JP3644021B2 - 雑音除去方法及び装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、拡散符号によりスペクトラム拡散変調した各種の伝送データ又は再生データに重畳された雑音を除去して、データを誤りなく復元する為の雑音除去方法及び装置に関する。
【０００２】
本発明の雑音除去方法及び装置を適用する分野は多岐にわたるもので、元のデータに復元する手段を広義のモデムとすると、電力線を伝送路としてデータを伝送する電力線搬送通信システムのモデム、ＡＤＳＬ（Ａｓｙｍｍｅｔｒｉｃ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｌｉｎｅ）等を含むｘＤＳＬモデム、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ，ＩＥＥＥ８０２．１１ｂ等による標準化された比較的近距離の無線通信システムのモデム、或いは、データを蓄積して再生する磁気ディスク装置や光ディスク装置、データを印刷してスキャナーにより読取るバーコードリーダー等もモデムの一種である。以下、高雑音環境下のシステムの一例として、電力線搬送通信システムを例に説明する。
【０００３】
【従来の技術】
電力線搬送通信システムは、例えば、図１８に示すように、配電変電所１０１に設けたアクセスノード１０２から光ファイバー１０３を、例えば、６ｋＶの高圧配電線に沿って敷設し、この高圧配電線に接続した変圧器１０５により、６ｋＶの高圧を１００Ｖ又は２００Ｖに変圧して低圧配電線１０６を介して配電する。この変圧器１０５の位置に配電線搬送モデム１０４を配置して、光ファイバー１０３と低圧配電線１０６との間のデータの変復調中継を行い、低圧配電線１０６から引込線１０７を介して各家庭の分電盤１０８に接続し、この分電盤１０８からの屋内配電線１０９に、例えば、冷蔵庫１１１，ファクシミリ装置１１２，エアコン１１３，コンセント１１０等を接続し、コンセント１１０に電源ケーブルを介してモデム１１４を接続し、このモデム１１４に、１０ＢＡＳＥ−Ｔ等によるＬＡＮ（ローカル・エリア・ネットワーク）を介してパーソナルコンピュータ（パソコン）１１５を接続した構成とする。
【０００４】
パソコン１１５を接続したモデム１１４と配電線搬送モデム１０４との間は、電力線搬送通信によりデータを伝送し、配電線搬送モデム１０４とアクセスノード１０２との間は光ファイバー１０３を介して光信号によりデータを伝送する構成の場合を示し、パソコン１１５によるインターネット接続や家電機器の集中管理等を可能とする。又低圧配電線１０６から例えば３０戸の家庭に対する引込線１０７を接続する場合が一般的であり、電力線搬送通信システムの伝送路に相当する低圧配電線１０６及び屋内配電線１０９は、複雑な伝送特性を有するものとなる。又エアコン１１３等の各種の家電機器は、インバータ制御構成が多くなっていることから、屋内配電線１０９に重畳される雑音成分は非常に大きいものとなる。
【０００５】
又電力線搬送通信システムに於ける伝送帯域について、ｋＨｚ帯は、家電機器のインピーダンスや雑音の影響を受けやすく、又その場合の帯域は、４５０ｋＨｚ以下に制限されることから、伝送速度は低速となる。一方、ＭＨｚ帯は、漏洩電界の許容値が厳しいので、適用エリアが一部制限されるが、広帯域を使用して高速伝送が可能となる。
【０００６】
一般に、スペクトラム拡散通信は、雑音による影響が少ないものと考えられている。図１９はスペトラム拡散通信についての概要を示すもので、（Ａ）は送受信部の概要を示し、音声，画像，データ等の情報を情報変調部１２１に於いて一次変調のディジタル変調を行い、拡散変調部１２２に於いて、拡散符号生成部１２３からの拡散符号により二次変調としての拡散変調を行って送信する。この場合は、スペクトラム拡散変調した信号を無線周波数に変調してアンテナから送信し、受信部のアンテナで受信し、拡散復調部１２４に於いて、拡散符号生成部１２６からの拡散符号により逆拡散復調し、情報復調部１２５に於いてディジタル復調して、情報を復元する。
【０００７】
又図１９の（Ｂ）は拡散変調部１２２を乗算器１２７により構成した場合を示し、（Ｃ）は拡散変調の動作を示すもので、この（Ｃ）に示す±１の振幅のディジタル変調信号（ａ）と、±１の拡散符号（ｂ）とを、（Ｂ）に示す乗算器１２７に入力して乗算すると、拡散変調信号（ｃ）は、（Ｃ）に示す±１の振幅となる。そして、（Ｄ）に示すように、拡散前の信号の電力密度を左側に、拡散後の信号の電力密度を右側にそれぞれ示すように、拡散変調信号は、広い帯域内に拡散されたものとなる。
【０００８】
前述のスペクトラム拡散通信を電力線搬送通信に適用した場合の概略仕様として、伝送速度は、９６００ｂｐｓ、送信部は、一次変調をＤＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、二次変調をＤＳ−ＳＳ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｓｐｒｅａｄ−Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ）とし、受信部は、一次，二次共に帯域分割遅延検波、周波数帯域は１５０〜３５０ｋＨｚ、電力密度は１０ｍＷ／１０ｋＨｚ以下、送信電力包絡線形状は周波数軸に対して平坦、拡散符号はメサ型包絡線生成符号、受信感度は６０ｄＢμＶ以下とすることが知られている。
【０００９】
図２０は前述のスペクトラム拡散通信を適用したモデムの概要を示すもので、同図に於いて、１３１は差動符号化部、１３２は拡散変調部、１３３は拡散符号生成部、１３４はＤＡ変換器（ＤＡＣ）、１３５はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、１３６は増幅器（ＡＭＰ）、１３７はカップリング部、１３８はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、１３９はＡＤ変換器（Ａ／Ｄ）、１４０−１〜１４０−ｎはバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、１４１−１〜１４１−ｎは遅延検波部、１４２は合成部を示す。又ＳＤは送信データ、ＲＤは受信データ、ＣＬＫはクロック信号、ＡＣは交流の屋内配電線を示す。
【００１０】
送信データＳＤを差動符号化部１３１により差動符号化し、拡散変調部１３２に於いて拡散符号生成部１３３からの拡散符号を乗算して拡散変調し、ＤＡ変換器１３４によりアナログ信号に変換し、バンドパスフィルタ１３５により不要帯域を除去し、増幅器１３６により増幅して、高周波トランスやコンデンサ等を含むカップリング部１３７から屋内配電線ＡＣにスペクトラム拡散変調信号として送出する。又屋内配電線ＡＣを介して受信した信号をバンドパスフィルタ１３８により不要帯域を除去し、ＡＤ変換器１３９によりディジタル信号に変換し、拡散帯域をｎ個に分割してそれぞれの中心周波数を通過周波数としたバンドパスフィルタ１４０−１〜１４０−ｎにより、拡散帯域内のｎ個の信号成分として抽出し、遅延検波部１４１−１〜１４１−ｎにより遅延検波し、合成部１４２により合成して、受信データＲＤ及びクロック信号ＣＬＫを出力する。
【００１１】
通常のスペクトラム拡散通信に於ける雑音成分は、伝送帯域内に分散して重畳されるものであり、拡散符号との相関をとる逆拡散処理により、雑音成分は拡散符号との相関値が零となるから、雑音成分による影響は少ないものである。しかし、電力線搬送通信システムに適用した場合、伝送路の特性が不確定且つ変動し、インバータ等によるスイッチング雑音や負荷変動に伴う雑音が重畳され、雑音成分が信号成分より大きい状態となる場合も発生する。このような場合は、前述の受信スペクトラム拡散変調信号を帯域成分対応に遅延検波しても、雑音成分による影響が大きく、データを正しく復元することができないものである。
【００１２】
このような電力線搬送通信システムに於ける雑音を除去して誤りのない高速データ伝送を可能としたシステムを先に提案している（例えば、特願２０００−３５９９４９参照）。即ち、図２１に示すように、送信信号点発生部１５１に於いて、送信データに対応した信号点を与える。例えば、（１）データ信号点として、Ｉ，Ｑ軸に対して４相位相変調のような信号点とした場合を示す。次にゼロ点挿入部１５２に於いてゼロ点を挿入する。このゼロ点挿入により、（２）データ＋ゼロ点として示すように、Ｉ，Ｑ軸の中心に挿入したゼロ点が現れる。
【００１３】
伝送路１５３は、前述の電力線搬送通信システムに於ける伝送路であり、その場合の雑音スペクトラムを示し、１５０ｋＨｚ以下の雑音成分が非常に大きいものである。それにより、伝送路１５３を介した信号は、（４）データ＋ゼロ点＋雑音として示すように、大きな雑音成分によって信号点は全く不明の状態となる。そこで、ゼロ点間引部１５５によりゼロ点に重畳されている雑音成分を抽出し、補間予測部１５６により信号点上の雑音成分を予測し、雑音除去部１５４に於いて信号点上の雑音を除去する。それにより、（５）データ信号点として示すように、（１）データ信号点と同様な信号点を得ることができるから、受信点再生部１５７に於いて誤りなくデータを復元することができる。
【００１４】
図２２は雑音除去動作の説明図であり、前述のゼロ点挿入部１５２に於いて、（ａ）送信ゼロ点挿入として示すように、時系列上のデータ信号Ｓ１，Ｓ２，・・・にゼロ点信号を挿入する。それにより、伝送帯域としての周波数が、例えば、１９２ｋＨｚの時に２倍の３８４ｋＨｚとなる。そして、伝送路１５３を介して受信した受信信号は、（ｂ）に示すように、データ信号Ｓ１，Ｓ２，・・・には雑音Ｎ１，Ｎ２，・・・が重畳され、ゼロ点には雑音Ｎａ，Ｎｂ，Ｎｃ，・・・が重畳された状態となる。ゼロ点間引部１５５及び補間予測部１５６に於いては、（ｃ）間引き／補間予測として示すように、ゼロ点に於ける雑音Ｎａ，Ｎｂ，Ｎｃ，・・・を抽出する。そして、この雑音Ｎａ，Ｎｂ，Ｎｃ，・・・を用いて信号点Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，・・・に重畳された雑音Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３，・・・を補間処理により求める。このようにして求めた雑音Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３，・・・を用いて、（ｂ）に示す受信信号からゼロ点を除去し、且つ補間処理により求めた雑音Ｎ１，Ｎ２，・・・を除去することにより、（ｄ）雑音除去後として示すデータ信号を得ることができる。
【００１５】
ゼロ点の挿入は、図２３に示すように、各種の方式を適用することができるもので、信号点Ｓに対してゼロ点の挿入を、（ａ）３個置き挿入、（ｂ）２個置き挿入、（ｃ）１個毎に挿入、（ｄ）信号点Ｓ間に２個挿入、（ｅ）信号点Ｓ間に３個挿入の場合について示す。ゼロ点の挿入個数が多い程、雑音除去の効果が大きくなるが、伝送周波数帯域が広くなる。又同一の帯域とすると、伝送速度が低下する。
【００１６】
又前述のゼロ点挿入を適用したモデムを図２４に示す。同図の（Ａ）はモデムの各部構成、（Ｂ）は信号波形の一例を示す。又ＳＤは送信データ、２４１はスクランブル処理（ＳＣＲ）と直並列変換部（Ｓ／Ｐ）とを含む変換部、２４２はグレーコード／ナチュラルコード変換部（Ｇ／Ｎ）と符号の和分処理（和分）とを含む符号変換部、２４３は直並列変換し更に符号変換した信号を基に信号点を形成する為の信号点発生部、２４４はロールオフフィルタ（ＲＯＦ）、２４５はＤＡ変換部（Ｄ／Ａ）、２４６はローパスフィルタ（ＬＰＦ）と変調部（ＭＯＤ）、２４７はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、２４８は送信クロック発生部（ＴＸ−ＣＬＫ）、ＴＸ−ｌｉｎｅは送信回線を示す。
【００１７】
又ＲＸ−ｌｉｎｅは受信回線、２５１はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、２５２は復調部（ＤＥＭ）とローパスフィルタ（ＬＰＦ）、２５３はＡＤ変換部（Ａ／Ｄ）、２５４はロールオフフィルタ（ＲＯＦ）、２５６はタイミング抽出部（ＴＩＭ）、２５７は位相同期発振部（ＰＬＬＶＣＸＯ）、２５８は受信クロック発生部（ＲＸ−ＣＬＫ）、２５９は等化部（ＥＱＬ）、２６０はキャリア自動位相制御部（ＣＡＰＣ）、２６１は判定部（ＤＥＣ）、２６２は差分処理（差分）とナチュラルコード／グレーコード変換（Ｎ／Ｇ）との機能を含む符号変換部、２６３は並直列変換部（Ｐ／Ｓ）とデスクランブル処理部（ＤＳＣＲ）とを含む変換部、ＲＤは受信データを示す。
