３は、パワー演算回路（ＰＷＲ）２３１とバンドパスフィルタ２３２とベクトル化回路２３３とで構成されており、ＰＬＬ回路２４は比較部２４１とローパスフィルタ２４２と二次ＰＬＬ回路２４３とＤ／Ａ変換回路２４４とＶＣＸＯ（Voltage Controlled Crystal Oscillator:電圧制御水晶発振器）回路２４５と分周器２４６とで構成されている。
【００６６】
すなわち、ロールオフフィルタ２２から出力されたベクトル信号はパワー演算回路２３１で二乗演算されてパワーが計算される。この時のスペクトラムを示したものが図１４に示されており、写真の中央に出ている線スペクトラムが１９２ｋＨｚのゼロ点信号を示している。すなわち、送信側では、定期的にゼロ点を送信しているため、エネルギーはこの区間はゼロであるが、ゼロ点の挿入度合いに応じたパワースペクトラムを抽出することが可能となる。
【００６７】
このようにして得たパワー値をバンドパスフィルタ２３２に通す。この例では、１９２ｋＨｚを中心周波数とするバンドパスフィルタを用いているので所望のゼロ点信号情報を出力してベクトル化回路２３３に送る。
ベクトル化回路２３３では、入力信号を９０度位相の異なった信号で合成することによりベクトル化し、タイミング位相情報としてＰＬＬ回路２４に与える。
【００６８】
ＰＬＬ回路２４においては、まず比較部２４１において、ベクトル化回路２３３からのタイミング位相情報と予め分かっている基準点の位相とを比較してその位相差をローパスフィルタ２４２で低域成分のみとし、２つの積分器で構成された二次ＰＬＬ回路２４３とＤ／Ａ変換回路２４４でＶＣＸＯ２４５の制御電圧を制御する。
【００６９】
そして分周器２４６で分周した後、比較部２４１へフィードバックすることにより基準点との比較を実施する。これにより、ベクトル化回路２３３からのタイミング位相情報と基準点との位相差を引き込み、同期が確立したゼロ点信号を抽出することができる。また、ＶＣＸＯ回路２４５からは、Ａ／Ｄ変換器１６へのサンプルタイミング信号が出力され、最終的に比較部２４１にバックされ位相同期ループを構成する。
【００７０】
上記の実施例では、送信信号に挿入するゼロ点は図８に示したように種々の実施例が考えられるが、このゼロ点間隔は固定する必要はなく、図１５に示すように制御することも可能である。
すなわち、全二重伝送路３１ａ及び３１ｂを挟んで２つの送信部３４及び３８がそれぞれ受信部３５及び３９と接続されている送受信系統において、受信部３５からの出力信号により信号品質を判定する判定部３６を設け、この判定結果をゼロ点挿入個数設定通知部３７に与えると、このゼロ点挿入個数設定通知部３７はゼロ点挿入個数を決定し、この情報を伝送路３１ｂ経由でゼロ点挿入個数設定通知部４１に通知して送信部３４のゼロ点個数を設定する。
【００７１】
同様にして、送信部３８から伝送路３１ｂを介して受信部３９で受信した信号に基づき、信号品質判定部３６と同様に設けた信号品質判定部４０で信号品質が判定され、この判定結果に基づいてゼロ点挿入個数設定通知部４１がゼロ点挿入個数を決定して送信部３８へ通知すると、この送信部３８においても送信部３４と同様にしてゼロ点の挿入制御を行う。
【００７２】
従って、図８に示したようなゼロ点間隔は、伝送路の信号品質に基づいて適応的に変えることが可能となる。
上記の周波数シフト部３においては、図１１に示したように、一定の回転ベクトル信号Ｂを与えているが、このベクトル信号を自動的に変えることも可能である。
【００７３】
図１６はこのような自動周波数シフトを行う構成例を示しており、この構成においては、図１１の雑音除去部２に対して、乗算器４２，４３と間引部４４，４５と、ＦＦＴ演算部４６，４７と、シフト量決定部４８とが新たに設けられている。
