KR100655345B1

KR100655345B1 - 잡음 제거 방법 및 장치

Info

Publication number: KR100655345B1
Application number: KR1020010072919A
Authority: KR
Inventors: 가꾸다까시; 미야자와히데오; 구라까따다까히로; 무라따히로야스
Original assignee: 후지쯔 가부시끼가이샤
Priority date: 2000-11-27
Filing date: 2001-11-22
Publication date: 2006-12-08
Also published as: JP2002164801A; US7110465B2; CN1374762A; EP1227597A3; US20020064234A1; US20060256890A1; TW522665B; KR20020041286A; EP1227597A2; JP3385266B2; CN1198400C

Abstract

매크로적으로 본 유색계 잡음에 주목하여 저역의 지배적인 잡음 성분을 적극적으로 제거하여 S/N치를 플러스로 반전시켜서, 저역에 묻힌 비교적 높은 레벨의 수신 신호를 추출하는 것이 가능한 잡음 제거 방법 및 장치를 제공한다.

시간축과 진폭과 위상이 특정된 신호 또는 제로점 신호를 삽입부(1)에서 송신 신호에 삽입하고, 이 특정 신호 또는 제로점을 이용하여 수신 신호의 잡음 성분을 잡음 제거부(2)에서 보간 예측하고, 그 잡음 성분을 수신 신호로부터 차감함으로써 송신된 원래의 신호를 재생한다.

주파수 대역, 수신 신호, S/N치, 잡음 주파수 성분

Description

잡음 제거 방법 및 장치{NOISE CANCELING METHOD AND APPARATUS}

도 1은 본 발명에 따른 잡음 제거 방법 및 장치의 기본 원리를 설명하기 위한 그래프도.

도 2는 본 발명의 기본 구성을 종래예와 비교한 블록도.

도 3은 본 발명의 동작 개요를 나타낸 도면.

도 4는 본 발명의 송신측 동작을 자세히 나타낸 도면.

도 5는 본 발명의 추출 동작을 설명한 도면.

도 6은 본 발명의 보간 동작을 설명한 도면.

도 7은 본 발명의 잡음 성분의 제거 프로세스를 나타낸 도면.

도 8은 본 발명에 따른 제로점 삽입의 여러가지의 양태를 나타낸 도면.

도 9는 본 발명에 이용하는 보간 필터예를 나타낸 도면.

도 10은 본 발명을 모뎀에 적용한 실시예를 나타낸 블록도.

도 11은 본 발명에 이용하는 잡음 제거부의 실시예를 나타낸 블록도.

도 12는 본 발명에 이용하는 보간부의 실시예를 나타낸 블록도.

도 13은 본 발명에 이용하는 타이밍 추출부 및 VCXO형 PLL 회로의 실시예를 나타낸 블록도.

도 14는 본 발명에 따른 타이밍 추출부의 파형도.

도 15는 본 발명에 따른 제로점의 시스템 제어예를 나타낸 블록도.

도 16은 본 발명에 따른 자동 주파수 시프트의 구성예를 나타낸 블록도.

도 17은 본 발명에 따른 주파수 시프트량에 의한 잡음의 저감예를 나타낸 도면.

도 18은 본 발명에 의해 제거하고자 하는 잡음 대역에 대하여 주파수 시프트량을 구하는 일례를 나타낸 주파수 대역도.

도 19는 본 발명의 변형예(등화기를 부가한 경우)를 나타낸 블록도.

도 20은 본 발명의 적용 분야를 설명하기 위한 개략도.

도 21은 종래의 문제점을 설명하기 위한 도면.

<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>

1 : 특정 신호(제로점) 삽입부

2 : 잡음 제거부

3 : 주파수 시프트부

4, 44, 45 : 추출부(DCM)

5 : 보간부(IPL)

6 : 주파수 역 시프트부

7 : 감산부

8, 9 : 지연 회로

11 : 스크램블러(SCR)

12 : 벡터 합분 회로

13 : 신호 발생부

14, 22 : 롤 오프 필터(ROF)

15 : 변조기(MOD)

16, 244 : D/A 변환기

17, 242 : 저역 통과 필터(LPF)

18 : 송신 클럭 발생 회로(TX-CLK)

19, 232 : 대역 통과 필터(BPF)

20 : A/D 변환기

21 : 복조기(DEM)

23 : 타이밍 추출기

24 : PLL 회로

25, 33 : 등화기(EQL)

26 : 캐리어 자동 위상 제어기(CAPC)

27 : 판정부(DEC)

28 : 벡터 차분 연산부

29 : 디스크램블러(DSCR)

30 : 수신 클럭 분배부

31a, 31b : 나이키스트(Nyquist) 전송로

51 : 제로점 삽입부

52 : 보간 필터

231 : 파워 연산부(PWR)

233 : 벡터화 회로

241 : 비교부

243 : 2차 PLL 회로

245 : VCXO

246 : 분주기

36, 40 : 신호 품질 판정부

37, 41 : 제로점 삽입 개수 설정 통지부

42, 43 : 승산기

46, 47 : FFT

48 : 주파수 시프트량 결정부

본 발명은 잡음 제거 방법 및 장치에 관한 것으로, 특히 잡음에 묻힌 신호를 충실하게 추출해내기 위한 잡음 제거 방법 및 장치에 관한 것이다.

이러한 잡음 제거 방법 및 장치는 이하에 도시한 바와 같은 다방면에 걸친 산업 상의 이용 분야에 있어서 그 필요성이 현저해지고 있다.

·전력선 반송과 같이 잡음이 많은 환경 하에서 고속으로 데이터 전송을 실현하고자 하는 전력선 반송 모뎀 분야

·CATV 모뎀이나 ADSL 모뎀 또한 VDSL 모뎀, 2.4G의 무선 LAN, 무선 전송 분야, 광 전송 분야 등

·고속화함으로써 잡음에 묻히게 되는 신호도 추출해내어, 고기록 밀도를 실현하고자 한 자기 디스크 또는 광 디스크

·고속화된 다치 전송 기술의 반도체

·잡음 환경 하에서의 음성 인식, 화상 압축, 바코드 스캐너의 복조 등

이하, 이러한 잡음의 존재에 대하여 전력선 반송 모뎀을 예로 들어 설명하지만, 상기한 바와 같은 다른 분야에 대해서도 마찬가지이다.

우선, 도 20에 도시한 전력 계통에 있어서 배전 변전소(100)의 전력은, 6.6KV의 고압 배전선(102)을 통해 주상 변압기(103)에 공급되고, 다시 100V/200V 저압 배전선(104)을 통해 가정(105)에 공급되고 있다.

그리고, 전력선 반송 통신을 행하는 경우에는 고압 배전선(102)과 병행하여 배전 변전소(100)의 액세스 노드(101)와 주상 변압기에 설치한 모뎀과의 사이에 광 파이버(도시하지 않음)를 설치하고, 이 광 파이버를 경유하여, 주상 변압기(103)의 모뎀과 가정(105) 내의 옥내 배선(106)에 접속된 콘센트에 삽입한 모뎀과의 사이에서 100V/200V 저압 배전선(104)을 통해 통신을 행하고 있다.