【００１８】
送信データＳＤは、変換部２４１に於いてスクランブル処理した後、変調信号点数等に対応した並列データに変換し、符号変換部２４２に於いてグレーコードからナチュラルコードに変換し、復調基準位相による影響を受けないで復調可能とするように和分処理を施し、信号点発生部２４３に於いて変調信号点数に従った信号点とし、ロールオフフィルタ２４４により高域成分を除いて、ＤＡ変換部２４５によりディジタル信号に変換し、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）を介して変調部（ＭＯＤ）２４６に入力して変調し、バンドパスフィルタ２４７により送信帯域に制限して送信回線ＴＸ−ｌｉｎｅに送出する。
【００１９】
又受信回線ＲＸ−ｌｉｎｅを介して受信した信号をバンドパスフィルタ２５１により不要帯域成分を除去し、復調部（ＤＥＭ）とローパスフィルタ（ＬＰＦ）２５２に於いて復調し、且つローパスフィルタにより高域成分を除去し、ＡＤ変換部２５３に於いてディジタル信号に変換し、ロールオフフィルタ２５４を介して等化部２５９に入力し、波形等化等を行い、キャリア自動位相制御部２６０により位相調整を行い、判定部２６１に於いてデータ判定を行い、符号変換部２６２に於いて送信部側の和分処理と符号変換との逆の差分処理とナチュラルコード／グレーコード変換処理とを行い、変換部２６３に於いて直列符号に変換し、且つデスクランブル処理を行って受信データＲＤとする。
【００２０】
変調部２４６は、例えば、６４ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：直交振幅変調）等のＱＡＭ変調手段を有し、復調部２５２は、６４ＱＡＭ等のＱＡＭ復調手段を有するもので、送信回線ＴＸ−ｌｉｎｅと受信回線ＲＸ−ｌｉｎｅとを含めて、点線枠内はＱＡＭ伝送路の機能を有することになる。又図２４の（Ｂ）は、信号のピーク点を除いて伝送速度に対応した一定の周期でゼロ点が現れるナイキスト間隔で送信する場合の信号波形の一例を示し、矢印は、最大振幅となる信号点に対応したデータの場合を示している。
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】
家庭内等には各種の電気機器が配置され、１００Ｖ又は２００Ｖの低圧の屋内配電線に接続されている。そこで、屋内配電線を伝送路として利用したホームネットワークが提案されている。その場合に、前述の電力線搬送通信システムを適用することができる。又煙や温度等による火災検知の為のセンサ，ガス漏れ検出のセンサ，不法侵入検出のセンサ等の各種のセンサが配置されており、これらをホームネットワークに接続することも提案されている。
【００２２】
又前述のホームネットワークと、前述の低圧配電線を介して、又は電話線を介して、或いは無線回線を介して、各種のサービスセンタと接続することにより、
（ａ）宅内機器の遠隔故障診断，保守等を行う機器リモートメンテナンスサービス、
（ｂ）携帯電話機等からアクセスして、宅内機器の遠隔モニタ，遠隔操作，高齢者等の状態の遠隔モニタ等を行うモバイルサービス、
（ｃ）電気使用量や料金の遠隔モニタ，省エネルギ運転制御等のエネルギサービス、
（ｄ）ブラインド，換気扇，照明の集中操作等の快適生活支援サービス、
（ｅ）医療機関と接続して健康管理，高齢者の状態管理等を行うホームヘルスサービス、
（ｆ）センサの検出情報を伝送することによる防火，防災，防犯等のサービスを行うセキュリティサービス等の各種のサービスシステム、
を実現することができる。
【００２３】
その場合の各種のデータの伝送手段として、図２５に示すように、ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、ＳＳ（Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ）、ＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｉｔｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）、マルチキャリア、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）を適用した場合、高速化の可能性と、マルチパスによる影響と、波形等化の容易性と、雑音の影響と、低コスト化及び省電力化とについて課題を検討すると、大振幅雑音の課題を解決することが最も重要であることが判る。
【００２４】
前述のように、家電機器は、インバータ制御の構成が増加し、スイッチング制御による雑音源となっている。又電磁誘導炊飯器等の電磁波を放射する電気機器が増加している。その為に、ホームネットワークを構成する場合、大きなレベルの雑音が各種のデータに重畳されて伝送されることになる。その場合に、前述のように、送信側でゼロ点を挿入し、そのゼロ点に重畳される雑音を抽出することにより、信号点に重畳される雑音を補間予測して除去することができるが、送信側にゼロ点を挿入する機器が普及してない状態に於いては、受信側で雑音除去を行う必要がある。しかし、大振幅雑音が重畳された場合の雑音除去によるデータ受信処理は実現されていない。
【００２５】
本発明は、スペクトラム拡散を適用して伝送し、伝送過程で重畳された大振幅雑音についても除去して、誤りのないデータの受信処理を可能とすることを目的とする。
【００２６】
【課題を解決するための手段】
本発明の雑音除去方法は、拡散符号によりスペクトラム拡散変調した信号に重畳された雑音を除去する雑音除去方法であって、スペクトラム拡散変調された信号と拡散符号とを相関フィルタ部等により相関演算するステップと、このステップで得られた相関出力信号を複数の周波数成分に分割してそれぞれを遅延等化した後合成するタイミング補間ステップと、このタイミング補間ステップで遅延等化されて合成した前記相関出力信号の相関値が最大となるセンタ以外の雑音成分を抽出して、センタ上の雑音成分を補間予測処理するステップと、この補間予測処理するステップで得られた雑音成分を用いてセンタ上の雑音成分を除去するステップとを含むものである。
【００２７】
又本発明の雑音除去装置は、拡散符号によりスペクトラム拡散変調した信号に重畳された雑音を除去する雑音除去装置であって、スペクトラム拡散変調された信号と前記拡散符号との相関演算処理する相関フィルタ部等のフィルタ手段と、このフィルタ手段からの相関出力信号を複数の周波数成分に分割してそれぞれを遅延等化して合成するタイミング補間手段と、このタイミング補間手段により遅延等化された前記相関出力信号の相関値が最大となるセンタ以外の雑音成分を抽出してセンタ上の雑音成分を補間予測処理する補間予測手段と、この補間予測手段により得られた雑音成分を用いてセンタ上の雑音成分を除去する雑音除去部とを有する。
【００２８】
又本発明の雑音除去方法は、拡散符号によりスペクトラム拡散変調した信号に重畳された雑音を除去する雑音除去方法であって、スペクトラム拡散変調された信号を複数の周波数成分に分割してそれぞれを遅延等化した後合成するタイミング補間ステップと、このタイミング補間ステップで得られた信号と前記拡散符号とを相関演算するステップと、この相関演算するステップで得られた相関出力信号の相関値が最大となるセンタ以外の雑音成分を抽出して、センタ上の雑音成分を補間予測処理するステップと、この補間予測処理するステップで得られた雑音成分を用いて、センタ上の雑音成分を除去するステップとをふくむものである。
【００２９】
又本発明の雑音除去装置は、拡散符号によりスペクトラム拡散変調した信号に重畳された雑音を除去する雑音除去装置であって、スペクトラム拡散変調された信号を複数の周波数成分に分割してそれぞれを遅延等化して合成するタイミング補間手段と、このタイミング補間手段で得られた信号と前記拡散符号とを相関演算処理する相関フィルタ部等のフィルタ手段と、このフィルタ手段で得られた相関出力信号の相関値が最大となるセンタ以外の雑音成分を抽出して、センタ上の雑音成分を補間予測する補間予測手段と、この補間予測手段で得られた雑音成分を用いて、センタ上の雑音成分を除去する雑音除去部とを有するものである。
【００３０】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の実施の形態の説明図であり、１は差動符号化部、２は拡散変調部、３は拡散符号生成部、４はＤＡ変換器（ＤＡＣ）、５はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、６は増幅器（ＡＭＰ）、７はカップリング部、８はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、９はＡＤ変換器（Ａ／Ｄ）、１０は復調及びロールオフフィルタ部（ＤＥＭ＆ＲＯＦ）、１１は相関フィルタ部、１２は位相同期及び電圧制御発振器（ＰＬＬ／ＶＣＸＯ）、１３はＴＩＭ（タイミング）抽出部、１４は雑音除去部、１５はＦＲＭ（フレーム）抽出部、１６は遅延検波部、１７はＣＬＫ（クロック信号）再生部、ＳＤは送信データ、ＲＤは受信データ、ＣＬＫはクロック信号を示し、ＡＣは屋内配電線を示す。即ち、電力線搬送通信システムのモデムに適用した場合を示す。
【００３１】
送信データＳＤを差動符号化部１に於いて差動符号化し、拡散変調部２に於いて拡散符号生成部３からの拡散符号を乗算して拡散変調し、ＤＡ変換器４に於いてアナログ信号に変換し、バンドパスフィルタ５により不要帯域成分を除去し、増幅器６により所定のレベルに増幅して、高周波トランス等によるカップリング部７を介して屋内配電線ＡＣに、スペクトラム拡散変調信号として送出する。なお、拡散符号生成部３に於いて生成する拡散符号としては、Ｍ系列、ゴールド系列、Ｗａｖｅｌｅｔ系列、アダマール系列等の各種の直交系列を用いることができる。前述の送信部に於いては、先に提案した雑音除去手段のように、ゼロ点の挿入を行っていないものである。
【００３２】
又受信部に於いては、屋内配電線ＡＣを介して受信した変調データを、カップリング部７を介してバンドパスフィルタ８に入力し、不要帯域成分を除去し、ＡＤ変換器９により受信スペクトラム拡散変調信号をディジタル信号に変換する。復調及びロールオフフィルタ部１０は、伝送帯域の信号をベースバンド信号に復調処理し、且つロールオフフィルタ処理を行うもので、その出力信号を相関フィルタ部１１とＴＩＭ抽出部１３とに入力する。相関フィルタ部１１は、通信相手の送信部の拡散符号と同一の拡散符号を用いて相関演算を行うフィルタ手段であり、相関一致の時に出力を１又は−１、相関不一致の時に出力を０（又は１／ｎ、ｎ＝拡散系列の拡散符号数）とする構成が一般的である。
【００３３】
又ＴＩＭ抽出部１３により抽出したタイミング信号をＦＲＭ抽出部１５と位相同期及び電圧制御発振器１２に入力し、この抽出したタイミング信号に位相同期した電圧制御発振器の出力信号を復調及びロールオフフィルタ部１０とＡＤ変換器９とに、それぞれのタイミング信号として入力する。
【００３４】
ＦＲＭ抽出部１５は、相関フィルタ部１１の出力信号とＴＩＭ抽出部１３からのタイミング信号とを基に、スペクトラム拡散のセンタを抽出する。即ち、センタは１、その他は０の信号として抽出する。雑音除去部１４は、センタ（信号点）以外の時間軸上の波形からセンタ上の雑音成分を補間予測して、減算処理によりセンタ（信号点）上の雑音成分を除去する。
【００３５】
そして、遅延検波部１６により遅延検波して、位相ずれを補償してデータを再生し、受信データＲＤとする。又ＣＬＫ再生部１７は、ＴＩＭ抽出部１３に於いて抽出した高速のタイミング信号と、ＦＲＭ抽出部１５に於いて抽出した低速の信号とを基にクロック信号ＣＬＫを再生する。即ち、ＦＲＭ抽出部１５からのスペクトラム拡散のセンタを示す同期信号を基に、ＴＩＭ抽出部１３から抽出したタイミング信号の位相を同期化して、クロック信号ＣＬＫを出力することができる。
【００３６】