【００７４】
動作において、ロールオフフィルタ２２の出力を乗算部４２及び４３においてそれぞれ互いに９０度周波数をずらしたキャリア信号Δｆ１とΔｆ２とを乗算し、間引部４４及び４５においてそれぞれ１９２ｋＢの速度の信号に間引いた後、ＦＦＴ演算部４６及び４７において周波数信号に変換し、どの周波数帯域が最も雑音帯域が大きいかを周波数シフト量決定部４８で決定し、この決定した周波数シフト量を周波数シフト部３に与えている。
【００７５】
なお、ＦＦＴ演算部を２個用いているのは、その入力信号の周波数帯域が１９２ｋＢと全帯域の半分であるからである。
図１７には、周波数シフト量を種々変化させた場合の雑音の低減状態が示されており、この場合には、１２８ｋＨｚ〜２２４ｋＨｚの範囲が最も低減効果が大きいことが分かる。
【００７６】
ここで、所望の雑音除去範囲に対してどのような周波数シフトが決定されるかを、図１８を参照して以下に説明する。
まず、電力線搬送通信の例では、特別搬送ＡＭ変調方式として１６５．２ｋＨｚ（１６５ｋＨｚ＋０．２４ｋＨｚ＝１６５．２４ｋＨｚ）、同ＰＭ変調方式として１６２ｋＨｚ（１３２ｋＨｚ＋３０ｋＨｚ＝１６２ｋＨｚ）が規定されているため、雑音除去範囲としては、雑音除去部２の補間フィルタ５２（図１２参照）が、図９（２）に示したように、ロールオフ率１４．５％のＣＯＳ二乗フィルタを用いた場合、このロールオフ率を考慮して、１７４ｋＨｚ以下で１０ｋＨｚ以上（１０ｋＨｚ〜１７４ｋＨｚ）の雑音をキャンセルできることとなり方式共存ができ、望ましい。
【００７７】
これを伝送路帯域で示したものが同図（１）であり、１０ｋＨｚ〜４５０ｋＨｚの許容伝送帯域は２３０ｋＨｚを中心周波数としており、雑音除去範囲１０ｋＨｚ〜１７４ｋＨｚは網掛部分に相当している。
このような伝送帯域の信号が、図１０に示したモデムのロールオフフィルタ２２から出力されたときのベースバンド信号帯域が図１８（２）に示されている。この場合には、０ｋＨｚを中心として±１９２ｋＨｚの帯域になる。従って、同図（１）の１０ｋＨｚ〜１７４ｋＨｚは、同図（２）では−２２０ｋＨｚ〜−５６ｋＨｚに対応する。
【００７８】
一方、補間フィルタ５２が処理する周波数帯域は、間引部４で半分に間引かれ周波数帯域が半分の１９２ｋＨｚになっているため、ＣＯＳ二乗フィルタのロールオフ率１４．５％を考慮すると、１６４ｋＨｚとなるので、ベースバンド帯域としては、１６４／２＝±８２ｋＨｚとなる。
【００７９】
したがって、補間フィルタ５２の上限周波数+８２ｋＨｚが、同図（２）の雑音帯域の上限周波数-５６ｋＨｚと一致するためには、５６＋８２＝１３８ｋＨｚだけシフトすればよいことになる。図７の例では、説明の便宜上、＋９６ｋＨｚを用いただけである。
【００８０】
なお、図１６に示したような自動周波数シフトを行う場合には、図１８（１）の雑音帯域１０ｋＨｚ〜１７４ｋＨｚ自体が移動することになる。
また、図１０に示した実施例においては、本発明の雑音除去部２が、ロールオフフィルタ２２の出力信号をそのまま入力しているが、図１９に示す変形例のように、復調器／ロールオフフィルタ（ＤＥＭ／ＲＯＦ）２１（図１０のフィルタ２２に対応）の出力側（雑音除去部２の前段）に等化器（ＥＱＬ）３３を設け、符号間干渉を事前に取り除くようにすればより効果的な雑音除去が可能となる。
【００８１】
この場合、等化器３３では例えば時間等化を行い、等化器２５では例えば周波数等化を行うというように等化処理を分担することになる。
また、この等化器として時間等化と周波数等化がＡＤＳＬの分野では知られているが、時間軸等化だけでも極めて大きな効果が得られる。
（付記１）
時間と振幅と位相が特定された信号を含む受信信号から雑音成分を補間予測するステップと、