이 경우, 도 21에 도시한 바와 같이 저압 배전선(104)은 도 21의 (1)에 도시한 송신 신호 TX의 스펙트럼에 대하여 도 21의 (2)에 도시한 바와 같이 1μH/m의 인덕터로 간주되고, 선로 길이가 150m라고 하면 150μH의 인덕터로 간주된다.

또한, 저압 배전선(104)에 접속된 인입선(107)은 75㎊/m의 컨덴서로 간주되 고, 50m의 인입선을 가정(105)에 접속하였다고 하면, 0.1125㎌의 컨덴서로 간주된다. 이것뿐만아니라, 가정(105) 내의 각종 가전 기기에 있어서는 잡음 방지용 컨덴서를 AC100V 사이에 접속하고 있기 때문에, 용량성 부하로 간주되게 된다(도 21의 (2) 참조).

결과적으로, 주상 변압기(103)가 있는 전주(電柱)로부터 가정의 콘센트 사이에는 도 21의 (2)에 도시한 바와 같이, 저역 통과형 LPF로 간주되고, 도 21의 (3)에 도시한 바와 같이 수신 신호 RX는 고역이 크게 감쇠한다. 이 때문에, 최악의 경우에는 고역 신호는 단말측에 도착했을 때에는 잡음 N에 묻히게 된다.

한편, 저역은 고역에 비하여 손실은 그다지 없지만, 가전 기기가 내는, 예를 들면 인버터 기기 등에 의한 랜덤한 잡음(백색 잡음)이 매우 많고 저역 신호는 역시 도 21의 (3)에 도시한 바와 같이, 잡음 N에 묻혀서 고속 데이터 통신을 실용화할 수 없어 오랜 시간에 걸쳐 해결책이 요구되어 왔다.

이러한 해결책을 제안한 종래 기술을, 이하 3세대에 걸쳐서 설명한다.

<제1 세대>

잡음에 강하다고 할 수 있는 FM 변조 방식, FSK 변조 방식, PSK 변조 방식 등이 전력선 반송 모뎀의 변조 방식으로서 채용되었다. 단, 현실의 전력선은 잡음 레벨이 크기 때문에, 실용화는 1200bps 이하 저속에 한정된 어플리케이션에 그쳤다.

<제2 세대>

스펙트럼 확산 방식의 도입이다. 스펙트럼 확산 방식은 잡음에 강하다는 것 으로, 전력선 반송의 실용화에 있어서 큰 기대가 되었다.

그러나, 샤논의 이론 한계에 따르면, 백색계 잡음계에서 S/N치가 마이너스인 경우(도 21의 (3) 참조)에는 전송 용량이 급격히 저하하고, 고속 전송의 실현은 이론적으로 불가능하다. 따라서, 샤논의 한계는 극복하지 못하고, 역시 최대 100kbps, 최악의 경우 통신 불능이라는 상황을 초래하였다.

<제3 세대>

OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 방식의 등장이다. OFDM 방식은 멀티 캐리어 변조 방식을 채용한 것으로, 잡음이 많은 캐리어 대역은 사용하지 않고 회피하여 통신한다는 기술이다. 이 때문에, 큰 잡음을 회피할 수 있어 큰 고속화의 실현이 가능해졌다.

그러나, 잡음원의 주가 되는 가전 기기의 인버터화율은 증가하는 경향에 있으며 또한 용량성 부하에 따른 고역 감소 문제도 증가하는 경향에 있다. 결과적으로, 종래 기술에서는 저속인 통신도 경우에 따라 가능하지만, 수 Mbps의 보다 고속의 통신을 실현하는 것이 불가능하였다.

이와 같이, 가전 기기의 인버터화는 큰 추세로서, 금후, 가전 기기의 인버터화에 의한 잡음은 점점 증대하는 경향에 있다. 또한, 이에 따라 용량성 부하도 잡음 방지 대책으로서 증대하는 경향에 있다.

이러한 환경 하에서는 제3 세대의 해결책과 같이 잡음을 회피하여 통신한다는 방식으로는 추세적으로 만족스럽지 못하고, 오히려 제4 세대의 해결책으로서는 잡음에 적극적으로 맞서서, 잡음을 캔슬(제거)하고 고속의 데이터 통신을 실현하고자 하는 시도가 중요하다.

도 21의 (3)에 도시한 바와 같이, 고역은 잡음은 적지만, 수신 신호는 용량성 부하에 의해 크게 감쇠하여 잡음 레벨 이하로 되어 있다. 저역은 수신 신호의 감쇠는 그다지 없지만, 가전 기기가 내는 잡음에 의해 역시 S/N치는 마이너스의 상황이다.

따라서 본 발명은, 이와 같이 S/N치가 마이너스의 상황에 있더라도 신호의 감쇠가 적은 저역의 잡음을 캔슬하여 묻혀 있는 수신 신호를 재생함으로써 고속 전송을 실현하는 방법과 장치의 제공을 목적으로 한다.

도 1의 (1)에 도시한 바와 같이 잡음 N의 레벨이 높은 저역 부분(잡음 성분 N1, 신호 성분 S1)을 컷트하여 고역 부분만을 사용하여 데이터를 전송해도 S/N치는 마이너스 그대로이다.

한편, 도 21의 (3) 및 도 1의 (1)에 있어서, 전력선의 잡음을 잘 보면, 저역 강조형이 많고 마이크로적으로 보면 백색 잡음이지만, 매크로적으로 보면(전체 주파수 대역에서 보면) 유색계 잡음으로 되어 있는 것을 알 수 있다. 즉, 전체 주파수 대역 내의 어떤 협대역에서 보더라도 동일한 백색 잡음으로 되어 있다.

따라서 본 발명은, 이와 같이 매크로적으로 본 유색계 잡음에 주목하여, 도 1의 (2)에 도시한 바와 같이, 저역의 지배적인 잡음 성분 N1을 적극적으로 제거하여 S/N치를 플러스로 반전시켜서, 저역에 묻힌 비교적 높은 레벨의 수신 신호 S를 추출하고자 하는 것이다.

이를 위해서, 본 발명에 있어서는 시간과 진폭과 위상이 특정된 신호(이하, 특정 신호라고 칭함)를 포함하는 수신 신호로부터 잡음 성분을 보간 예측하고, 그 잡음 성분을 그 수신 신호로부터 제거하여 송신된 원래의 신호를 재생하도록 한 잡음 제거 방법 및 장치를 실현하고 있다.

또한, 본 발명에서는 송신측에서 정기적으로 신호에 제로점을 삽입하고, 수신측에서 그 제로점을 이용하여 수신 신호의 잡음 성분을 보간 예측하고, 그 잡음 성분을 그 수신 신호로부터 차감함으로써 송신된 원래의 신호를 재생하는 잡음 제거 방법 및 장치를 실현하고 있다.

이러한 본 발명에 따른 잡음 제거 방법 및 장치를, 도면을 참조하여 이하에 설명한다.