図２は復調及びロールオフフィルタ部の説明図であり、図１に於けるＡＤ変換器（Ａ／Ｄ）９により受信スペクトラム拡散変調信号をディジタル信号に変換して入力する復調及びロールオフフィルタ部１０の構成を示し、（Ａ）は復調器（ＤＥＭ）２１と、ロールオフフィルタ（ＲＯＦ）２２とキャリア発生回路（ＣＲＲ）２３とにより構成した場合を示す。又（Ｂ）は復調及びロールオフフィルタ部（ＤＥＭ＆ＲＯＦ）２４と係数発生部２５とにより構成した場合を示す。
【００３７】
図２の（Ａ）に示す構成に於いて、キャリア発生回路２３は、電力線搬送通信システムに適用した場合、使用帯域を１０〜４５０ｋＨｚとすると、中心キャリア周波数は、例えば、２３０ｋＨｚ（＝（１０＋４５０）／２）とし、ｃｏｓαと−ｓｉｎαとの直交したキャリアを生成して復調器２１に入力する。このキャリア発生回路２３は、各種の構成を適用することができるもので、例えば、ＲＯＭを用い、キャリア周波数に従ったクロック信号により読出してキャリアとする構成も可能である。
【００３８】
又復調器２１は、キャリア発生回路２３からのキャリアによりベースバンド信号に変換する。このベースバンド信号はベクトル信号であり、ロールオフフィルタ２２により１０〜４５０ｋＨｚ帯域以外の不要帯域成分を除去する。なお、使用帯域を１５０〜３５０ｋＨｚとした場合は、キャリア周波数を２５０ｋＨｚ程度に選択し、ロールオフフィルタ２２の通過帯域を１５０〜３５０ｋＨｚに設定することになる。
【００３９】
又図２の（Ｂ）に示す構成に於いて、係数発生部２５は、図１に示すＴＩＭ抽出部１３からのタイミング信号に従って復調及びロールオフフィルタ部２４の係数の時間位相を制御する為のものである。復調器とロールオフフィルタとを一体化した構成は、例えば、特公平１−４９２２５号公報に示されており、又タイミングの引込みについては、例えば、特公平２−４９０６５号公報に示されており、このような技術を適用することができる。
【００４０】
図３はＴＩＭ抽出部の説明図であり、２６はパワー算出部（ＰＷＲ）、２７はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、２８はＴＩＭ（タイミング）位相ベクトル化部を示す。ＴＩＭ抽出部１３は、スペクトラム拡散変調速度のタイミング信号を抽出するものであり、パワー算出部２６により、復調及びロールオフフィルタ部（ＤＥＭ＆ＲＯＦ）１０（図１参照）からの信号はベクトル信号であり、この二乗和を求めることにより、例えば、点線矢印で示すスペクトラムを得ることができる。なお、線スペクトラムをフィルタで抽出することによりタイミング信号とするものである。
【００４１】
パワー算出部２６の出力信号を入力するバンドパスフィルタ２７は、スペクトラム拡散変調速度成分の中心周波数を有するもので、前述の線スペクトラムを抽出し、ＴＩＭ位相ベクトル化部２８によりベクトル化されたタイミング信号とする。例えば、入力されたタイミング信号と１サンプル分遅延させたタイミング信号との９０°位相差のタイミング信号を生成する。このＴＩＭ抽出部１３については、例えば、特許第２７２１４５４号公報に示されており、このような技術を適用することができる。
【００４２】
図４は図１に於ける位相同期及び電圧制御発振器（ＰＬＬ／ＶＣＸＯ）１２の構成を示すもので、３１はθ変換部、３２は二次系ＰＬＬ（位相同期回路）、３３はＤＡ変換器（Ｄ／Ａ）、３４は水晶発振器を用いた電圧制御水晶発振器（ＶＣＸＯ）、３５は積分回路を示す。θ変換部３１は、前述のＴＩＭ抽出部１３からのベクトル化されたタイミング信号を、位相角により定まるスカラ信号に変換する。このスカラ信号を二次系ＰＬＬ３２と積分回路３５とに入力する。
【００４３】
二次系ＰＬＬ３２は、二次系の積分回路に相当し、θ変換部３１からのスカラ信号を積分して位相誤差信号とし、ＤＡ変換器３３によりアナログ信号の制御電圧として電圧制御水晶発振器３４に加えることにより、出力信号位相を制御する。この電圧制御水晶発振器３４の出力信号をＡＤ変換器９（図１参照）にサンプリングタイミング信号として加える。又積分回路３５により、θ変換部３１からのスカラ信号を積分して、復調及びロールオフフィルタ部１０（図１参照）に入力する。この位相同期及び電圧制御発振器１２は、例えば、特公平２−４９０６５号公報、特開昭６２−３５７１７号公報及び特開昭６２−１０８６４３号公報に示された技術を適用することもできる。それにより、タイミング位相の高速引込みも可能となる。
【００４４】
図５は図１に於ける相関フィルタ部１１の構成を示すもので、３６は相関フィルタ、３７は係数発生部を示す。係数発生部３７は、相関フィルタ３６の演算に必要な係数を発生するもので、例えば、ＲＯＭにより構成して、±１の直交系列係数を読出す構成とすることができる。又相関フィルタ３６は、係数発生部３７からの直交系列の係数を用いて時間軸上の相関をとることにより、時間軸上で、センタを１又は−１、その他を０（又は１／ｎ、ｎ＝拡散系列の拡散符号数）とする相関出力を得ることができる。
【００４５】
図６は相関演算結果の一例の説明図であり、１５チップのＰＮパターンの直交系列の“１１１１０１０１１００１０００”を用い、“１”を１、“０”を−１として、相関フィルタ３６に±１の信号が入力された場合の演算結果を、０次相関から１４次相関までについてそれぞれの累算結果Σを示す。即ち、０次のみは１５チップについて全て１であるから、累算結果Σは１５となるが、その他は−１となる。
【００４６】
図７は図１に於けるＦＲＭ抽出部１５の構成を示すもので、４１はパワー算出部（ＰＷＲ）、４２は差分算出部、４３は判定部（ＤＥＣ）、４４は閾値算出部を示す。前述の相関フィルタ部１１の出力信号は、相関が最大値となるセンタで１、その他は０の信号系列で、ベクトル信号に相当するから、パワー算出部４１に於いて二乗和によりパワーを算出する。この算出したパワーを示す信号には、伝送路に於いて重畳された大きな雑音成分が含まれている。
【００４７】
そこで、差分算出部４２に於いて時間軸上のパワー値の差分を求める。即ち、時間軸上のサンプル間のパワー値の差分を求め、全て雑音成分の場合はゼロとなる。このようにして雑音成分を除去する。この差分算出過程に於いて前述のセンタの値は時間軸上の差分を求めることにより、正負の値として出力される。そして、閾値算出部４４は、差分値の時系列信号から１フレーム間（１５チップのＰＮパターンの場合は、１５サンプル分）の積分値を求めて、判定部４３に加える判定閾値とする。この判定閾値と、差分算出部４２の出力信号とを比較判定し、判定閾値を超えた信号をセンタ位置信号とすることができる。なお、閾値算出部４４に於いて差分値の時系列信号を複数フレーム間の積分値のフレーム間平均による判定閾値を求めることも可能であり、これにより雑音耐力を高くすることができる。
【００４８】
図８は本発明の他の実施の形態の説明図であり、図１と同一符号は同一部分を示し、相関出力信号の遅延等化又は遅延等化した後に相関を求める手段として、相関フィルタ部１１とタイミング補間部（ＴＩＰ）１８とを含む構成を用いた場合を示す。このタイミング補間部１８は、複数の帯域内を分割して処理する複数のタイミング補間フィルタを含み、相関フィルタ部１１からの相関出力信号を入力し、ＦＲＭ抽出部１５との間でタイミング信号を転送して、遅延等化を行うものである。そして、遅延等化した相関出力信号を雑音除去部１４に入力する。それにより、雑音除去部１４に於ける雑音除去処理が容易となる。
【００４９】
図９は本発明の更に他の実施の形態の説明図であり、図８と同一符号は同一部分を示す。図８に於いては、スペクトラム拡散変調された信号を相関フィルタ部１１に入力し、その相関出力信号をタイミング補間部１８に入力して遅延等化を行うものであるが、図９に於いては、スペクトラム拡散変調された信号をタイミング補間部１８に入力して遅延等化した後、相関フィルタ部１１に入力して、拡散符号と相関を求め、相関出力信号を雑音除去部１４に入力する。この実施の形態に於いては、ＦＲＭ抽出部１５は、相関フィルタ部１１の出力信号とＴＩＭ抽出部１３からのタイミング信号とを基に、スペクトラム拡散のセンタを抽出して、タイミング補間部１８にそのタイミング信号を転送する。
【００５０】
図１０は図８及び図９に於けるタイミング補間部１８の要部構成を示すもので、５０−１，５０−２，・・・は補間部、５１はタイミング補間フィルタ（ＴＩＰ１，ＴＩＰ２，・・・）、５２は積分回路、５３は位相誤差抽出部、５４はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、５５はパワー算出部（ＰＷＲ）、５６は合成部を示す。即ち、複数の補間部対応のタイミング補間フィルタ５１を備えて、帯域内のそれぞれの時間等化を可能としている。
【００５１】
図８に於いては、相関フィルタ部１１からの信号が入力され、図９に於いては、復調された信号が入力されるもので、補間部５０−１，５０−２，・・・のタイミング補間フィルタ５１に並列的に入力される。このタイミング補間フィルタ５１の出力信号をパワー算出部５５に於いてパワーを算出し、バンドパスフィルタ５４を介して位相誤差抽出部５３に入力する。
【００５２】
バンドパスフィルタ５４は、例えば、９６００ｂｐｓの伝送速度としたスペクトラム拡散通信に於いては、９６００Ｈｚの信号を抽出する。位相誤差抽出部５３は、ＦＲＭ抽出部１５からのフレーム位相信号ＲＥＦと比較し、比較結果の位相誤差信号を積分回路５２に於いて積分し、位相誤差がゼロとなるように、タイミング補間フィルタ５１を制御する。それにより、補間部５０−１，５０−２，・・・対応に遅延等化を行い、合成部５６により合成し、図８に於いては、雑音除去部１４に入力し、図９に於いては、相関フィルタ部１１に入力する。
【００５３】
図１１は、図１，図８及び図９に於ける雑音除去部１４の説明図であり、７１は周波数シフト部、７２は間引き部、７３は補間予測部、７４は周波数逆シフト部、７５は遅延回路、７６は加算部、７７は遅延回路を示し、遅延回路７５，７７のＴはサンプリング間隔を示す。なお、遅延回路７５，７７は、Ｔ／ｍ（例えば、ｍ＝４）の遅延素子を複数接続して補間予測等の処理遅延時間を補償する為のものである。
【００５４】
信号Ａ＝ｘ＋ｊｙは、周波数シフト部７１に於いてＢ＝ｆ0 ＝ｃｏｓωｔ＋ｊｓｉｎωｔを乗算する。その乗算出力信号Ｃは、Ｃ＝（ｘｃｏｓωｔ−ｙｓｉｎωｔ）＋ｊ（ｘｓｉｎωｔ＋ｙｃｏｓωｔ）となる。そして、間引き部７２に於いて、ゼロ点信号（ＦＲＭ抽出部１５からのＦＲＭ信号）により切替えを制御して、信号成分のタイミングに対してはゼロ点挿入を行い、雑音成分のみのタイミングに対しては、そのまま出力する。即ち、相関フィルタによる相関が最大となる信号点以外をゼロ点とし、信号点に対してはゼロ挿入を行い、ゼロ点の雑音成分はそのまま通過させる。このゼロ点は図２２について説明しているゼロ点に相当し、ゼロ挿入する信号点は、信号点Ｓ１，Ｓ２，・・・に相当する。そして、相関値が最大となる信号点以外は雑音成分のみのタイミングであるから、ゼロ挿入された信号点と、雑音成分のみのゼロ点とを含む信号Ｄを補間予測部７３に入力することになる。
【００５５】
補間予測部７３に於いては、雑音成分を用いて信号点（ゼロ挿入点）の雑音成分を補間処理により予測し、その信号Ｅを周波数逆シフト部７４に入力する。この周波数逆シフト部７４に於いては、遅延回路７７を介した信号Ｆ（＊は複素共役を示す）を信号Ｅに乗算する。この場合、周波数シフト部７１に於いて受信信号Ａに信号Ｂを乗算して周波数シフトを行い、その信号Ｂの複素共役の信号Ｆを補間予測部７３の出力信号Ｅに乗算することにより、周波数逆シフトを行うことができる。そして、信号Ａを遅延回路７５により遅延させた信号Ｈから、周波数逆シフトした信号Ｇを加算部７６に於いて減算することにより、即ち、入力された信号Ｈから補間予測した雑音成分の信号Ｇを減算して雑音除去後の信号Ｋを出力する。
【００５６】
図１２は、図１１に於ける補間予測部７３及び図１，図８，図９に於ける相関フィルタ部１１の要部構成を示すもので、８２は遅延素子（Ｔ／ｍ）、８３は乗算器、８４は加算器（Σ）を示す。又Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，・・・Ｃｋは、補間予測部７３を構成する場合はフィルタ係数、相関フィルタ部１１を構成する場合は拡散符号とする。トランスバーサル型フィルタの構成を有するものであり、補間予測部７３の場合、間引き部７２（図１１参照）の出力信号Ｄを入力して、遅延素子８２と乗算器８３と加算器８４とを含む補間フィルタ構成により、ゼロ挿入タイミング（信号点）の前後の出力信号Ｄ（ゼロ点に重畳されている雑音成分）を用いた補間予測処理により、雑音成分を示す信号Ｅを出力する。