該雑音成分を該受信信号から除去して送信された元の信号を再生するステップと、
を備えたことを特徴とする雑音除去方法。
（付記２）
送信側で定期的に信号にゼロ点を挿入するステップと、
受信側で、該ゼロ点を用いて受信信号の雑音成分を補間予測するステップと、該雑音成分を該受信信号から差し引くことで送信された元の信号を再生するステップと、
を備えたことを特徴とする雑音除去方法。
（付記３）付記２において、
該ゼロ点を、整数サンプル数間隔毎に1個以上挿入することを特徴とした雑音除去方法。
（付記４）付記３において、
該ゼロ点の挿入個数は、該受信側で信号品質を判定することにより決定されて該送信側へ通知されることを特徴とした雑音除去方法。
（付記５）付記１から４のいずれかにおいて、
該受信信号の伝送路が、透過伝送路であることを特徴とした雑音除去方法。
（付記６）付記５において、
該透過伝送路が、ナイキスト伝送路であることを特徴とした雑音除去方法。
（付記７）付記１又は２において、
該補間予測するステップが、該受信信号を所望の周波数帯域に周波数シフトさせた後、該ゼロ点に応じて間引を行い、さらに補間を行った後、該元の信号に合わせるために該周波数シフトを逆方向に行って該受信信号の雑音成分を生成するステップを含むことを特徴とした雑音除去方法。
（付記８）付記７において、
該補間ステップとして、該間引いた信号に対してゼロ点を挿入し、さらに補間予測帯域幅を伝送帯域幅とするローパスフィルタ処理を行うことを特徴とした雑音除去方法。
（付記９）付記８において、
該ローパスフィルタ処理が、該補間予測帯域幅をナイキスト幅とするｃｏｓ二乗フィルタ処理であることを特徴とした雑音除去方法。
（付記１０）付記８において、
該ローパスフィルタ処理が、該補間予測帯域幅をナイキスト幅とするｃｏｓフィルタ処理であることを特徴とした雑音除去方法。
（付記１１）付記７において、
該受信信号の雑音周波数成分が大きい周波数帯域を検出し、該周波数帯域に対して該周波数シフト量を自動的に決定することを特徴とした雑音除去方法。
（付記１２）付記１から１１のいずれかにおいて、
雑音除去の前段又は後段で符号間干渉を取り除くために自動等化処理をさらに行うことを特徴とした雑音除去方法。
（付記１３）
時間と振幅と位相が特定された信号を含む受信信号から雑音成分を補間予測する手段と、
該雑音成分を該受信信号から除去して送信された元の信号を再生する手段と、
を備えたことを特徴とする雑音除去装置。
（付記１４）
送信側で定期的に信号にゼロ点を挿入する手段と、
受信側で、該ゼロ点を用いて受信信号の雑音成分を補間予測する手段と、
該雑音成分を該受信信号から差し引くことで送信された元の信号を再生する手段と、
を備えたことを特徴とする雑音除去装置。
（付記１５）付記１４において、
該ゼロ点が、整数サンプル数間隔毎に1個以上挿入されることを特徴とした雑音除去装置。
（付記１６）付記１４において、
該ゼロ点の挿入個数は、該受信信号の信号品質を判定することにより決定されて該送信側へ通知されることを特徴とした雑音除去装置。
（付記１７）付記１３から１５のいずれかにおいて、
該受信信号の伝送路が、透過伝送路であることを特徴とした雑音除去装置。
（付記１８）付記１７において、
該透過伝送路が、ナイキスト伝送路であることを特徴とした雑音除去装置。
（付記１９）付記１４又は１５において、
該補間予測する手段が、該受信信号を所望の周波数帯域に周波数シフトさせる手段と、その後、該ゼロ点に応じて間引を行う手段と、さらに補間を行う手段と、該元の信号に合わせるために該周波数シフトを逆方向に行って元の周波数帯域に戻すことにより該受信信号の雑音成分を生成する手段とを含むことを特徴とした雑音除去装置。