도 2의 (1)에는 종래에서의 신호의 송수신 계통이 나타나고 있고, 송신 신호 발생부(32)로부터의 송신 신호는 투과 전송로로서의 나이키스트 전송로(31)를 경유하여 수신 신호 재생부(33)로 보내진다.

이러한 송수신 계통에 있어서, 본 발명은 도 2의 (2)에 도시한 바와 같이, 송신 신호 발생부(32)와 나이키스트 전송로(31) 간에 특정 신호 또는 제로점(이하, 제로점이라고 총칭함)의 삽입부(1)를 설치함과 함께, 나이키스트 전송로(31)와 수신 신호 재생부(33)와의 사이에 잡음 제거부(2)를 설치한 것이다. 또, 잡음 제거부(2)는, 후술하는 바와 같이 주파수 시프트부(3)와 추출부(DCM: 4)와 보간부(IPL: 5)와 주파수 역 시프트부(6)와 감산부(7)로 구성되어 있다.

우선, 송신 신호 발생부(32)에서 발생된 송신 신호의 심볼레이트를, 도 3의 (1)에 도시한 바와 같이 예를 들면 192kB라고 한다. 이러한 송신 신호가 제로점 삽입부(1)에 주어지면, 제로점 삽입부(1)에서는 도 3의 (2)에 도시한 바와 같이, 도 3의 (1)의 송신 신호에 대하여 제로점을 삽입하여 나이키스트 전송로(31)로 송신한다. 이 경우, 신호 S도 동일한 속도로 송신한다면 송신 속도는 384kB가 된다.

수신측에서는, 도 3의 (3)에 도시한 바와 같이, 수신 신호 S 및 제로점에 각각 전송로(31)의 잡음 N을 곱한 형태로 수신하게 된다.

그래서, 잡음 제거부(2)에서는 잡음 N을 포함하는 신호 S(S+N)을 제거하고, 제로점에서의 잡음 N만을 남기고, 이들의 잡음 N으로부터 각 수신 신호점에서 도 3의 (4)에 도시한 바와 같이, 양측의 잡음 N으로부터 잡음 보간 신호 N'를 생성한다.

그리고, 잡음 제거부(2)에서는 다시 도 3의 (3)에 도시한 수신 신호로부터, 도 3의 (4)에 도시한 잡음 보간 신호 N'를 차감함으로써, 도 3의 (5)에 도시한 바와 같이 잡음 N이 N-N'가 되며 실질적으로 제거된 신호 성분 S만으로 이루어지는 신호(송신 신호에 상당)를 재생할 수 있다.

이러한 잡음 제거부(2)의 동작을 도 4 ∼ 도 6을 이용하여 보다 자세히 설명한다.

우선, 상술한 송신 신호는 도 4의 (1)에 도시한 바와 같이 192kB의 속도로 전송된다. 이러한 경우의 스펙트럼을 스칼라(횡축은 주파수 대역 ㎑)로 나타낸 것을 도 4의 우측에 나타나고 있다.

그리고, 이러한 송신 신호에 대하여 제로점을 삽입하면, 도 4의 (2)에 도시한 바와 같이, 각 신호점 간에 제로점이 삽입되어, 삽입 후의 주파수 대역은 384kB가 된다. 이 경우는 +192㎑를 중심으로 복사된 스펙트럼이 된다.

이러한 제로점이 삽입된 송신 신호가 수신측에 보내졌을 때의 수신 신호는 도 4의 (3)에 도시한 바와 같이, 신호 S 및 제로점 각각에 있어서 잡음 성분 N이 중첩된 것이 된다. 이 경우의 스펙트럼도 도 4의 (2)에 도시한 송신 신호의 경우와 마찬가지이다.

이러한 수신 신호가 잡음 제거부(2)에서의 주파수 시프트부(3)에 있어서 시프트된 후, 추출부(4)로 보내질 때의 동작을 도 5에 도시한다.

즉, 수신 신호 S(n)의 샘플치와 스펙트럼은 도 5의 (1)에 도시한 바와 같으며, 이 신호 S(n)의 Z 변환 A는 다음 식으로 표현된다.

또, 도 5의 우측 스펙트럼은 전송로(31)에서 잡음이 부가되기 때문에, 0 ∼ f_S/2(f_S는 샘플 주파수)로 분포하는 것을 나타내고 있다.

이러한 수신 신호 S(n)의 반전 신호의 Z 변환 B는 다음 식으로 표현된다.

이 경우의 반전 신호는 신호점에서의 신호 성분에 대해서만 행해지기 때문에 (-1)ⁿ이 계수로 되어 있다.

그리고, 이러한 반전 신호 (-1)ⁿ*S(n)과 도 5의 (1)에 도시한 수신 신호 S(n)을 가산한 후의 신호 t(n)의 Z 변환 C는 다음 식으로 주어진다.

즉, 신호점에서의 진폭은 제로가 되며 신호 성분 S뿐만아니라 신호 S에 중첩되어 있던 잡음 성분 N도 함께 제거되는 형태가 된다. 여기서, 신호 t(n)은 t(1), t(3), … = 0이기 때문에 다음식으로 표현된다.

이와 같이 하여 얻어진 도 5의 (3)에 도시한 신호 t(n)의 신호점을 추출한 후의 신호 D는, 다음식으로 표현된다.

이러한 경우, 전송 속도는 192kB로 저하하기 때문에, 도 5의 (4)의 우측 도면에 도시한 바와 같이, 스펙트럼은 겹쳐진 형태가 된다.

최종적인 신호 E=U(z)는 다음 식으로 주어진다.

이와 같이 하여 얻어진 추출 신호 u(n)은 도 2에 도시한 보간부(5)에 주어지면, 도 6에 도시한 동작을 나타낸다.

즉, 추출부(4)로부터의 신호 u(n)은 도 6의 (1)에 도시한 샘플치와 스펙트럼을 갖는 잡음 성분만으로서, 이 잡음 성분에 제로점을 삽입한 신호 t(n)은 도 6의 (2)에 도시한 바와 같은 샘플치와 스펙트럼을 갖고, 그 Z 변환 A는 다음 식으로 표현된다.

여기서, t(1), t(3), … = 0이기 때문에,

가 되기 때문에, 다음 식이 얻어진다.

이 신호 T(z)에 있어서, 제로점의 양측의 잡음 성분 N으로 보간하면, 도 5의 (1)에 도시한 수신 신호 S(n)과 동일한 전송 속도를 가지며, 또한 잡음 성분만을 갖는다.

따라서, 수신 신호 S(n)으로부터 그 보간한 신호를 차감함으로써, 도 4의 (2)에 도시한 제로점이 삽입된 송신 신호가 얻어지게 된다.

또, 도 4의 (1)에 도시한 송신 신호를 얻기 위해서는 제로점을 추출하면 된 다.

상기한 설명은 송신 신호가 어떻게 해서 수신측에서 재생되는지를 나타낸 것이지만, 잡음 성분에만 착안하여 잡음 성분이 어떻게 제거되는지를 나타낸 것이 도 7이다.

즉, 송신 신호가 192kB(±96kB)의 전송 대역을 가질 때, 이에 대하여 제로점 삽입을 행하면 대역이 2배가 됨과 함께, 복사 성분이 발생하여 나이키스트 전송로(31)로 보내진다.