【００５７】
図１３は、雑音除去部をバンドパスフィルタを用いて実現した場合の要部構成を示し、８５は遅延回路、８６は図１２の周波数シフト部７１に相当する位置の通過回路、８７は間引き部、８８は補間予測部、８９は加算器を示す。相関フィルタ部の出力信号Ａは、遅延回路８５と間引き部８７とに入力される。間引き部８７は、図１１に於ける間引き部７２と同様に、信号成分（ゼロ点信号）のタイミングではゼロ挿入を行い、雑音成分のみのタイミングではそのまま通過させる。この間引き部８７からの信号Ｂ（図１１に於ける信号Ｄに相当する）を補間予測部８８に入力する。
【００５８】
補間予測部８８は、雑音除去を行う周波数成分のみを抽出するバンドパスフィルタの構成とする。そして、この補間予測部８８の出力信号Ｃ（図１１に於ける信号Ｇに相当する）を加算器８９に入力し、遅延回路８５からの信号Ｄ（図１１に於ける信号Ｈに相当する）から減算する。即ち、雑音成分を含む信号Ｄから、所望の周波数成分の雑音成分を除去した信号Ｅ（図１１に於ける信号Ｋに相当する）として、遅延検波部１６に入力することができる。この場合の補間予測部８８は、例えば、図１１に示すトランスバーサル型フィルタの構成により実現することができる。
【００５９】
図１４は、雑音除去の動作説明図であり、周波数移動・間引き部９１と、補間・再移動部９２と、減算部９３とによる構成が、図１又は図８の雑音除去部１４又は図１１の雑音除去部の構成に相当し、相関フィルタ部９０は、図１又は図８の相関フィルタ部１１に相当し、受信信号点再生部９４は、図１又は図８の遅延検波部１６に相当する。又周波数移動・間引き部９１は、図１１の周波数シフト部７１と間引き部７２との機能を有し、補間・再移動部９２は、図１１の補間予測部７３と周波数逆シフト部７４との機能を有し、減算部９３は、図１１の加算部７６の機能に相当する。
【００６０】
又各部（１）〜（６）に於けるスペクトラムの概要について、（１）雑音分布、（２）＋９６ｋＨｚシフト、（３）間引き、（４）補間（ＩＰＬ）、（５）−９６ｋＨｚシフト、（６）雑音除去として示し、相関フィルタ部９０から雑音除去部に入力される信号は、折り返し成分を含めて−１９２ｋＨｚ〜０〜＋１９２ｋＨｚの帯域を有するものとし、その場合に、前述のように、電力線搬送通信システムに於いては、高域側より低域側の雑音レベルが高いので、（１）雑音分布として示すスペクトラムとなる。この雑音分布に於ける−１９２ｋＨｚ〜−９６ｋＨｚの帯域成分をＡ、−９６ｋＨｚ〜０ｋＨｚの帯域成分をＢ、０ｋＨｚ〜＋９６ｋＨｚの帯域成分をＣ、＋９６ｋＨｚ〜＋１９２ｋＨｚの帯域成分をＤとして示し、帯域成分はＡ＞Ｂ＞Ｃ＞Ｄの関係のレベルとなる。
【００６１】
周波数移動・間引き部９１に於いて、周波数を＋９６ｋＨｚ移動する処理により、（２）＋９６ｋＨｚシフトとして示すように、各帯域成分Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄはそれぞれ９６ｋＨｚ分シフトされ、帯域成分Ｄは折り返されて−１９２ｋＨｚ〜−９６ｋＨｚの帯域となる。そして、相関フィルタ部９０による相関が最大となる信号点に対してはゼロ挿入し、それ以外（ゼロ点に相当）は雑音成分のみであるから、そのまま通過させる間引き処理により、（３）間引きとして示すように、各帯域成分がシフトされる。
【００６２】
次に、補間・再移動部９２に於ける補間処理により、（４）補間（ＩＰＬ）として示すように、−９６ｋＨｚ〜＋９６ｋＨｚの帯域の信号となる。そして、周波数移動・間引き部９１に於ける周波数シフトの逆シフトを行う再移動として、−９６ｋＨｚ移動する処理により、（５）＋９６ｋＨｚシフトとして示すように、−１９６ｋＨｚ〜０ｋＨｚの帯域に各帯域成分がシフトされる。
【００６３】
そして、（１）雑音分布として示す信号から、（５）−９６ｋＨｚシフトとして示す信号を減算部９３に於いて減算すると、（６）雑音除去として示すように、帯域成分Ｃ，Ｄのみが残る。即ち、低域側のレベルの大きい雑音成分が除去され、受信信号点再生部９４に入力されて、データを復元することができる。即ち、先に提案した雑音除去手段は、送信側にゼロ点を挿入するものであるが、本発明に於いては、送信側にゼロ点を挿入しなくても、受信側に於いて等価的にゼロ点挿入と同様な手段により、大きな雑音が重畳されていても、確実に除去することができる。
【００６４】
図１５の（Ａ）はＣＬＫ再生部、（Ｂ）は遅延検波部をそれぞれ示し、ＣＬＫ再生部１７は、ＴＩＭ抽出部１３からの高速のタイミング信号と、ＦＲＭ抽出部１５からの低速の同期信号とを基に、分周処理する分周回路９５により構成することができる。又遅延検波部１６は、１フレーム分の遅延時間の遅延回路９６と、乗算器９７とを含む構成を有し、例えば、９６００ｂｐｓのモデムに適用する場合は、遅延回路９５の遅延時間を１／９６００（ｓ）とすることができる。又＊印は複素共役信号を示し、雑音除去部により雑音除去処理された信号が入力されて、遅延検波が行われる。この遅延検波により、位相不確定分はキャンセルされて、安定な受信データの再生が可能である。
【００６５】
図１６は間引き処理の説明図であり、（１）〜（４）の左側は時間軸上の振幅で示すサンプル値、右側はスペクトラムを示す。（１）信号Ｓ（ｎ）のサンプル値とスペクトラムについて、信号Ｓ（ｎ）のＺ変換Ａは、
Ａ＝Ｓ（ｚ）＝ΣＳ（ｎ）ｚ-n
で表され、スペクトラムは０〜ｆｓ／２となる。なお、ｆｓはサンプリング周波数を示す。
【００６６】
又（２）信号（−１）n ＊Ｓ（ｎ）のサンプル値とスペクトラムについて、即ち、信号Ｓ（ｎ）の反転信号のＺ変換Ｂは、
Ｂ＝Ｚ〔（−１）n Ｓ（ｎ）〕＝Ｓ（−ｚ）
と表すことができる。この場合、信号点に於ける信号成分のみに対して反転するもので、そのスペクトラムは右側に示すように反転したものとなる。この反転した信号と反転前の信号とを加算すると、（３）信号ｔ（ｎ）のサンプル値とスペクトラムとして示すものとなる。
【００６７】
この加算後の信号のＺ変換Ｃは、
Ｃ＝Ｚ〔ｔ（ｎ）〕＝Ｔ（ｚ）＝（１／２）＊〔Ｓ（ｚ）＋Ｓ（−ｚ）〕
で表される。ここで、信号ｔ（ｎ）は、ｔ（１），ｔ（３），ｔ（５），・・・＝０であるから、
Ｔ（ｚ）＝Σｔ（２ｎ）＊Ｚ-2n
と表すことができる。このｔ（ｎ）＝０の信号点を間引いた信号Ｄは、
Ｄ＝ｕ（ｎ）＝Ｔ（ｚ1/2 ）
と表すことができる。そして、最終的な信号Ｅは、
Ｅ＝ｕ（ｚ）＝〔Ｓ（ｚ1/2 ）＋Ｓ（−ｚ1/2 ）〕／２
と表すことができる。即ち、（４）信号ｕ（ｎ）のサンプル値とスペクトラムとして示すものとなり、周波数帯域は１／２となる。
【００６８】
図１７は補間処理を示すもので、（１）信号ｕ（ｎ）のサンプル値とスペクトラムは、図１６の（４）信号ｕ（ｎ）のサンプル値とスペクトラムに対応する。間引き処理による信号ｕ（ｎ）は雑音成分のみを有するもので、ゼロ点を挿入すると、（２）信号ｔ（ｎ）のサンプル値とスペクトラムとして示すものとなる。この補間信号ｔ（ｎ）のＺ変換Ｆは、
Ｆ＝Ｔ（ｚ）＝Σｔ（ｎ）ｚ-n
と表すことができる。そして、ｔ（１），ｔ（３），ｔ（５），・・・＝０であるから、
Ｆ＝Σｔ（２ｎ）ｚ-n＝ｕ（ｎ）ｚ-2n
と表すことができるから、
Ｔ（ｚ）＝Ｕ（ｚ2 ）
となり、スペクトラムは０〜ｆｓ／４の折り返しにより、０〜ｆｓ／２の周波数帯域となる。
【００６９】
この信号Ｔ（ｚ）は、受信信号Ｓ（ｎ）と同一速度で、雑音成分のみを含むものであるから、周波数逆シフト部７４（図１１参照）により受信信号の周波数帯域として、加算器７６（図１１参照）に於いて減算処理することにより、雑音成分を除去することができる。
【００７０】
本発明は、前述の各実施の形態のみに限定されるものではなく、種々付加変更することが可能であり、雑音除去として、電力線搬送通信システムのモデムだけではなく、前述のような各種のモデムに適用することも可能である。又各部の機能をＤＳＰ（ディジタル・シグナル・プロセッサ）の演算機能によって実現することも可能である。
【００７１】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明は、相関フィルタ部１１により、スペクトラム拡散変調信号と拡散符号との相関を求め、この相関が最大となる信号点（センタ）以外の雑音成分を抽出し、且つ信号点（センタ）の雑音成分を補間予測し、この補間予測した雑音成分を用いて信号点（センタ）上の雑音成分を除去するものであり、先に提案した雑音除去手段のように、送信側に於いてゼロ点挿入を行わない場合でも、信号点（センタ）上に重畳された大きな雑音成分を除去することができる。又タイミング補間部により遅延等化を行うことにより、雑音除去が一層容易となる利点がある。従って、電力線搬送通信システムのモデムのみでなく、各種の高雑音環境下に於ける各種のモデムに適用することが可能である。又タイミング補間部により遅延等化を行うことにより、更に安定した雑音除去と誤り率低減とを実現することができる。又雑音除去部は、比較的簡単なバンドパスフィルタを用いて雑音成分のみを通過させて、信号点（センタ）に重畳された雑音成分を除去する構成とした場合は、比較的簡単な構成で済む利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態の説明図である。
【図２】復調及びロールオフフィルタ部の説明図である。
【図３】ＴＩＭ抽出部の説明図である。
【図４】位相同期及び電圧制御発振器の説明図である。
【図５】相関フィルタ部の説明図である。
【図６】相関演算結果の一例の説明図である。
【図７】ＦＲＭ抽出部の説明図である。
【図８】本発明の他の実施の形態の説明図である。
【図９】本発明の更に他の実施の形態の説明図である。
【図１０】タイミング補間部の説明図である。
【図１１】雑音除去部の説明図である。
【図１２】補間予測部及び相関フィルタ部の説明図である。
【図１３】雑音除去部の説明図である。
【図１４】雑音除去の動作説明図である。
【図１５】ＣＬＫ再生部及び遅延検波部の説明図である。
【図１６】間引き処理の説明図である。
【図１７】補間処理の説明図である。
【図１８】電力線搬送通信システムの説明図である。
【図１９】スペクトラム拡散通信の説明図である。
【図２０】モデムの概要説明図である。
【図２１】先に提案した雑音除去機能の説明図である。
【図２２】雑音除去動作の説明図である。
【図２３】ゼロ点挿入の説明図である。
【図２４】モデムの説明図である。
【図２５】課題の説明図である。
【符号の説明】
１ 差動符号化部
２ 拡散変調部
３ 拡散符号生成部
４ ＤＡ変換器（ＤＡＣ）
５ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
６ 増幅器（ＡＭＰ）
７ カップリング部
８ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
９ ＡＤ変換器（Ａ／Ｄ）
１０ 復調及びロールオフフィルタ部（ＤＥＭ＆ＲＯＦ）
１１ 相関フィルタ部
１２ 位相同期及び電圧制御発振器（ＰＬＬ／ＶＣＸＯ）
１３ ＴＩＭ抽出部
１４ 雑音除去部
１５ ＦＲＭ抽出部
１６ 遅延検波部
１７ ＣＬＫ再生部
【発明の属する技術分野】
本発明は、拡散符号によりスペクトラム拡散変調した各種の伝送データ又は再生データに重畳された雑音を除去して、データを誤りなく復元する為の雑音除去方法及び装置に関する。
【０００２】
本発明の雑音除去方法及び装置を適用する分野は多岐にわたるもので、元のデータに復元する手段を広義のモデムとすると、電力線を伝送路としてデータを伝送する電力線搬送通信システムのモデム、ＡＤＳＬ（Ａｓｙｍｍｅｔｒｉｃ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｌｉｎｅ）等を含むｘＤＳＬモデム、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ，ＩＥＥＥ８０２．１１ｂ等による標準化された比較的近距離の無線通信システムのモデム、或いは、データを蓄積して再生する磁気ディスク装置や光ディスク装置、データを印刷してスキャナーにより読取るバーコードリーダー等もモデムの一種である。以下、高雑音環境下のシステムの一例として、電力線搬送通信システムを例に説明する。
【０００３】
【従来の技術】