（付記２０）付記１９において、
該補間手段が、該間引いた信号に対してゼロ点を挿入する回路と、さらに補間予測帯域幅を伝送帯域幅とするローパスフィルタとを含むことを特徴とした雑音除去装置。
（付記２１）付記２０において、
該ローパスフィルタが、該補間予測帯域幅をナイキスト幅とするｃｏｓ二乗フィルタであることを特徴とした雑音除去装置。
（付記２２）付記２０において、
該ローパスフィルタが、該補間予測帯域幅をナイキスト幅とするｃｏｓフィルタであることを特徴とした雑音除去装置。
（付記２３）付記１９において、
該周波数シフトさせる手段が、該受信信号の雑音周波数成分が大きい周波数帯域を検出し、該周波数帯域に対して自動的に行う手段を含むことを特徴とした雑音除去装置。
（付記２４）付記１から２３のいずれかにおいて、
雑音除去の前段又は後段で符号間干渉を取り除くために自動等化器をさらに設けたことを特徴とした雑音除去装置。
【００８２】
【発明の効果】
以上説明したように本発明に係る雑音除去方法及び装置によれば、時間軸と振幅と位相が特定された信号又はゼロ点信号を送信信号に挿入し、この特定信号またはゼロ点を用いて受信信号の雑音成分を補間予測し、その雑音成分を受信信号から差し引くことで送信された元の信号を再生するように構成したので、雑音の多い環境、特に電力線搬送のようなＳ／Ｎ値がマイナスの状況でも、信号の減衰が少ない低域での効果的な雑音キャンセルにより高速でデータ伝送を実現することが可能となる。
【００８３】
また、電力線搬送モデムに限らず、ＣＡＴＶモデムやＡＤＳＬモデム、ＶＤＳＬモデム、２．４Ｇの無線ＬＡＮや無線伝送分野や光伝送分野などにおいても同様に適応される。
さらには、磁気ディスクのように高速化することで雑音に埋もれてしまうような信号に対しても正確に信号を取り出し高記録密度を実現することが可能である。
【００８４】
そして、さらには半導体における多値伝送技術においてもその雑音から信号を取り出す過程に用いることができ半導体性能の高速化に貢献することができる。さらには音声認識、画像圧縮、バーコードスキャナの復調など種々雑音で悩まされている分野に適用が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る雑音除去方法及び装置の基本原理を説明するためのグラフ図である。
【図２】本発明の基本構成を従来例と比較したブロック図である。
【図３】本発明の動作概要を示した図である。
【図４】本発明の送信側動作を詳しく示した図である。
【図５】本発明の間引動作を説明した図である。
【図６】本発明の補間動作を説明した図である。
【図７】本発明の雑音成分の除去プロセスを示した図である。
【図８】本発明によるゼロ点挿入の種々の態様を示した図である。
【図９】本発明に用いる補間フィルタ例を示した図である。
【図１０】本発明をモデムに適用した実施例を示したブロック図である。
【図１１】本発明に用いる雑音除去部の実施例を示したブロック図である。
【図１２】本発明に用いる補間部の実施例を示したブロック図である。
【図１３】本発明に用いるタイミング抽出部及びＶＣＸＯ型ＰＬＬ回路の実施例を示したブロック図である。
【図１４】本発明によるタイミング抽出部の波形図である。
【図１５】本発明によるゼロ点のシステム制御例を示したブロック図である。
【図１６】本発明による自動周波数シフトの構成例を示したブロック図である。
【図１７】本発明による周波数シフト量による雑音の低減例を示した図である。
【図１８】本発明により除去したい雑音帯域に対して周波数シフト量を求める一例を示した周波数帯域図である。
【図１９】本発明の変形例（等化器付加の場合）を示したブロック図である。
【図２０】本発明の適用分野を説明するための概略図である。