그리고, 잡음 제거부(2)에서는 우선 잡음 분포 특성 ①에 도시한 바와 같이, 잡음 분포는 ±192㎑에 걸쳐져 있고, 도 1에 도시한 바와 같이 특히 좌측 반정도의 -192 ∼ 0㎑의 주파수 대역에서 잡음 레벨이 높아지며, 0 ∼ +192㎑의 사이는 낮은 잡음 레벨로 되어 있다.

이 상태에서 주파수 시프트부(3)에 의해 +96㎑만큼 시프트시키면, 잡음 특성 ②에 도시한 바와 같이, 잡음 성분 A+B는 잡음 특성 ①에 대하여 +96㎑만큼 시프트된 형태가 되고 있고, 이에 따라 잡음 특성 ①에서의 잡음 성분 D는 -192㎑ ∼ -96㎑에서 겹쳐진 형태로 나타나게 된다. 이에 따라, 보간 예측하고자 하는 잡음 대역을 보간 대역으로 시프트한 것으로 되어 잡음을 보다 효과적으로 제거할 수 있다.

또, +96㎑의 시프트량은 설명의 편의상의 일례에 지나지 않는다.

이 상태에서 추출부(5)에서 추출 동작을 행하면, 주파수가 반이 되기 때문에, 잡음 성분 A는 +96 ∼ +l92㎑에 겹쳐진 형태로 나타나고, 잡음 성분 B는 -192 ∼ -96㎑에, 잡음 성분 C은 -96 ∼ 0㎑에, 그리고 잡음 성분 D는 0 ∼ +96㎑에 겹쳐진 형태로 나타나게 된다. 여기서는 겹쳐진 성분이 최소가 되는 대역을 선정하고 있다.

그리고, 보간부(5)에 있어서 제로점의 보간을 행하고 또한 양단의 잡음 성분 A+C 및 B+D를 필터 제거하면, 잡음 특성 ④에 도시한 바와 같이, -96 ∼ +96㎑의 사이에만 잡음 성분 A+C 및 B+D가 남게 된다.

그리고, 이 보간한 잡음 성분을 상기한 주파수 시프트와 역방향으로, 즉 -96㎑만큼 시프트시키면, 잡음 특성 ⑤에 도시한 바와 같이 -192 ∼ 0㎑의 사이에만 잡음 성분 A+C 및 B+D가 남는다.

따라서, 이러한 잡음 성분을 잡음 특성 ①에 도시한 전체의 잡음 성분으로부터 감산부(7)에 있어서 감산함으로써, 잡음 특성 ⑥에 도시한 바와 같이, -192 ∼ 0㎑에서의 잡음 성분 A 및 B는 완전하게 제거되게 된다. 또, 잡음 성분 C 및 D는 잔존하게 되지만, 도 1의 (2)에도 도시한 바와 같이, 이들의 잡음 레벨은 낮기 때문에 S/N치에는 큰 영향은 미치지 않는다.

이와 같이 하여 잡음 제거가 된 수신 신호는 실질적으로 송신 신호에 대응한 것으로서 재생되게 된다.

또, 상기한 바와 같이 주파수 시프트를 행하는 것은, 예를 들면 보간 예측하는 대역을 잡음이 가장 많은 대역(이 예에서는 저역)으로 설정하고, 겹쳐진 주파수 대역에 관해서는 고역의 잡음이 적은 대역을 선택하기 위함이다.

상술한 도 3 및 도 4에서는 신호점 간에 제로점을 1개 삽입한 경우를 예로 들었지만, 도 8에서는 제로점 삽입의 여러가지의 패턴을 나타내고 있다.

즉, 도 8의 (1)의 경우에는 제로점을 신호 S의 3개마다 1개 삽입하고, 잡음 예측 대역이 96㎑가 되는 경우를 나타내고 있다.

또한, 도 8의 (2)의 경우에는, 제로점을 신호 S의 2개마다 1개 삽입한 경우를 나타내고 잡음 예측 대역은 128㎑가 된다.

도 8의 (3)은 상기한 예와 마찬가지로 제로점을 신호 S의 1개마다 1개 삽입했을 때의 예로서, 잡음 예측 대역은 192㎑가 된다.

도 8의 (4)에 도시한 예에서는 제로점을 신호 S의 1개마다 2개 삽입했을 때의 예를 나타내고, 잡음 예측 대역은 256㎑가 된다.

또한, 도 8의 (5)의 경우에는 제로점을 신호 S의 1개마다 3개 삽입했을 때의 예를 나타내고, 잡음 예측 대역은 288㎑가 된다.

도 8의 (4) 및 도 8의 (5)에 도시한 바와 같이 제로점의 수를 증대시킴으로써, 보다 광대역의 잡음이 캔슬 가능해지며 잡음 내력이 증가하는 대신에 데이터 전송의 속도가 저하하는 경우가 있지만, 보다 열악한 환경에도 견딜 수 있게 된다.

예를 들면, 좁은 대역을 통과할 때에는 부호 간 간섭이 증가하기 때문에, 잡음도 캔슬되지만 신호 자체도 부분적으로 캔슬이 행해지게 된다. 이러한 경우에는 전체의 속도를 떨어뜨리고, 신호를 감쇠시키지 않고 잡음도 효과적으로 캔슬하도록 시스템 파라미터를 최적화하면 된다. 또는 잡음 제거부의 전단에 등화기를 삽입하면 된다.

또한, 이 제로점의 삽입 개수는 수신측에서 신호 품질을 판정하고, 이 판정 결과에 따라 그 개수를 결정하고, 송신측으로 통지하도록 하면, 적응적으로 제로점 삽입 개수를 변화시키는 것이 가능해진다.

또한, 예를 들면 PN 계열(의사 랜덤 계열)을 이용하여, 송신측의 제로점 삽입을 실시해도 좋다. 이에 따라, 수신측에서는 랜덤 잡음에 대하여 PN 계열에 의해 잡음을 보간 예측할 수 있다.

PN 계열의 예로서는 다음의 예를 들 수 있다.

·15 칩 : 1111010110010000

·31 칩 : 1111100110100100001010111011000

이러한 경우, 화상 압축 방식으로 행해지는 뮤즈 방식과 같이 제로점의 삽입점을 시간축을 변이시키면서 순차 삽입해가는 것도 가능하다.

그 외에도 제로점 삽입의 방법에는 여러가지가 있으며, 시스템의 특성에 맞추어서 최적화를 행하면 된다.

도 2에 도시한 보간부(5)는 도 9에 도시한 바와 같이, 여러가지의 필터 특성을 이용하여 행할 수 있다.

즉, 도 9의 (1)에 도시한 저역 통과 필터에 있어서는, 보간 예측 대역폭을 전송 대역폭으로 하고 있고, 이 경우에는 보간 예측 대역폭 외의 겹쳐짐은 없지만, 필터를 트랜스버설 필터(transversal filter) 등으로 구성한 경우에는 탭 수가 많고 제거 범위가 좁다는 특성을 갖는다.