電力線搬送通信システムは、例えば、図１８に示すように、配電変電所１０１に設けたアクセスノード１０２から光ファイバー１０３を、例えば、６ｋＶの高圧配電線に沿って敷設し、この高圧配電線に接続した変圧器１０５により、６ｋＶの高圧を１００Ｖ又は２００Ｖに変圧して低圧配電線１０６を介して配電する。この変圧器１０５の位置に配電線搬送モデム１０４を配置して、光ファイバー１０３と低圧配電線１０６との間のデータの変復調中継を行い、低圧配電線１０６から引込線１０７を介して各家庭の分電盤１０８に接続し、この分電盤１０８からの屋内配電線１０９に、例えば、冷蔵庫１１１，ファクシミリ装置１１２，エアコン１１３，コンセント１１０等を接続し、コンセント１１０に電源ケーブルを介してモデム１１４を接続し、このモデム１１４に、１０ＢＡＳＥ−Ｔ等によるＬＡＮ（ローカル・エリア・ネットワーク）を介してパーソナルコンピュータ（パソコン）１１５を接続した構成とする。
【０００４】
パソコン１１５を接続したモデム１１４と配電線搬送モデム１０４との間は、電力線搬送通信によりデータを伝送し、配電線搬送モデム１０４とアクセスノード１０２との間は光ファイバー１０３を介して光信号によりデータを伝送する構成の場合を示し、パソコン１１５によるインターネット接続や家電機器の集中管理等を可能とする。又低圧配電線１０６から例えば３０戸の家庭に対する引込線１０７を接続する場合が一般的であり、電力線搬送通信システムの伝送路に相当する低圧配電線１０６及び屋内配電線１０９は、複雑な伝送特性を有するものとなる。又エアコン１１３等の各種の家電機器は、インバータ制御構成が多くなっていることから、屋内配電線１０９に重畳される雑音成分は非常に大きいものとなる。
【０００５】
又電力線搬送通信システムに於ける伝送帯域について、ｋＨｚ帯は、家電機器のインピーダンスや雑音の影響を受けやすく、又その場合の帯域は、４５０ｋＨｚ以下に制限されることから、伝送速度は低速となる。一方、ＭＨｚ帯は、漏洩電界の許容値が厳しいので、適用エリアが一部制限されるが、広帯域を使用して高速伝送が可能となる。
【０００６】
一般に、スペクトラム拡散通信は、雑音による影響が少ないものと考えられている。図１９はスペトラム拡散通信についての概要を示すもので、（Ａ）は送受信部の概要を示し、音声，画像，データ等の情報を情報変調部１２１に於いて一次変調のディジタル変調を行い、拡散変調部１２２に於いて、拡散符号生成部１２３からの拡散符号により二次変調としての拡散変調を行って送信する。この場合は、スペクトラム拡散変調した信号を無線周波数に変調してアンテナから送信し、受信部のアンテナで受信し、拡散復調部１２４に於いて、拡散符号生成部１２６からの拡散符号により逆拡散復調し、情報復調部１２５に於いてディジタル復調して、情報を復元する。
【０００７】
又図１９の（Ｂ）は拡散変調部１２２を乗算器１２７により構成した場合を示し、（Ｃ）は拡散変調の動作を示すもので、この（Ｃ）に示す±１の振幅のディジタル変調信号（ａ）と、±１の拡散符号（ｂ）とを、（Ｂ）に示す乗算器１２７に入力して乗算すると、拡散変調信号（ｃ）は、（Ｃ）に示す±１の振幅となる。そして、（Ｄ）に示すように、拡散前の信号の電力密度を左側に、拡散後の信号の電力密度を右側にそれぞれ示すように、拡散変調信号は、広い帯域内に拡散されたものとなる。
【０００８】
前述のスペクトラム拡散通信を電力線搬送通信に適用した場合の概略仕様として、伝送速度は、９６００ｂｐｓ、送信部は、一次変調をＤＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、二次変調をＤＳ−ＳＳ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｓｐｒｅａｄ−Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ）とし、受信部は、一次，二次共に帯域分割遅延検波、周波数帯域は１５０〜３５０ｋＨｚ、電力密度は１０ｍＷ／１０ｋＨｚ以下、送信電力包絡線形状は周波数軸に対して平坦、拡散符号はメサ型包絡線生成符号、受信感度は６０ｄＢμＶ以下とすることが知られている。
【０００９】
図２０は前述のスペクトラム拡散通信を適用したモデムの概要を示すもので、同図に於いて、１３１は差動符号化部、１３２は拡散変調部、１３３は拡散符号生成部、１３４はＤＡ変換器（ＤＡＣ）、１３５はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、１３６は増幅器（ＡＭＰ）、１３７はカップリング部、１３８はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、１３９はＡＤ変換器（Ａ／Ｄ）、１４０−１〜１４０−ｎはバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、１４１−１〜１４１−ｎは遅延検波部、１４２は合成部を示す。又ＳＤは送信データ、ＲＤは受信データ、ＣＬＫはクロック信号、ＡＣは交流の屋内配電線を示す。
【００１０】
送信データＳＤを差動符号化部１３１により差動符号化し、拡散変調部１３２に於いて拡散符号生成部１３３からの拡散符号を乗算して拡散変調し、ＤＡ変換器１３４によりアナログ信号に変換し、バンドパスフィルタ１３５により不要帯域を除去し、増幅器１３６により増幅して、高周波トランスやコンデンサ等を含むカップリング部１３７から屋内配電線ＡＣにスペクトラム拡散変調信号として送出する。又屋内配電線ＡＣを介して受信した信号をバンドパスフィルタ１３８により不要帯域を除去し、ＡＤ変換器１３９によりディジタル信号に変換し、拡散帯域をｎ個に分割してそれぞれの中心周波数を通過周波数としたバンドパスフィルタ１４０−１〜１４０−ｎにより、拡散帯域内のｎ個の信号成分として抽出し、遅延検波部１４１−１〜１４１−ｎにより遅延検波し、合成部１４２により合成して、受信データＲＤ及びクロック信号ＣＬＫを出力する。
【００１１】
通常のスペクトラム拡散通信に於ける雑音成分は、伝送帯域内に分散して重畳されるものであり、拡散符号との相関をとる逆拡散処理により、雑音成分は拡散符号との相関値が零となるから、雑音成分による影響は少ないものである。しかし、電力線搬送通信システムに適用した場合、伝送路の特性が不確定且つ変動し、インバータ等によるスイッチング雑音や負荷変動に伴う雑音が重畳され、雑音成分が信号成分より大きい状態となる場合も発生する。このような場合は、前述の受信スペクトラム拡散変調信号を帯域成分対応に遅延検波しても、雑音成分による影響が大きく、データを正しく復元することができないものである。
【００１２】
このような電力線搬送通信システムに於ける雑音を除去して誤りのない高速データ伝送を可能としたシステムを先に提案している（例えば、特願２０００−３５９９４９参照）。即ち、図２１に示すように、送信信号点発生部１５１に於いて、送信データに対応した信号点を与える。例えば、（１）データ信号点として、Ｉ，Ｑ軸に対して４相位相変調のような信号点とした場合を示す。次にゼロ点挿入部１５２に於いてゼロ点を挿入する。このゼロ点挿入により、（２）データ＋ゼロ点として示すように、Ｉ，Ｑ軸の中心に挿入したゼロ点が現れる。
【００１３】
伝送路１５３は、前述の電力線搬送通信システムに於ける伝送路であり、その場合の雑音スペクトラムを示し、１５０ｋＨｚ以下の雑音成分が非常に大きいものである。それにより、伝送路１５３を介した信号は、（４）データ＋ゼロ点＋雑音として示すように、大きな雑音成分によって信号点は全く不明の状態となる。そこで、ゼロ点間引部１５５によりゼロ点に重畳されている雑音成分を抽出し、補間予測部１５６により信号点上の雑音成分を予測し、雑音除去部１５４に於いて信号点上の雑音を除去する。それにより、（５）データ信号点として示すように、（１）データ信号点と同様な信号点を得ることができるから、受信点再生部１５７に於いて誤りなくデータを復元することができる。
【００１４】
図２２は雑音除去動作の説明図であり、前述のゼロ点挿入部１５２に於いて、（ａ）送信ゼロ点挿入として示すように、時系列上のデータ信号Ｓ１，Ｓ２，・・・にゼロ点信号を挿入する。それにより、伝送帯域としての周波数が、例えば、１９２ｋＨｚの時に２倍の３８４ｋＨｚとなる。そして、伝送路１５３を介して受信した受信信号は、（ｂ）に示すように、データ信号Ｓ１，Ｓ２，・・・には雑音Ｎ１，Ｎ２，・・・が重畳され、ゼロ点には雑音Ｎａ，Ｎｂ，Ｎｃ，・・・が重畳された状態となる。ゼロ点間引部１５５及び補間予測部１５６に於いては、（ｃ）間引き／補間予測として示すように、ゼロ点に於ける雑音Ｎａ，Ｎｂ，Ｎｃ，・・・を抽出する。そして、この雑音Ｎａ，Ｎｂ，Ｎｃ，・・・を用いて信号点Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，・・・に重畳された雑音Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３，・・・を補間処理により求める。このようにして求めた雑音Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３，・・・を用いて、（ｂ）に示す受信信号からゼロ点を除去し、且つ補間処理により求めた雑音Ｎ１，Ｎ２，・・・を除去することにより、（ｄ）雑音除去後として示すデータ信号を得ることができる。
【００１５】
ゼロ点の挿入は、図２３に示すように、各種の方式を適用することができるもので、信号点Ｓに対してゼロ点の挿入を、（ａ）３個置き挿入、（ｂ）２個置き挿入、（ｃ）１個毎に挿入、（ｄ）信号点Ｓ間に２個挿入、（ｅ）信号点Ｓ間に３個挿入の場合について示す。ゼロ点の挿入個数が多い程、雑音除去の効果が大きくなるが、伝送周波数帯域が広くなる。又同一の帯域とすると、伝送速度が低下する。
【００１６】
又前述のゼロ点挿入を適用したモデムを図２４に示す。同図の（Ａ）はモデムの各部構成、（Ｂ）は信号波形の一例を示す。又ＳＤは送信データ、２４１はスクランブル処理（ＳＣＲ）と直並列変換部（Ｓ／Ｐ）とを含む変換部、２４２はグレーコード／ナチュラルコード変換部（Ｇ／Ｎ）と符号の和分処理（和分）とを含む符号変換部、２４３は直並列変換し更に符号変換した信号を基に信号点を形成する為の信号点発生部、２４４はロールオフフィルタ（ＲＯＦ）、２４５はＤＡ変換部（Ｄ／Ａ）、２４６はローパスフィルタ（ＬＰＦ）と変調部（ＭＯＤ）、２４７はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、２４８は送信クロック発生部（ＴＸ−ＣＬＫ）、ＴＸ−ｌｉｎｅは送信回線を示す。
【００１７】
又ＲＸ−ｌｉｎｅは受信回線、２５１はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、２５２は復調部（ＤＥＭ）とローパスフィルタ（ＬＰＦ）、２５３はＡＤ変換部（Ａ／Ｄ）、２５４はロールオフフィルタ（ＲＯＦ）、２５６はタイミング抽出部（ＴＩＭ）、２５７は位相同期発振部（ＰＬＬＶＣＸＯ）、２５８は受信クロック発生部（ＲＸ−ＣＬＫ）、２５９は等化部（ＥＱＬ）、２６０はキャリア自動位相制御部（ＣＡＰＣ）、２６１は判定部（ＤＥＣ）、２６２は差分処理（差分）とナチュラルコード／グレーコード変換（Ｎ／Ｇ）との機能を含む符号変換部、２６３は並直列変換部（Ｐ／Ｓ）とデスクランブル処理部（ＤＳＣＲ）とを含む変換部、ＲＤは受信データを示す。
【００１８】
送信データＳＤは、変換部２４１に於いてスクランブル処理した後、変調信号点数等に対応した並列データに変換し、符号変換部２４２に於いてグレーコードからナチュラルコードに変換し、復調基準位相による影響を受けないで復調可能とするように和分処理を施し、信号点発生部２４３に於いて変調信号点数に従った信号点とし、ロールオフフィルタ２４４により高域成分を除いて、ＤＡ変換部２４５によりディジタル信号に変換し、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）を介して変調部（ＭＯＤ）２４６に入力して変調し、バンドパスフィルタ２４７により送信帯域に制限して送信回線ＴＸ−ｌｉｎｅに送出する。
【００１９】
又受信回線ＲＸ−ｌｉｎｅを介して受信した信号をバンドパスフィルタ２５１により不要帯域成分を除去し、復調部（ＤＥＭ）とローパスフィルタ（ＬＰＦ）２５２に於いて復調し、且つローパスフィルタにより高域成分を除去し、ＡＤ変換部２５３に於いてディジタル信号に変換し、ロールオフフィルタ２５４を介して等化部２５９に入力し、波形等化等を行い、キャリア自動位相制御部２６０により位相調整を行い、判定部２６１に於いてデータ判定を行い、符号変換部２６２に於いて送信部側の和分処理と符号変換との逆の差分処理とナチュラルコード／グレーコード変換処理とを行い、変換部２６３に於いて直列符号に変換し、且つデスクランブル処理を行って受信データＲＤとする。