【図２１】従来の問題点を説明するための図である。
【符号の説明】
１ 特定信号（ゼロ点）挿入部
２ 雑音除去部
３ 周波数シフト部
４，４４，４５ 間引部（ＤＣＭ）
５ 補間部（ＩＰＬ）
６ 周波数逆シフト部
７ 減算部
８，９ 遅延回路
１１ スクランブラ（ＳＣＲ）
１２ ベクトル和分回路
１３ 信号発生部
１４，２２ ロールオフフィルタ（ＲＯＦ）
１５ 変調器（ＭＯＤ）
１６，２４４ Ｄ／Ａ変換器
１７，２４２ ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
１８ 送信クロック発生回路（ＴＸ−ＣＬＫ）
１９，２３２ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
２０ Ａ／Ｄ変換器
２１ 復調器（ＤＥＭ）
２３ タイミング抽出器
２４ ＰＬＬ回路
２５，３３ 等化器（ＥＱＬ）
２６ キャリア自動位相制御器（ＣＡＰＣ）
２７ 判定部（ＤＥＣ）
２８ ベクトル差分演算部
２９ デスクランブラ（ＤＳＣＲ）
３０ 受信クロック分配部
３１ａ，３１ｂ ナイキスト伝送路
５１ ゼロ点挿入部
５２ 補間フィルタ
２３１ パワー演算部（ＰＷＲ）
２３３ ベクトル化回路
２４１ 比較部
２４３ 二次ＰＬＬ回路
２４５ ＶＣＸＯ
２４６ 分周器
３６，４０ 信号品質判定部
３７，４１ ゼロ点挿入個数設定通知部
４２，４３ 乗算器
４６，４７ ＦＦＴ
４８ 周波数シフト量決定部
図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。
Claims (8)
- 送信側でＰＮ系列を用いて信号にゼロ点を挿入するステップと、
受信側で、該ゼロ点を用いて受信信号の雑音成分を補間予測するステップと、
該雑音成分を該受信信号から差し引くステップと、
を備えたことを特徴とする雑音除去方法。 - 請求項１において、
該ゼロ点の挿入個数は、受信側で信号品質を判定し、この判定結果に応じて決定することを特徴とした雑音除去方法。 - 請求項１又は２において、
該補間予測するステップが、該受信信号を所望の周波数帯域に周波数シフトさせた後、
該ゼロ点に応じて間引きを行い、さらに補間を行った後、該元の信号に合わせるために該周波数シフトを逆方向に行って該受信信号の雑音成分を生成するステップを含むことを特徴とした雑音除去方法。 - 請求項３において、
該受信信号の雑音周波数成分が大きい周波数帯域を検出し、該周波数帯域に対して該周波数シフト量を自動的に決定することを特徴とした雑音除去方法。 - 送信側でＰＮ系列を用いて信号にゼロ点を挿入する手段と、
受信側で、該ゼロ点を用いて受信信号の雑音成分を補間予測する手段と、
該雑音成分を該受信信号から差し引く手段と、
を備えたことを特徴とする雑音除去装置。 - 請求項５において、
該ゼロ点の挿入個数は、受信側で信号品質を判定し、この判定結果に応じて決定することを特徴とした雑音除去装置。 - 請求項５又は６において、
該補間予測する手段が、該受信信号を所望の周波数帯域に周波数シフトさせる手段と、その後、該ゼロ点に応じて間引を行う手段と、さらに補間を行う手段と、該元の信号に合わせるために該周波数シフトを逆方向に行って元の周波数帯域に戻すことにより該受信信号の雑音成分を生成する手段とを含むことを特徴とした雑音除去装置。 - 請求項７において、
該周波数シフトさせる手段が、該受信信号の雑音周波数成分が大きい周波数帯域を検出し、該周波数帯域に対して自動的に周波数シフト量を決定する手段を含むことを特徴とした雑音除去装置。
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