또한, 도 9의 (2)에 도시한 cos 제곱 필터의 경우에는 보간 예측 대역폭을 나이키스트 폭으로 하고 있고, 탭 수가 적고, 제거 범위도 넓지만, 보간 예측 대역 폭 외의 겹쳐짐이 생기는 특성을 갖는다.

또한, 도 9의 (3)에 도시한 cos 필터의 경우에는 역시 보간 예측 대역폭은 나이키스트 폭으로 하지만, 이러한 경우에는 탭 수가 많고 연산량이 많음과 함께 보간 예측 대역폭 외의 겹쳐짐이 생기는 특성이 있다.

또한, 본 발명에서는 상기한 주파수 시프트량을 수신 신호의 잡음 주파수 성분이 큰 주파수 대역을 검출하고, 그 주파수 대역에 대하여 자동적으로 결정할 수도 있다.

또한, 잡음 제거의 전단 또는 후단에서 부호 간 간섭을 제거하기 위해서 자동 등화 처리를 행해도 된다.

<발명의 실시예>

도 10은 본 발명에 따른 잡음 제거 방법 및 장치를 이용한 모뎀의 실시예를 나타낸 것이다.

즉, 송신 신호 SD를 스크램블러(SCR: 11)에서 스크램블 처리함과 함께 직렬 신호를 병렬 신호로 변환한다. 이 병렬 신호는 벡터 합분 회로(12)에 있어서, 원래 송신 신호가 그레이 코드(G)였던 것을 내츄럴 코드(N)로 변환하고, 다시 수신측에서 위상 검출하기 위해서 이용하는 벡터 차분 회로(28)에 대응하여 벡터 합분 연산을 행한 후, 신호 발생부(13)에 있어서 도 3의 (1) 및 도 4의 (1)에 도시한 바와 같은 송신 신호를 송출한다.

이 송신 신호는 본 발명에 따른 제로점 삽입부(1)에서 제로점이 삽입되며, 롤 오프 필터(ROF: 14)에서 파형 정형된다.

이 롤 오프 필터(14)의 출력 신호는 변조 회로(MOD: 15)에 의해 변조를 받고, 다시 D/A 변환 회로(16)에서 디지털 신호로부터 아날로그 신호로 변환된 후, 저역 통과 필터(LPF: 17)에서 전력 반송파의 주파수 대역(10㎑ ∼ 450㎑)을 포함하는 저주파 대역만의 신호를 추출하여 송신 선로로 송출한다.

이러한 송신 선로로부터의 송신 신호를 수신 선로를 통해 수신했을 때, 우선 대역 통과 필터(BPF: 19)에 있어서 소정의 주파수 대역 성분(전력 반송 모뎀의 경우에는 10 ∼ 450㎑)만을 추출하고, A/D 변환 회로(20)에 있어서 디지털 신호로 복원한다.

이 디지털 표기된 아날로그 신호는 복조 회로(DEM: 21)에서 기저 대역의 신호로 복조되고, 롤 오프 필터(22)로 파형 정형된다.

그리고, 이 롤 오프 필터(22)의 출력은 타이밍 추출부(23) 및 VCXO형 PLL 회로(24)로 보내짐으로써, 제로점 신호의 위상이 추출됨과 함께, A/D 변환기(20)로 샘플링 타이밍 신호를 제공하고 있다.

롤 오프 필터(22)의 출력 신호는 본 발명에 따른 잡음 제거부(2)에 있어서 전송로의 잡음 성분이 제거된 후, 등화기(EQL: 25)에서 부호 간 간섭을 제거하고, 자동 캐리어 위상 제어기(CAPC: 26)에서 위상 정합을 행하고, 다시 판정 회로(DEC: 27)에서 잡음을 제거한 신호 성분만을 출력한다.

그리고, 벡터 차분 회로(28)에 있어서 내츄럴 코드로 벡터 합분 회로(12)와 반대의 벡터 차분 연산을 행한 후, 그레이 코드로 되돌리고 디스크램블러(DSCR: 29)에서 이 병렬 그레이 코드를 직렬 신호로 변환하여 디스크램블 처리하고 수신 신호 RD로서 출력한다.

또한, 송신 클럭 발생 회로(TX-CLK: 18)는 송신 클럭을 제로점 삽입부(1)와 D/A 변환기(16)에 제공함과 함께, 그 외의 각 부로 분배하고 있다. 또, 수신측에서는 수신 클럭 발생 회로(RX-CLK: 30)가 잡음 제거부(2) 및 수신부의 각 부로 수신 클럭을 추출하여 제공하고 있다.

또, 수신 클럭 발생 회로(30)는 PLL 회로(24)로부터 추출된 제로점 신호를 통과시킬 뿐이다. 또한, 이 제로점 신호는 종래예에서는 단순한 심볼 타이밍 신호이다.

또한, 도면 중에 음영 부분으로 둘러싼 부분이 투과 전송로로서의 나이키스트 전송로(31)에 상당하고 있다. 이 나이키스트 전송로는 도 1의 (2)에 도시한 바와 같이, 송신 신호점의 간격이 나이키스트 간격(384kB)으로 송신되는 것이다.

도 11은 도 10에 도시한 잡음 제거부(2)의 실시예를 나타낸 것으로, 도 2에 도시한 잡음 제거부(2)에 대응하고 있다.

즉, 수신 신호 A(384kB)는 주파수 시프트부(3)에 있어서 원하는 회전 벡터 신호 B에 의해 주파수 시프트된 신호 C로서 출력된다.

이 신호 C는 추출부(4)로 보내지고, 이 추출부(4)에서는 도 10에 도시한 PLL 회로(24)로부터 추출된 제로점 신호(192kB)에 기초하여, 도 5의 (4)에 도시한 잡음 성분만의 신호 D(192kB)로 변환된다.

이 신호 D는 보간부(5)로 보내지고, 그 필터 처리에 의해 보간된 신호 E(384kB)로서 출력된다. 이 신호 E는 주파수 역 시프트부(6)로 보내지며, 주파수 시프트부(3)에서 이용한 회전 벡터 신호 B와 역방향으로 시프트하기 위해서, 신호 B와는 공액(共役) 복소수를 구성하는 신호 F에 의해 역회전되어 신호 G로서 출력된다. 또, 이 신호 F는 보간부(5)의 출력 신호와 타이밍을 맞추기 위해서 지연 회로(8)가 도중에 설치되어 있다.

주파수 역 시프트부(6)의 출력 신호 G는 감산기(7)에 있어서 수신 신호 A로부터 감산되어 출력 신호 K가 된다. 또, 이 경우도 보간부(5)의 출력 신호와 타이밍을 맞추기 위해서 지연 회로(9)가 수신 신호 A에 대하여 설치되어 있다.

이와 같이 하여, 잡음 제거부(2)로부터는 수신 신호 A로부터 잡음 성분이 제거된 후의 신호 K가 출력되게 된다.

도 12는 도 11에 도시한 보간부(5)의 실시예를 나타내고 있고, 이 실시예에서는 제로점 삽입부(51)와 보간 필터(52)로 구성되어 있다.