【００２０】
変調部２４６は、例えば、６４ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：直交振幅変調）等のＱＡＭ変調手段を有し、復調部２５２は、６４ＱＡＭ等のＱＡＭ復調手段を有するもので、送信回線ＴＸ−ｌｉｎｅと受信回線ＲＸ−ｌｉｎｅとを含めて、点線枠内はＱＡＭ伝送路の機能を有することになる。又図２４の（Ｂ）は、信号のピーク点を除いて伝送速度に対応した一定の周期でゼロ点が現れるナイキスト間隔で送信する場合の信号波形の一例を示し、矢印は、最大振幅となる信号点に対応したデータの場合を示している。
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】
家庭内等には各種の電気機器が配置され、１００Ｖ又は２００Ｖの低圧の屋内配電線に接続されている。そこで、屋内配電線を伝送路として利用したホームネットワークが提案されている。その場合に、前述の電力線搬送通信システムを適用することができる。又煙や温度等による火災検知の為のセンサ，ガス漏れ検出のセンサ，不法侵入検出のセンサ等の各種のセンサが配置されており、これらをホームネットワークに接続することも提案されている。
【００２２】
又前述のホームネットワークと、前述の低圧配電線を介して、又は電話線を介して、或いは無線回線を介して、各種のサービスセンタと接続することにより、
（ａ）宅内機器の遠隔故障診断，保守等を行う機器リモートメンテナンスサービス、
（ｂ）携帯電話機等からアクセスして、宅内機器の遠隔モニタ，遠隔操作，高齢者等の状態の遠隔モニタ等を行うモバイルサービス、
（ｃ）電気使用量や料金の遠隔モニタ，省エネルギ運転制御等のエネルギサービス、
（ｄ）ブラインド，換気扇，照明の集中操作等の快適生活支援サービス、
（ｅ）医療機関と接続して健康管理，高齢者の状態管理等を行うホームヘルスサービス、
（ｆ）センサの検出情報を伝送することによる防火，防災，防犯等のサービスを行うセキュリティサービス等の各種のサービスシステム、
を実現することができる。
【００２３】
その場合の各種のデータの伝送手段として、図２５に示すように、ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、ＳＳ（Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ）、ＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｉｔｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）、マルチキャリア、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）を適用した場合、高速化の可能性と、マルチパスによる影響と、波形等化の容易性と、雑音の影響と、低コスト化及び省電力化とについて課題を検討すると、大振幅雑音の課題を解決することが最も重要であることが判る。
【００２４】
前述のように、家電機器は、インバータ制御の構成が増加し、スイッチング制御による雑音源となっている。又電磁誘導炊飯器等の電磁波を放射する電気機器が増加している。その為に、ホームネットワークを構成する場合、大きなレベルの雑音が各種のデータに重畳されて伝送されることになる。その場合に、前述のように、送信側でゼロ点を挿入し、そのゼロ点に重畳される雑音を抽出することにより、信号点に重畳される雑音を補間予測して除去することができるが、送信側にゼロ点を挿入する機器が普及してない状態に於いては、受信側で雑音除去を行う必要がある。しかし、大振幅雑音が重畳された場合の雑音除去によるデータ受信処理は実現されていない。
【００２５】
本発明は、スペクトラム拡散を適用して伝送し、伝送過程で重畳された大振幅雑音についても除去して、誤りのないデータの受信処理を可能とすることを目的とする。
【００２６】
【課題を解決するための手段】
本発明の雑音除去方法は、拡散符号によりスペクトラム拡散変調した信号に重畳された雑音を除去する雑音除去方法であって、スペクトラム拡散変調された信号と拡散符号とを相関フィルタ部等により相関演算するステップと、このステップで得られた相関出力信号を複数の周波数成分に分割してそれぞれを遅延等化した後合成するタイミング補間ステップと、このタイミング補間ステップで遅延等化されて合成した前記相関出力信号の相関値が最大となるセンタ以外の雑音成分を抽出して、センタ上の雑音成分を補間予測処理するステップと、この補間予測処理するステップで得られた雑音成分を用いてセンタ上の雑音成分を除去するステップとを含むものである。
【００２７】
又本発明の雑音除去装置は、拡散符号によりスペクトラム拡散変調した信号に重畳された雑音を除去する雑音除去装置であって、スペクトラム拡散変調された信号と前記拡散符号との相関演算処理する相関フィルタ部等のフィルタ手段と、このフィルタ手段からの相関出力信号を複数の周波数成分に分割してそれぞれを遅延等化して合成するタイミング補間手段と、このタイミング補間手段により遅延等化された前記相関出力信号の相関値が最大となるセンタ以外の雑音成分を抽出してセンタ上の雑音成分を補間予測処理する補間予測手段と、この補間予測手段により得られた雑音成分を用いてセンタ上の雑音成分を除去する雑音除去部とを有する。
【００２８】
又本発明の雑音除去方法は、拡散符号によりスペクトラム拡散変調した信号に重畳された雑音を除去する雑音除去方法であって、スペクトラム拡散変調された信号を複数の周波数成分に分割してそれぞれを遅延等化した後合成するタイミング補間ステップと、このタイミング補間ステップで得られた信号と前記拡散符号とを相関演算するステップと、この相関演算するステップで得られた相関出力信号の相関値が最大となるセンタ以外の雑音成分を抽出して、センタ上の雑音成分を補間予測処理するステップと、この補間予測処理するステップで得られた雑音成分を用いて、センタ上の雑音成分を除去するステップとをふくむものである。
【００２９】
又本発明の雑音除去装置は、拡散符号によりスペクトラム拡散変調した信号に重畳された雑音を除去する雑音除去装置であって、スペクトラム拡散変調された信号を複数の周波数成分に分割してそれぞれを遅延等化して合成するタイミング補間手段と、このタイミング補間手段で得られた信号と前記拡散符号とを相関演算処理する相関フィルタ部等のフィルタ手段と、このフィルタ手段で得られた相関出力信号の相関値が最大となるセンタ以外の雑音成分を抽出して、センタ上の雑音成分を補間予測する補間予測手段と、この補間予測手段で得られた雑音成分を用いて、センタ上の雑音成分を除去する雑音除去部とを有するものである。
【００３０】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の実施の形態の説明図であり、１は差動符号化部、２は拡散変調部、３は拡散符号生成部、４はＤＡ変換器（ＤＡＣ）、５はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、６は増幅器（ＡＭＰ）、７はカップリング部、８はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、９はＡＤ変換器（Ａ／Ｄ）、１０は復調及びロールオフフィルタ部（ＤＥＭ＆ＲＯＦ）、１１は相関フィルタ部、１２は位相同期及び電圧制御発振器（ＰＬＬ／ＶＣＸＯ）、１３はＴＩＭ（タイミング）抽出部、１４は雑音除去部、１５はＦＲＭ（フレーム）抽出部、１６は遅延検波部、１７はＣＬＫ（クロック信号）再生部、ＳＤは送信データ、ＲＤは受信データ、ＣＬＫはクロック信号を示し、ＡＣは屋内配電線を示す。即ち、電力線搬送通信システムのモデムに適用した場合を示す。
【００３１】
送信データＳＤを差動符号化部１に於いて差動符号化し、拡散変調部２に於いて拡散符号生成部３からの拡散符号を乗算して拡散変調し、ＤＡ変換器４に於いてアナログ信号に変換し、バンドパスフィルタ５により不要帯域成分を除去し、増幅器６により所定のレベルに増幅して、高周波トランス等によるカップリング部７を介して屋内配電線ＡＣに、スペクトラム拡散変調信号として送出する。なお、拡散符号生成部３に於いて生成する拡散符号としては、Ｍ系列、ゴールド系列、Ｗａｖｅｌｅｔ系列、アダマール系列等の各種の直交系列を用いることができる。前述の送信部に於いては、先に提案した雑音除去手段のように、ゼロ点の挿入を行っていないものである。
【００３２】
又受信部に於いては、屋内配電線ＡＣを介して受信した変調データを、カップリング部７を介してバンドパスフィルタ８に入力し、不要帯域成分を除去し、ＡＤ変換器９により受信スペクトラム拡散変調信号をディジタル信号に変換する。復調及びロールオフフィルタ部１０は、伝送帯域の信号をベースバンド信号に復調処理し、且つロールオフフィルタ処理を行うもので、その出力信号を相関フィルタ部１１とＴＩＭ抽出部１３とに入力する。相関フィルタ部１１は、通信相手の送信部の拡散符号と同一の拡散符号を用いて相関演算を行うフィルタ手段であり、相関一致の時に出力を１又は−１、相関不一致の時に出力を０（又は１／ｎ、ｎ＝拡散系列の拡散符号数）とする構成が一般的である。
【００３３】
又ＴＩＭ抽出部１３により抽出したタイミング信号をＦＲＭ抽出部１５と位相同期及び電圧制御発振器１２に入力し、この抽出したタイミング信号に位相同期した電圧制御発振器の出力信号を復調及びロールオフフィルタ部１０とＡＤ変換器９とに、それぞれのタイミング信号として入力する。
【００３４】
ＦＲＭ抽出部１５は、相関フィルタ部１１の出力信号とＴＩＭ抽出部１３からのタイミング信号とを基に、スペクトラム拡散のセンタを抽出する。即ち、センタは１、その他は０の信号として抽出する。雑音除去部１４は、センタ（信号点）以外の時間軸上の波形からセンタ上の雑音成分を補間予測して、減算処理によりセンタ（信号点）上の雑音成分を除去する。
【００３５】
そして、遅延検波部１６により遅延検波して、位相ずれを補償してデータを再生し、受信データＲＤとする。又ＣＬＫ再生部１７は、ＴＩＭ抽出部１３に於いて抽出した高速のタイミング信号と、ＦＲＭ抽出部１５に於いて抽出した低速の信号とを基にクロック信号ＣＬＫを再生する。即ち、ＦＲＭ抽出部１５からのスペクトラム拡散のセンタを示す同期信号を基に、ＴＩＭ抽出部１３から抽出したタイミング信号の位相を同期化して、クロック信号ＣＬＫを出力することができる。
【００３６】
図２は復調及びロールオフフィルタ部の説明図であり、図１に於けるＡＤ変換器（Ａ／Ｄ）９により受信スペクトラム拡散変調信号をディジタル信号に変換して入力する復調及びロールオフフィルタ部１０の構成を示し、（Ａ）は復調器（ＤＥＭ）２１と、ロールオフフィルタ（ＲＯＦ）２２とキャリア発生回路（ＣＲＲ）２３とにより構成した場合を示す。又（Ｂ）は復調及びロールオフフィルタ部（ＤＥＭ＆ＲＯＦ）２４と係数発生部２５とにより構成した場合を示す。
【００３７】
図２の（Ａ）に示す構成に於いて、キャリア発生回路２３は、電力線搬送通信システムに適用した場合、使用帯域を１０〜４５０ｋＨｚとすると、中心キャリア周波数は、例えば、２３０ｋＨｚ（＝（１０＋４５０）／２）とし、ｃｏｓαと−ｓｉｎαとの直交したキャリアを生成して復調器２１に入力する。このキャリア発生回路２３は、各種の構成を適用することができるもので、例えば、ＲＯＭを用い、キャリア周波数に従ったクロック信号により読出してキャリアとする構成も可能である。
【００３８】
又復調器２１は、キャリア発生回路２３からのキャリアによりベースバンド信号に変換する。このベースバンド信号はベクトル信号であり、ロールオフフィルタ２２により１０〜４５０ｋＨｚ帯域以外の不要帯域成分を除去する。なお、使用帯域を１５０〜３５０ｋＨｚとした場合は、キャリア周波数を２５０ｋＨｚ程度に選択し、ロールオフフィルタ２２の通過帯域を１５０〜３５０ｋＨｚに設定することになる。
【００３９】
又図２の（Ｂ）に示す構成に於いて、係数発生部２５は、図１に示すＴＩＭ抽出部１３からのタイミング信号に従って復調及びロールオフフィルタ部２４の係数の時間位相を制御する為のものである。復調器とロールオフフィルタとを一体化した構成は、例えば、特公平１−４９２２５号公報に示されており、又タイミングの引込みについては、例えば、特公平２−４９０６５号公報に示されており、このような技術を適用することができる。
【００４０】
図３はＴＩＭ抽出部の説明図であり、２６はパワー算出部（ＰＷＲ）、２７はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、２８はＴＩＭ（タイミング）位相ベクトル化部を示す。ＴＩＭ抽出部１３は、スペクトラム拡散変調速度のタイミング信号を抽出するものであり、パワー算出部２６により、復調及びロールオフフィルタ部（ＤＥＭ＆ＲＯＦ）１０（図１参照）からの信号はベクトル信号であり、この二乗和を求めることにより、例えば、点線矢印で示すスペクトラムを得ることができる。なお、線スペクトラムをフィルタで抽出することによりタイミング信号とするものである。
【００４１】
パワー算出部２６の出力信号を入力するバンドパスフィルタ２７は、スペクトラム拡散変調速度成分の中心周波数を有するもので、前述の線スペクトラムを抽出し、ＴＩＭ位相ベクトル化部２８によりベクトル化されたタイミング信号とする。例えば、入力されたタイミング信号と１サンプル分遅延させたタイミング信号との９０°位相差のタイミング信号を生成する。このＴＩＭ抽出部１３については、例えば、特許第２７２１４５４号公報に示されており、このような技術を適用することができる。
【００４２】
図４は図１に於ける位相同期及び電圧制御発振器（ＰＬＬ／ＶＣＸＯ）１２の構成を示すもので、３１はθ変換部、３２は二次系ＰＬＬ（位相同期回路）、３３はＤＡ変換器（Ｄ／Ａ）、３４は水晶発振器を用いた電圧制御水晶発振器（ＶＣＸＯ）、３５は積分回路を示す。θ変換部３１は、前述のＴＩＭ抽出部１３からのベクトル化されたタイミング信号を、位相角により定まるスカラ信号に変換する。このスカラ信号を二次系ＰＬＬ３２と積分回路３５とに入力する。
【００４３】
二次系ＰＬＬ３２は、二次系の積分回路に相当し、θ変換部３１からのスカラ信号を積分して位相誤差信号とし、ＤＡ変換器３３によりアナログ信号の制御電圧として電圧制御水晶発振器３４に加えることにより、出力信号位相を制御する。この電圧制御水晶発振器３４の出力信号をＡＤ変換器９（図１参照）にサンプリングタイミング信号として加える。又積分回路３５により、θ変換部３１からのスカラ信号を積分して、復調及びロールオフフィルタ部１０（図１参照）に入力する。この位相同期及び電圧制御発振器１２は、例えば、特公平２−４９０６５号公報、特開昭６２−３５７１７号公報及び特開昭６２−１０８６４３号公報に示された技術を適用することもできる。それにより、タイミング位相の高速引込みも可能となる。
【００４４】
図５は図１に於ける相関フィルタ部１１の構成を示すもので、３６は相関フィルタ、３７は係数発生部を示す。係数発生部３７は、相関フィルタ３６の演算に必要な係数を発生するもので、例えば、ＲＯＭにより構成して、±１の直交系列係数を読出す構成とすることができる。又相関フィルタ３６は、係数発生部３７からの直交系列の係数を用いて時間軸上の相関をとることにより、時間軸上で、センタを１又は−１、その他を０（又は１／ｎ、ｎ＝拡散系列の拡散符号数）とする相関出力を得ることができる。
【００４５】
図６は相関演算結果の一例の説明図であり、１５チップのＰＮパターンの直交系列の“１１１１０１０１１００１０００”を用い、“１”を１、“０”を−１として、相関フィルタ３６に±１の信号が入力された場合の演算結果を、０次相関から１４次相関までについてそれぞれの累算結果Σを示す。即ち、０次のみは１５チップについて全て１であるから、累算結果Σは１５となるが、その他は−１となる。
【００４６】
図７は図１に於けるＦＲＭ抽出部１５の構成を示すもので、４１はパワー算出部（ＰＷＲ）、４２は差分算出部、４３は判定部（ＤＥＣ）、４４は閾値算出部を示す。前述の相関フィルタ部１１の出力信号は、相関が最大値となるセンタで１、その他は０の信号系列で、ベクトル信号に相当するから、パワー算出部４１に於いて二乗和によりパワーを算出する。この算出したパワーを示す信号には、伝送路に於いて重畳された大きな雑音成分が含まれている。
【００４７】
そこで、差分算出部４２に於いて時間軸上のパワー値の差分を求める。即ち、時間軸上のサンプル間のパワー値の差分を求め、全て雑音成分の場合はゼロとなる。このようにして雑音成分を除去する。この差分算出過程に於いて前述のセンタの値は時間軸上の差分を求めることにより、正負の値として出力される。そして、閾値算出部４４は、差分値の時系列信号から１フレーム間（１５チップのＰＮパターンの場合は、１５サンプル分）の積分値を求めて、判定部４３に加える判定閾値とする。この判定閾値と、差分算出部４２の出力信号とを比較判定し、判定閾値を超えた信号をセンタ位置信号とすることができる。なお、閾値算出部４４に於いて差分値の時系列信号を複数フレーム間の積分値のフレーム間平均による判定閾値を求めることも可能であり、これにより雑音耐力を高くすることができる。
【００４８】
図８は本発明の他の実施の形態の説明図であり、図１と同一符号は同一部分を示し、相関出力信号の遅延等化又は遅延等化した後に相関を求める手段として、相関フィルタ部１１とタイミング補間部（ＴＩＰ）１８とを含む構成を用いた場合を示す。このタイミング補間部１８は、複数の帯域内を分割して処理する複数のタイミング補間フィルタを含み、相関フィルタ部１１からの相関出力信号を入力し、ＦＲＭ抽出部１５との間でタイミング信号を転送して、遅延等化を行うものである。そして、遅延等化した相関出力信号を雑音除去部１４に入力する。それにより、雑音除去部１４に於ける雑音除去処理が容易となる。
【００４９】
図９は本発明の更に他の実施の形態の説明図であり、図８と同一符号は同一部分を示す。図８に於いては、スペクトラム拡散変調された信号を相関フィルタ部１１に入力し、その相関出力信号をタイミング補間部１８に入力して遅延等化を行うものであるが、図９に於いては、スペクトラム拡散変調された信号をタイミング補間部１８に入力して遅延等化した後、相関フィルタ部１１に入力して、拡散符号と相関を求め、相関出力信号を雑音除去部１４に入力する。この実施の形態に於いては、ＦＲＭ抽出部１５は、相関フィルタ部１１の出力信号とＴＩＭ抽出部１３からのタイミング信号とを基に、スペクトラム拡散のセンタを抽出して、タイミング補間部１８にそのタイミング信号を転送する。
【００５０】
図１０は図８及び図９に於けるタイミング補間部１８の要部構成を示すもので、５０−１，５０−２，・・・は補間部、５１はタイミング補間フィルタ（ＴＩＰ１，ＴＩＰ２，・・・）、５２は積分回路、５３は位相誤差抽出部、５４はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、５５はパワー算出部（ＰＷＲ）、５６は合成部を示す。即ち、複数の補間部対応のタイミング補間フィルタ５１を備えて、帯域内のそれぞれの時間等化を可能としている。
【００５１】
図８に於いては、相関フィルタ部１１からの信号が入力され、図９に於いては、復調された信号が入力されるもので、補間部５０−１，５０−２，・・・のタイミング補間フィルタ５１に並列的に入力される。このタイミング補間フィルタ５１の出力信号をパワー算出部５５に於いてパワーを算出し、バンドパスフィルタ５４を介して位相誤差抽出部５３に入力する。
【００５２】
バンドパスフィルタ５４は、例えば、９６００ｂｐｓの伝送速度としたスペクトラム拡散通信に於いては、９６００Ｈｚの信号を抽出する。位相誤差抽出部５３は、ＦＲＭ抽出部１５からのフレーム位相信号ＲＥＦと比較し、比較結果の位相誤差信号を積分回路５２に於いて積分し、位相誤差がゼロとなるように、タイミング補間フィルタ５１を制御する。それにより、補間部５０−１，５０−２，・・・対応に遅延等化を行い、合成部５６により合成し、図８に於いては、雑音除去部１４に入力し、図９に於いては、相関フィルタ部１１に入力する。
【００５３】
図１１は、図１，図８及び図９に於ける雑音除去部１４の説明図であり、７１は周波数シフト部、７２は間引き部、７３は補間予測部、７４は周波数逆シフト部、７５は遅延回路、７６は加算部、７７は遅延回路を示し、遅延回路７５，７７のＴはサンプリング間隔を示す。なお、遅延回路７５，７７は、Ｔ／ｍ（例えば、ｍ＝４）の遅延素子を複数接続して補間予測等の処理遅延時間を補償する為のものである。
【００５４】
信号Ａ＝ｘ＋ｊｙは、周波数シフト部７１に於いてＢ＝ｆ0 ＝ｃｏｓωｔ＋ｊｓｉｎωｔを乗算する。その乗算出力信号Ｃは、Ｃ＝（ｘｃｏｓωｔ−ｙｓｉｎωｔ）＋ｊ（ｘｓｉｎωｔ＋ｙｃｏｓωｔ）となる。そして、間引き部７２に於いて、ゼロ点信号（ＦＲＭ抽出部１５からのＦＲＭ信号）により切替えを制御して、信号成分のタイミングに対してはゼロ点挿入を行い、雑音成分のみのタイミングに対しては、そのまま出力する。即ち、相関フィルタによる相関が最大となる信号点以外をゼロ点とし、信号点に対してはゼロ挿入を行い、ゼロ点の雑音成分はそのまま通過させる。このゼロ点は図２２について説明しているゼロ点に相当し、ゼロ挿入する信号点は、信号点Ｓ１，Ｓ２，・・・に相当する。そして、相関値が最大となる信号点以外は雑音成分のみのタイミングであるから、ゼロ挿入された信号点と、雑音成分のみのゼロ点とを含む信号Ｄを補間予測部７３に入力することになる。
【００５５】
補間予測部７３に於いては、雑音成分を用いて信号点（ゼロ挿入点）の雑音成分を補間処理により予測し、その信号Ｅを周波数逆シフト部７４に入力する。この周波数逆シフト部７４に於いては、遅延回路７７を介した信号Ｆ（＊は複素共役を示す）を信号Ｅに乗算する。この場合、周波数シフト部７１に於いて受信信号Ａに信号Ｂを乗算して周波数シフトを行い、その信号Ｂの複素共役の信号Ｆを補間予測部７３の出力信号Ｅに乗算することにより、周波数逆シフトを行うことができる。そして、信号Ａを遅延回路７５により遅延させた信号Ｈから、周波数逆シフトした信号Ｇを加算部７６に於いて減算することにより、即ち、入力された信号Ｈから補間予測した雑音成分の信号Ｇを減算して雑音除去後の信号Ｋを出力する。
【００５６】
図１２は、図１１に於ける補間予測部７３及び図１，図８，図９に於ける相関フィルタ部１１の要部構成を示すもので、８２は遅延素子（Ｔ／ｍ）、８３は乗算器、８４は加算器（Σ）を示す。又Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，・・・Ｃｋは、補間予測部７３を構成する場合はフィルタ係数、相関フィルタ部１１を構成する場合は拡散符号とする。トランスバーサル型フィルタの構成を有するものであり、補間予測部７３の場合、間引き部７２（図１１参照）の出力信号Ｄを入力して、遅延素子８２と乗算器８３と加算器８４とを含む補間フィルタ構成により、ゼロ挿入タイミング（信号点）の前後の出力信号Ｄ（ゼロ点に重畳されている雑音成分）を用いた補間予測処理により、雑音成分を示す信号Ｅを出力する。
【００５７】
図１３は、雑音除去部をバンドパスフィルタを用いて実現した場合の要部構成を示し、８５は遅延回路、８６は図１２の周波数シフト部７１に相当する位置の通過回路、８７は間引き部、８８は補間予測部、８９は加算器を示す。相関フィルタ部の出力信号Ａは、遅延回路８５と間引き部８７とに入力される。間引き部８７は、図１１に於ける間引き部７２と同様に、信号成分（ゼロ点信号）のタイミングではゼロ挿入を行い、雑音成分のみのタイミングではそのまま通過させる。この間引き部８７からの信号Ｂ（図１１に於ける信号Ｄに相当する）を補間予測部８８に入力する。
【００５８】
補間予測部８８は、雑音除去を行う周波数成分のみを抽出するバンドパスフィルタの構成とする。そして、この補間予測部８８の出力信号Ｃ（図１１に於ける信号Ｇに相当する）を加算器８９に入力し、遅延回路８５からの信号Ｄ（図１１に於ける信号Ｈに相当する）から減算する。即ち、雑音成分を含む信号Ｄから、所望の周波数成分の雑音成分を除去した信号Ｅ（図１１に於ける信号Ｋに相当する）として、遅延検波部１６に入力することができる。この場合の補間予測部８８は、例えば、図１１に示すトランスバーサル型フィルタの構成により実現することができる。
【００５９】