즉, 추출부(4)로부터 출력된 잡음 성분만의 신호 D(192kB)에 대하여, 제로점 삽입부(51)가 도 6의 (2)에 도시한 바와 같이 제로점을 잡음 간에 삽입하고, 전송 대역 384kB의 신호로서 보간 필터(52)에 제공한다.

보간 필터(52)는 트랜스버설 필터로 구성할 수 있어, 지연 회로부(521)와 승산 회로(522)의 필터 계수 C1 ∼ Cn에 의해 도 9에 도시한 바와 같은 여러가지의 필터를 구성할 수 있다. 여기에서 출력되는 보간 예측 신호 E는 도 3의 (4)에 도시한 신호에 있어서 각 제로점에서의 잡음 성분 N'가 그 양측의 잡음 성분 N에 의해 보간된 임의의 진폭을 갖는 신호로서 출력된다.

도 13은 도 10에 도시한 타이밍 추출부(23)와 VCXO형 PLL 회로(24)의 실시예 를 나타낸 것이다. 그 중, 타이밍 추출부(23)는 파워 연산 회로(PWR: 231)와 대역 통과 필터(232)와 벡터화 회로(233)로 구성되어 있고, PLL 회로(24)는 비교부(241)와 저역 통과 필터(242)와 2차 PLL 회로(243)와 D/A 변환 회로(244)와 VCXO (Voltage Controlled Crystal Oscillator: 전압 제어 수정 발진기) 회로(245)와 분주기(246)로 구성되어 있다.

즉, 롤 오프 필터(22)로부터 출력된 벡터 신호는 파워 연산 회로(231)에서 제곱 연산되어 파워가 계산된다. 이 때의 스펙트럼을 나타낸 것이 도 14에 도시되어 있으며, 사진의 중앙에 나와 있는 선 스펙트럼이 192㎑의 제로점 신호를 나타내고 있다. 즉, 송신측에서는 정기적으로 제로점을 송신하고 있기 때문에, 에너지는 이 구간은 제로이지만, 제로점의 삽입 정도에 따른 파워 스펙트럼을 추출하는 것이 가능해진다.

이와 같이 하여 얻은 파워치를 대역 통과 필터(232)에 통과시킨다. 이 예에서는 192㎑를 중심 주파수로 하는 대역 통과 필터를 이용하고 있기 때문에 원하는 제로점 신호 정보를 출력하여 벡터화 회로(233)로 보낸다.

벡터화 회로(233)에서는 입력 신호를 90도 위상의 다른 신호로 합성함으로써 벡터화하고, 타이밍 위상 정보로서 PLL 회로(24)에 제공한다.

PLL 회로(24)에 있어서는, 우선, 비교부(241)에 있어서, 벡터화 회로(233)로부터의 타이밍 위상 정보와 사전에 알고 있는 기준점의 위상을 비교하여 그 위상차를 저역 통과 필터(242)로 저역 성분만으로 하고, 2개의 적분기로 구성된 2차 PLL 회로(243)와 D/A 변환 회로(244)에서 VCXO(245)의 제어 전압을 제어한다.

그리고 분주기(246)로 분주한 후, 비교부(241)로 피드백함으로써 기준점과의 비교를 실시한다. 이에 따라, 벡터화 회로(233)로부터의 타이밍 위상 정보와 기준점과의 위상차를 인입하여, 동기가 확립한 제로점 신호를 추출할 수 있다. 또한, VCXO 회로(245)로부터는 A/D 변환기(16)로의 샘플 타이밍 신호가 출력되며 최종적으로 비교부(241)로 귀환되어 위상 동기 루프를 구성한다.

상기한 실시예에서는, 송신 신호에 삽입하는 제로점은 도 8에 도시한 바와 같이 여러가지의 실시예가 생각되지만, 이 제로점 간격은 고정할 필요는 없고, 도 15에 도시한 바와 같이 제어하는 것도 가능하다.

즉, 전 2중 전송로(31a, 31b)를 사이에 두고 두개의 송신부(34, 38)가 각각 수신부(35, 39)와 접속되어 있는 송수신 계통에 있어서, 수신부(35)로부터의 출력 신호에 의해 신호 품질을 판정하는 판정부(36)를 설치하고, 이 판정 결과를 제로점 삽입 개수 설정 통지부(37)에 제공하면, 이 제로점 삽입 개수 설정 통지부(37)는 제로점 삽입 개수를 결정하고, 이 정보를 전송로(31b)를 경유하여 제로점 삽입 개수 설정 통지부(41)에 통지하여 송신부(34)의 제로점 개수를 설정한다.

마찬가지로 하여, 송신부(38)로부터 전송로(31b)를 통해 수신부(39)에서 수신한 신호에 기초하여, 신호 품질 판정부(36)와 동일하게 설치한 신호 품질 판정부(40)에서 신호 품질이 판정되며, 이 판정 결과에 기초하여 제로점 삽입 개수 설정 통지부(41)가 제로점 삽입 개수를 결정하여 송신부(38)로 통지하면, 이 송신부(38)에서도 송신부(34)와 마찬가지로 하여 제로점의 삽입 제어를 행한다.

따라서, 도 8에 도시한 바와 같은 제로점 간격은 전송로의 신호 품질에 기초 하여 적응적으로 바꾸는 것이 가능해진다.

상기한 주파수 시프트부(3)에서는 도 11에 도시한 바와 같이, 일정한 회전 벡터 신호 B를 제공하고 있지만, 이 벡터 신호를 자동적으로 바꾸는 것도 가능하다.

도 16은 이러한 자동 주파수 시프트를 행하는 구성예를 나타내고 있고, 이 구성에서는 도 11의 잡음 제거부(2)에 대하여, 승산기(42, 43)와 추출부(44, 45)와 FFT 연산부(46, 47)와, 시프트량 결정부(48)가 새롭게 설치되어 있다.

동작에 있어서, 롤 오프 필터(22)의 출력을 승산부(42, 43)에서 각각 상호 90도 주파수를 어긋나게 한 캐리어 신호 Δf1과 Δf2를 승산하고, 추출부(44, 45)에서 각각 192kB 속도의 신호로 추출한 후, FFT 연산부(46, 47)에서 주파수 신호로 변환하고, 어떤 주파수 대역이 가장 잡음 대역이 큰지를 주파수 시프트량 결정부(48)에서 결정하고, 이 결정한 주파수 시프트량을 주파수 시프트부(3)에 제공하고 있다.

또, FFT 연산부를 2개 이용하고 있는 것은 그 입력 신호의 주파수 대역이 192kB와 전체 대역의 반정도이기 때문이다.

도 17에는 주파수 시프트량을 여러가지 변화시킨 경우의 잡음의 저감 상태가 나타나 있으며, 이 경우에는 128㎑ ∼ 224㎑의 범위가 가장 저감 효과가 큰 것을 알 수 있다.

여기서, 원하는 잡음 제거 범위에 대하여 어떠한 주파수 시프트가 결정되는지를 도 18을 참조하여 이하에 설명한다.