図１４は、雑音除去の動作説明図であり、周波数移動・間引き部９１と、補間・再移動部９２と、減算部９３とによる構成が、図１又は図８の雑音除去部１４又は図１１の雑音除去部の構成に相当し、相関フィルタ部９０は、図１又は図８の相関フィルタ部１１に相当し、受信信号点再生部９４は、図１又は図８の遅延検波部１６に相当する。又周波数移動・間引き部９１は、図１１の周波数シフト部７１と間引き部７２との機能を有し、補間・再移動部９２は、図１１の補間予測部７３と周波数逆シフト部７４との機能を有し、減算部９３は、図１１の加算部７６の機能に相当する。
【００６０】
又各部（１）〜（６）に於けるスペクトラムの概要について、（１）雑音分布、（２）＋９６ｋＨｚシフト、（３）間引き、（４）補間（ＩＰＬ）、（５）−９６ｋＨｚシフト、（６）雑音除去として示し、相関フィルタ部９０から雑音除去部に入力される信号は、折り返し成分を含めて−１９２ｋＨｚ〜０〜＋１９２ｋＨｚの帯域を有するものとし、その場合に、前述のように、電力線搬送通信システムに於いては、高域側より低域側の雑音レベルが高いので、（１）雑音分布として示すスペクトラムとなる。この雑音分布に於ける−１９２ｋＨｚ〜−９６ｋＨｚの帯域成分をＡ、−９６ｋＨｚ〜０ｋＨｚの帯域成分をＢ、０ｋＨｚ〜＋９６ｋＨｚの帯域成分をＣ、＋９６ｋＨｚ〜＋１９２ｋＨｚの帯域成分をＤとして示し、帯域成分はＡ＞Ｂ＞Ｃ＞Ｄの関係のレベルとなる。
【００６１】
周波数移動・間引き部９１に於いて、周波数を＋９６ｋＨｚ移動する処理により、（２）＋９６ｋＨｚシフトとして示すように、各帯域成分Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄはそれぞれ９６ｋＨｚ分シフトされ、帯域成分Ｄは折り返されて−１９２ｋＨｚ〜−９６ｋＨｚの帯域となる。そして、相関フィルタ部９０による相関が最大となる信号点に対してはゼロ挿入し、それ以外（ゼロ点に相当）は雑音成分のみであるから、そのまま通過させる間引き処理により、（３）間引きとして示すように、各帯域成分がシフトされる。
【００６２】
次に、補間・再移動部９２に於ける補間処理により、（４）補間（ＩＰＬ）として示すように、−９６ｋＨｚ〜＋９６ｋＨｚの帯域の信号となる。そして、周波数移動・間引き部９１に於ける周波数シフトの逆シフトを行う再移動として、−９６ｋＨｚ移動する処理により、（５）＋９６ｋＨｚシフトとして示すように、−１９６ｋＨｚ〜０ｋＨｚの帯域に各帯域成分がシフトされる。
【００６３】
そして、（１）雑音分布として示す信号から、（５）−９６ｋＨｚシフトとして示す信号を減算部９３に於いて減算すると、（６）雑音除去として示すように、帯域成分Ｃ，Ｄのみが残る。即ち、低域側のレベルの大きい雑音成分が除去され、受信信号点再生部９４に入力されて、データを復元することができる。即ち、先に提案した雑音除去手段は、送信側にゼロ点を挿入するものであるが、本発明に於いては、送信側にゼロ点を挿入しなくても、受信側に於いて等価的にゼロ点挿入と同様な手段により、大きな雑音が重畳されていても、確実に除去することができる。
【００６４】
図１５の（Ａ）はＣＬＫ再生部、（Ｂ）は遅延検波部をそれぞれ示し、ＣＬＫ再生部１７は、ＴＩＭ抽出部１３からの高速のタイミング信号と、ＦＲＭ抽出部１５からの低速の同期信号とを基に、分周処理する分周回路９５により構成することができる。又遅延検波部１６は、１フレーム分の遅延時間の遅延回路９６と、乗算器９７とを含む構成を有し、例えば、９６００ｂｐｓのモデムに適用する場合は、遅延回路９５の遅延時間を１／９６００（ｓ）とすることができる。又＊印は複素共役信号を示し、雑音除去部により雑音除去処理された信号が入力されて、遅延検波が行われる。この遅延検波により、位相不確定分はキャンセルされて、安定な受信データの再生が可能である。
【００６５】
図１６は間引き処理の説明図であり、（１）〜（４）の左側は時間軸上の振幅で示すサンプル値、右側はスペクトラムを示す。（１）信号Ｓ（ｎ）のサンプル値とスペクトラムについて、信号Ｓ（ｎ）のＺ変換Ａは、
Ａ＝Ｓ（ｚ）＝ΣＳ（ｎ）ｚ-n
で表され、スペクトラムは０〜ｆｓ／２となる。なお、ｆｓはサンプリング周波数を示す。
【００６６】
又（２）信号（−１）n ＊Ｓ（ｎ）のサンプル値とスペクトラムについて、即ち、信号Ｓ（ｎ）の反転信号のＺ変換Ｂは、
Ｂ＝Ｚ〔（−１）n Ｓ（ｎ）〕＝Ｓ（−ｚ）
と表すことができる。この場合、信号点に於ける信号成分のみに対して反転するもので、そのスペクトラムは右側に示すように反転したものとなる。この反転した信号と反転前の信号とを加算すると、（３）信号ｔ（ｎ）のサンプル値とスペクトラムとして示すものとなる。
【００６７】
この加算後の信号のＺ変換Ｃは、
Ｃ＝Ｚ〔ｔ（ｎ）〕＝Ｔ（ｚ）＝（１／２）＊〔Ｓ（ｚ）＋Ｓ（−ｚ）〕
で表される。ここで、信号ｔ（ｎ）は、ｔ（１），ｔ（３），ｔ（５），・・・＝０であるから、
Ｔ（ｚ）＝Σｔ（２ｎ）＊Ｚ-2n
と表すことができる。このｔ（ｎ）＝０の信号点を間引いた信号Ｄは、
Ｄ＝ｕ（ｎ）＝Ｔ（ｚ1/2 ）
と表すことができる。そして、最終的な信号Ｅは、
Ｅ＝ｕ（ｚ）＝〔Ｓ（ｚ1/2 ）＋Ｓ（−ｚ1/2 ）〕／２
と表すことができる。即ち、（４）信号ｕ（ｎ）のサンプル値とスペクトラムとして示すものとなり、周波数帯域は１／２となる。
【００６８】
図１７は補間処理を示すもので、（１）信号ｕ（ｎ）のサンプル値とスペクトラムは、図１６の（４）信号ｕ（ｎ）のサンプル値とスペクトラムに対応する。間引き処理による信号ｕ（ｎ）は雑音成分のみを有するもので、ゼロ点を挿入すると、（２）信号ｔ（ｎ）のサンプル値とスペクトラムとして示すものとなる。この補間信号ｔ（ｎ）のＺ変換Ｆは、
Ｆ＝Ｔ（ｚ）＝Σｔ（ｎ）ｚ-n
と表すことができる。そして、ｔ（１），ｔ（３），ｔ（５），・・・＝０であるから、
Ｆ＝Σｔ（２ｎ）ｚ-n＝ｕ（ｎ）ｚ-2n
と表すことができるから、
Ｔ（ｚ）＝Ｕ（ｚ2 ）
となり、スペクトラムは０〜ｆｓ／４の折り返しにより、０〜ｆｓ／２の周波数帯域となる。
【００６９】
この信号Ｔ（ｚ）は、受信信号Ｓ（ｎ）と同一速度で、雑音成分のみを含むものであるから、周波数逆シフト部７４（図１１参照）により受信信号の周波数帯域として、加算器７６（図１１参照）に於いて減算処理することにより、雑音成分を除去することができる。
【００７０】
本発明は、前述の各実施の形態のみに限定されるものではなく、種々付加変更することが可能であり、雑音除去として、電力線搬送通信システムのモデムだけではなく、前述のような各種のモデムに適用することも可能である。又各部の機能をＤＳＰ（ディジタル・シグナル・プロセッサ）の演算機能によって実現することも可能である。
【００７１】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明は、相関フィルタ部１１により、スペクトラム拡散変調信号と拡散符号との相関を求め、この相関が最大となる信号点（センタ）以外の雑音成分を抽出し、且つ信号点（センタ）の雑音成分を補間予測し、この補間予測した雑音成分を用いて信号点（センタ）上の雑音成分を除去するものであり、先に提案した雑音除去手段のように、送信側に於いてゼロ点挿入を行わない場合でも、信号点（センタ）上に重畳された大きな雑音成分を除去することができる。又タイミング補間部により遅延等化を行うことにより、雑音除去が一層容易となる利点がある。従って、電力線搬送通信システムのモデムのみでなく、各種の高雑音環境下に於ける各種のモデムに適用することが可能である。又タイミング補間部により遅延等化を行うことにより、更に安定した雑音除去と誤り率低減とを実現することができる。又雑音除去部は、比較的簡単なバンドパスフィルタを用いて雑音成分のみを通過させて、信号点（センタ）に重畳された雑音成分を除去する構成とした場合は、比較的簡単な構成で済む利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態の説明図である。
【図２】復調及びロールオフフィルタ部の説明図である。
【図３】ＴＩＭ抽出部の説明図である。
【図４】位相同期及び電圧制御発振器の説明図である。
【図５】相関フィルタ部の説明図である。
【図６】相関演算結果の一例の説明図である。
【図７】ＦＲＭ抽出部の説明図である。
【図８】本発明の他の実施の形態の説明図である。
【図９】本発明の更に他の実施の形態の説明図である。
【図１０】タイミング補間部の説明図である。
【図１１】雑音除去部の説明図である。
【図１２】補間予測部及び相関フィルタ部の説明図である。
【図１３】雑音除去部の説明図である。
【図１４】雑音除去の動作説明図である。
【図１５】ＣＬＫ再生部及び遅延検波部の説明図である。
【図１６】間引き処理の説明図である。
【図１７】補間処理の説明図である。
【図１８】電力線搬送通信システムの説明図である。
【図１９】スペクトラム拡散通信の説明図である。
【図２０】モデムの概要説明図である。
【図２１】先に提案した雑音除去機能の説明図である。
【図２２】雑音除去動作の説明図である。
【図２３】ゼロ点挿入の説明図である。
【図２４】モデムの説明図である。
【図２５】課題の説明図である。
【符号の説明】
１ 差動符号化部
２ 拡散変調部
３ 拡散符号生成部
４ ＤＡ変換器（ＤＡＣ）
５ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
６ 増幅器（ＡＭＰ）
７ カップリング部
８ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
９ ＡＤ変換器（Ａ／Ｄ）
１０ 復調及びロールオフフィルタ部（ＤＥＭ＆ＲＯＦ）
１１ 相関フィルタ部
１２ 位相同期及び電圧制御発振器（ＰＬＬ／ＶＣＸＯ）
１３ ＴＩＭ抽出部
１４ 雑音除去部
１５ ＦＲＭ抽出部
１６ 遅延検波部
１７ ＣＬＫ再生部
Claims (4)
- 拡散符号によりスペクトラム拡散変調した信号に重畳された雑音を除去する雑音除去方法に於いて、
前記スペクトラム拡散変調された信号と前記拡散符号とを相関演算するステップと、
該ステップで得られた相関出力信号を複数の周波数成分に分割してそれぞれを遅延等化した後合成するタイミング補間ステップと、
該タイミング補間ステップで遅延等化して合成した前記相関出力信号の相関値が最大となるセンタ以外の雑音成分を抽出して前記センタ上の雑音成分を補間予測処理するステップと、
該補間予測処理するステップで得られた雑音成分を用いて前記センタ上の雑音成分を除去するステップと
を含むことを特徴とする雑音除去方法。 - 拡散符号によりスペクトラム拡散変調した信号に重畳された雑音を除去する雑音除去装置に於いて、
前記スペクトラム拡散変調された信号と前記拡散符号との相関演算処理するフィルタ手段と、
該フィルタ手段からの相関出力信号を複数の周波数成分に分割してそれぞれを遅延等化して合成するタイミング補間手段と、
該タイミング補間手段により遅延等化された前記相関出力信号の相関値が最大となるセンタ以外の雑音成分を抽出して前記センタ上の雑音成分を補間予測処理する補間予測手段と、
該補間予測手段により得られた雑音成分を用いて前記センタ上の雑音成分を除去する雑音除去部と
を備えたことを特徴とする雑音除去装置。 - 拡散符号によりスペクトラム拡散変調した信号に重畳された雑音を除去する雑音除去方法に於いて、
前記スペクトラム拡散変調された信号を複数の周波数成分に分割してそれぞれを遅延等化した後合成するタイミング補間ステップと、
該タイミング補間ステップで得られた信号と前記拡散符号とを相関演算するステップと、
該相関演算するステップで得られた相関出力信号の相関値が最大となるセンタ以外の雑音成分を抽出して前記センタ上の雑音成分を補間予測処理するステップと、
該補間予測処理するステップで得られた雑音成分を用いて前記センタ上の雑音成分を除去するステップと
を含むことを特徴とする雑音除去方法。 - 拡散符号によりスペクトラム拡散変調した信号に重畳された雑音を除去する雑音除去装置に於いて、
前記スペクトラム拡散変調された信号を複数の周波数成分に分割してそれぞれを遅延等化して合成するタイミング補間手段と、
該タイミング補間手段で得られた信号と前記拡散符号とを相関演算処理するフィルタ手段と、
該フィルタ手段で得られた相関出力信号の相関値が最大となるセンタ以外の雑音成分を抽出して前記センタ上の雑音成分を補間予測する補間予測手段と、
該補間予測手段で得られた雑音成分を用いて前記センタ上の雑音成分を除去する雑音除去部と
を備えたことを特徴とする雑音除去装置。
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