우선, 전력선 반송 통신의 예에서는 특별 반송 AM 변조 방식으로서 165.2㎑(165㎑+0.24㎑=165.24㎑), 같은 PM 변조 방식으로서 162㎑(132㎑+30㎑=162㎑)가 규정되어 있기 때문에, 잡음 제거 범위로서는 잡음 제거부(2)의 보간 필터(52: 도 12 참조)가, 도 9의 (2)에 도시한 바와 같이, 롤 오프율 14.5%의 COS 제곱 필터를 이용한 경우, 이 롤 오프율을 고려하여 174㎑ 이하에서 10㎑ 이상(10㎑ ∼ 174㎑)의 잡음을 캔슬할 수 있게 되어 방식 공존이 가능하여 바람직하다.

이것을 전송로 대역으로 나타낸 것이 도 18의 (1)이며, 10㎑ ∼ 450㎑의 허용 전송 대역은 230㎑를 중심 주파수로 하고 있고, 잡음 제거 범위 10㎑ ∼ 174㎑는 음영 부분에 상당한다.

이러한 전송 대역의 신호가 도 10에 도시한 모뎀의 롤 오프 필터(22)로부터 출력되었을 때의 기저 대역 신호 대역이 도 18의 (2)에 도시되어 있다. 이 경우에는 0㎑를 중심으로 하여 ±192㎑의 대역이 된다. 따라서, 도 18의 (1)의 10㎑ ∼ 174㎑는 도 18의 (2)에서는 -220㎑ ∼ -56㎑에 대응한다.

한편, 보간 필터(52)가 처리하는 주파수 대역은, 추출부(4)에서 절반으로 추출되고 주파수 대역이 절반의 192㎑로 되어 있기 때문에, COS 제곱 필터의 롤 오프율 14.5%를 고려하면, 164㎑가 되기 때문에, 기저 대역으로서는 164/2=±82㎑가 된다.

따라서, 보간 필터(52)의 상한 주파수 +82㎑가, 도 18의 (2)의 잡음 대역의 상한 주파수 -56㎑와 일치하기 때문에 56+82=138㎑만큼 시프트하면 된다. 도 7의 예에서는 설명의 편의 상, +96㎑를 이용하였을 뿐이다.

또, 도 16에 도시한 바와 같은 자동 주파수 시프트를 행하는 경우에는 도 18의 (1)의 잡음 대역 10㎑ ∼ l74㎑ 자체가 이동하게 된다.

또한, 도 10에 도시한 실시예에서는 본 발명의 잡음 제거부(2)가, 롤 오프 필터(22)의 출력 신호를 그대로 입력하고 있지만, 도 19에 도시한 변형예와 같이, 복조기/롤 오프 필터(DEM/ROF: 21)[도 10의 필터(22)에 대응]의 출력측[잡음 제거부(2)의 전단]에 등화기(EQL: 33)를 설치하고, 부호 간 간섭을 사전에 제거하도록 하면 보다 효과적인 잡음 제거가 가능해진다.

이 경우, 등화기(33)에서는 예를 들면 시간 등화를 행하고, 등화기(25)에서는 예를 들면 주파수 등화를 행하는 등화 처리를 분담하게 된다.

또한, 이 등화기로서 시간 등화와 주파수 등화가 ADSL의 분야에서는 알려져 있지만, 시간축 등화만으로도 매우 큰 효과가 얻어진다.

(부기 1)

시간과 진폭과 위상이 특정된 신호를 포함하는 수신 신호로부터 잡음 성분을 보간 예측하는 단계와,

상기 잡음 성분을 상기 수신 신호로부터 제거하여 송신된 원래의 신호를 재생하는 단계

를 포함한 것을 특징으로 하는 잡음 제거 방법.

(부기 2)

송신측에서 정기적으로 신호에 제로점을 삽입하는 단계와,

수신측에서 상기 제로점을 이용하여 수신 신호의 잡음 성분을 보간 예측하는 단계와,

상기 잡음 성분을 상기 수신 신호로부터 차감함으로써 송신된 원래의 신호를 재생하는 단계

를 포함한 것을 특징으로 하는 잡음 제거 방법.

(부기 3)

부기 2에 있어서,

상기 제로점을 정수 샘플수 간격마다 1개 이상 삽입하는 것을 특징으로 한 잡음 제거 방법.

(부기 4)

부기 3에 있어서,

상기 제로점의 삽입 개수는 상기 수신측에서 신호 품질을 판정함으로써 결정되어 상기 송신측으로 통지되는 것을 특징으로 한 잡음 제거 방법.

(부기 5)

부기 1 내지 4 중 어느 하나에 있어서,

상기 수신 신호의 전송로가 투과 전송로인 것을 특징으로 한 잡음 제거 방법.

(부기 6)

부기 5에 있어서,

상기 투과 전송로가 나이키스트 전송로인 것을 특징으로 한 잡음 제거 방법.

(부기 7)

부기 1 또는 2에 있어서,

상기 보간 예측하는 단계가 상기 수신 신호를 원하는 주파수 대역으로 주파수 시프트시킨 후, 상기 제로점에 따라서 추출을 행하고, 다시 보간을 행한 후, 상기 원래의 신호에 맞추기 위해서 상기 주파수 시프트를 역방향으로 행하여 상기 수신 신호의 잡음 성분을 생성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한 잡음 제거 방법.

(부기 8)

부기 7에 있어서,

상기 보간 단계로서, 상기 추출한 신호에 대하여 제로점을 삽입하고, 다시 보간 예측 대역폭을 전송 대역폭으로 하는 저역 통과 필터 처리를 행하는 것을 특징으로 한 잡음 제거 방법.

(부기 9)

부기 8에 있어서,

상기 저역 통과 필터 처리가 상기 보간 예측 대역폭을 나이키스트 폭으로 하는 cos 제곱 필터 처리인 것을 특징으로 한 잡음 제거 방법.

(부기 10)

부기 8에 있어서,

상기 저역 통과 필터 처리가 상기 보간 예측 대역폭을 나이키스트 폭으로 하는 cos 필터 처리인 것을 특징으로 한 잡음 제거 방법.

(부기 11)

부기 7에 있어서,

상기 수신 신호의 잡음 주파수 성분이 큰 주파수 대역을 검출하고, 상기 주파수 대역에 대하여 상기 주파수 시프트량을 자동적으로 결정하는 것을 특징으로 한 잡음 제거 방법.

(부기 12)

부기 1 내지 11 중 어느 한 항에 있어서,

잡음 제거의 전단 또는 후단에서 부호 간 간섭을 제거하기 위해 자동 등화 처리를 더 행하는 것을 특징으로 한 잡음 제거 방법.

(부기 13)

시간과 진폭과 위상이 특정된 신호를 포함하는 수신 신호로부터 잡음 성분을 보간 예측하는 수단과,

상기 잡음 성분을 상기 수신 신호로부터 제거하여 송신된 원래의 신호를 재생하는 수단

을 포함한 것을 특징으로 하는 잡음 제거 장치.

(부기 14)

송신측에서 정기적으로 신호에 제로점을 삽입하는 수단과,

수신측에서 상기 제로점을 이용하여 수신 신호의 잡음 성분을 보간 예측하는 수단과,

상기 잡음 성분을 상기 수신 신호로부터 차감함으로써 송신된 원래의 신호를 재생하는 수단

을 포함한 것을 특징으로 하는 잡음 제거 장치.

(부기 15)

부기 14에 있어서,

상기 제로점이 정수 샘플수 간격마다 1개 이상 삽입되는 것을 특징으로 한 잡음 제거 장치.

(부기 16)

부기 14에 있어서,

상기 제로점의 삽입 개수는 상기 수신 신호의 신호 품질을 판정함으로써 결정되어 상기 송신측으로 통지되는 것을 특징으로 한 잡음 제거 장치.

(부기 17)

부기 13 내지 15 중 어느 한 항에 있어서,

상기 수신 신호의 전송로가 투과 전송로인 것을 특징으로 한 잡음 제거 장치.

(부기 18)

부기 17에 있어서,

상기 투과 전송로가 나이키스트 전송로인 것을 특징으로 한 잡음 제거 장치.

(부기 19)

부기 14 또는 15에 있어서,

상기 보간 예측하는 수단이 상기 수신 신호를 원하는 주파수 대역으로 주파수 시프트시키는 수단과, 그 후, 상기 제로점에 따라 추출을 행하는 수단과, 또한 보간을 행하는 수단과, 상기 원래의 신호에 맞추기 위해서 상기 주파수 시프트를 역방향으로 행하여 원래의 주파수 대역으로 복원시킴으로써 상기 수신 신호의 잡음 성분을 생성하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 한 잡음 제거 장치.

(부기 20)

부기 19에 있어서,

상기 보간 수단이 상기 추출한 신호에 대하여 제로점을 삽입하는 회로와, 또한 보간 예측 대역폭을 전송 대역폭으로 하는 저역 통과 필터를 포함하는 것을 특징으로 한 잡음 제거 장치.

(부기 21)

부기 20에 있어서,

상기 저역 통과 필터가 상기 보간 예측 대역폭을 나이키스트 폭으로 하는 cos 제곱 필터인 것을 특징으로 한 잡음 제거 장치.

(부기 22)

부기 20에 있어서,

상기 저역 통과 필터가 상기 보간 예측 대역폭을 나이키스트 폭으로 하는 cos 필터인 것을 특징으로 한 잡음 제거 장치.

(부기 23)

부기 19에 있어서,

상기 주파수를 시프트시키는 수단이 상기 수신 신호의 잡음 주파수 성분이 큰 주파수 대역을 검출하고, 상기 주파수 대역에 대하여 자동적으로 행하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 한 잡음 제거 장치.

(부기 24)

부기 1 내지 23 중 어느 한 항에 있어서,

잡음 제거의 전단 또는 후단에서 부호 간 간섭을 제거하기 위해 자동 등화기를 더 설치한 것을 특징으로 한 잡음 제거 장치.

이상 설명한 바와 같이, 본 발명에 따른 잡음 제거 방법 및 장치에 따르면, 시간축과 진폭과 위상이 특정된 신호 또는 제로점 신호를 송신 신호에 삽입하고, 이 특정 신호 또는 제로점을 이용하여 수신 신호의 잡음 성분을 보간 예측하고, 그 잡음 성분을 수신 신호로부터 차감함으로써 송신된 원래의 신호를 재생하도록 구성하였기 때문에, 잡음이 많은 환경, 특히 전력선 반송과 같은 S/N치가 마이너스인 상황이라도, 신호의 감쇠가 적은 저역에서의 효과적인 잡음 캔슬에 의해 고속으로 데이터 전송을 실현하는 것이 가능해진다.

또한, 전력선 반송 모뎀에 한하지 않고 CATV 모뎀이나 ADSL 모뎀, VDSL 모뎀, 2.4G의 무선 LAN이나 무선 전송 분야나 광 전송 분야 등에서도 마찬가지로 적응된다.

또한, 자기 디스크와 같이 고속화함으로써 잡음에 묻히게 되는 신호에 대해서도 정확하게 신호를 추출해내어 고기록 밀도를 실현하는 것이 가능하다.

그리고, 또한 반도체에서의 다치 전송 기술에서도 그 잡음으로부터 신호를 추출해내는 과정에 이용할 수 있어 반도체 성능의 고속화에 공헌할 수 있다. 또한 음성 인식, 화상 압축, 바코드 스캐너의 복조 등 여러 가지 잡음으로 인해 곤란하였던 분야에 적용이 가능해진다.

Claims

송신측에서 정기적으로 신호에 제로점을 삽입하는 단계와,

수신측에서 상기 제로점을 이용하여 수신 신호의 잡음 성분을 보간 예측하는 단계와,

상기 잡음 성분을 상기 수신 신호로부터 차감함으로써 송신된 원래의 신호를 재생하는 단계

를 포함한 것을 특징으로 하는 잡음 제거 방법.
제1항에 있어서,

상기 제로점을 정수 샘플수 간격마다 1개 이상 삽입하는 것을 특징으로 하는 잡음 제거 방법.
제1항 또는 제2항에 있어서,

상기 보간 예측하는 단계가 상기 수신 신호를 원하는 주파수 대역으로 주파수를 시프트시킨 후, 상기 제로점에 따라 추출을 행하고, 다시 보간을 행한 후, 상기 원래의 신호에 맞추기 위해서 상기 주파수 시프트를 역방향으로 행하여 상기 수신 신호의 잡음 성분을 생성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 잡음 제거 방법.
제3항에 있어서,

상기 수신 신호의 잡음 주파수 성분이 큰 주파수 대역을 검출하고, 상기 주파수 대역에 대하여 해당 주파수 시프트량을 자동적으로 결정하는 것을 특징으로 하는 잡음 제거 방법.
송신측에서 정기적으로 신호에 제로점을 삽입하는 수단과,

수신측에서 상기 제로점을 이용하여 수신 신호의 잡음 성분을 보간 예측하는 수단과,

상기 잡음 성분을 상기 수신 신호로부터 차감함으로써 송신된 원래의 신호를 재생하는 수단

을 포함한 것을 특징으로 하는 잡음 제거 장치.
제5항에 있어서,

상기 제로점이 정수 샘플수 간격마다 1개 이상 삽입되는 것을 특징으로 하는 잡음 제거 장치.
제5항 또는 제6항에 있어서,

상기 보간 예측하는 수단이 상기 수신 신호를 원하는 주파수 대역으로 주파수 시프트시키는 수단과, 그 후 상기 제로점에 따라 추출을 행하는 수단과, 보간을 행하는 수단과, 상기 원래의 신호에 맞추기 위해서 상기 주파수 시프트를 역방향으로 행하여 원래의 주파수 대역으로 복원시킴으로써 상기 수신 신호의 잡음 성분을 생성하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 잡음 제거 장치.
제7항에 있어서,

상기 주파수를 시프트시키는 수단이 상기 수신 신호의 잡음 주파수 성분이 큰 주파수 대역을 검출하고, 해당 주파수 대역에 대하여 자동적으로 주파수 시프트량을 결정하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 잡음 제거 장치.
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