JP3529970B2 - 直交変換を使用した信号伝送システムとその信号伝送装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、例えばＯＦＤＭ
（Orthogonal Frequency Division Multiplex ）を使用
したマルチキャリア伝送システムや、映像符号化方式と
してＪＰＥＧ（Joint Photographic Coding Experts Gr
oup ）やＭＰＥＧ（Moving Picture Experts Group）を
使用した映像符号復号装置のように、直交変換を使用し
て信号伝送を行う信号伝送方式とその装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】ＯＦＤＭは、映像伝送のような高速ディ
ジタル通信において注目を集めており、詳細は例えば、
H.Sari, G.Karam, and I.Jeanclaude,“Transmission T
echniques for Digital Terrestrial TV Broadcasting
”, IEEE Communication Magazine, Vol.33, No.2, p
p.100-109, Feb. 1995. に述べられている。

【０００３】ＯＦＤＭは、複数の信号を周波数軸上で直
交させて多重する伝送方式である。例えば４個の信号を
同じ時間と周波数帯域で伝送する場合を例にとると、Ｏ
ＦＤＭでは図１０（ａ）に示すように信号を周波数軸上
で分割して伝送するので、図１０（ｂ）に示すように信
号を時間軸上で分割して伝送する方式に比べて、信号が
４倍の時間幅に拡散されて伝送される。このため、伝送
路上でマルチパスによるゴースト遅延が発生する場合で
も、ＯＦＤＭによれば時間軸上の信号長が長いため隣接
した前後の信号の影響を受け難くなり、これによりゴー
ストに強い信号伝送を行いうる。

【０００４】図９はＯＦＤＭ伝送システムの構成の一例
を示すものである。なお、ここでは離散フーリエ変換器
（ＤＦＴ）および逆離散フーリエ変換器（ＩＤＦＴ）の
点数を、共にＭ＝４とした場合について示す。

【０００５】送信側において、ＩＤＦＴ１への入力信号
ブロックを

【数１】

【０００６】と定義する。入力信号ブロックの各々の信
号Ｘ₀ (n) ，Ｘ₁ (n) ，Ｘ₂ (n) ，Ｘ₃ (n) は、ＰＳＫ
（Phase Shift Keying）信号やＱＡＭ（Quadrature Amp
litudeModulation ）信号のように、複素数空間にマッ
ピングされた信号である。ＩＤＦＴ１の出力信号ブロッ
クは、

【数２】

【０００７】となる。但し、 α＝ｅ^{-j2 π/4} α⁴ ＝１ である。

【０００８】上記ＩＤＦＴ１の出力信号ブロックは、↑
４で表わされるサンプリング周波数を４倍に上げるアッ
プサンプル器２ａと、ｚ^-1で表わされる遅延器２ｂとか
ら構成される並列−直列変換器（Ｐ／Ｓ）２により並列
信号から直列信号に変換され、さらにｚ^-1の遅延器３で
１サンプル遅延されて送信信号ブロックｔ(n) となる。
そして、この送信信号ブロックｔ(n) は、図示しないデ
ィジタル−アナログ変換器（Ｄ／Ａ）でアナログ信号に
変換されたのち送信増幅器で増幅されて送信信号とな
る。この送信信号の時間と周波数の関係は、前記図１０
（ａ）のようになる。

【０００９】一方受信側では、受信信号列は、図示しな
い受信増幅器を経てアナログ−ディジタル変換器（Ａ／
Ｄ）でディジタル信号に変換されたのち、↓４で表され
るサンプリング周波数を１／４に下げるダウンサンプル
器４ａと、ｚ^-1で表わされる遅延器４ｂとから構成され
る直列−並列変換器（Ｓ／Ｐ）４により直列信号から並
列信号ブロックに変換されてＤＦＴ５に入力される。こ
の入力信号ブロックを、

【数３】

【００１０】と定義する。そうするとＤＦＴ５からは、

【数４】 のような信号ブロックが出力される。ここで、前記送信
側のＩＤＦＴ１の出力信号ブロックｘ(n) と、上記受信
側のＤＦＴ５の入力信号ブロックｙ(n) との関係は、４
倍のアップサンプリング２ａと遅延器２ｂ、１／４のダ
ウンサンプリング４ｂを考慮すると、

【数５】

【００１１】となる。そして、

【数６】

【００１２】を考慮すると、ＩＤＦＴ１の入力信号ブロ
ックＸ(n) と、ＤＦＴ５の出力信号ブロックＹ(n) との
関係は、

【数７】

【００１３】となる。すなわち、送信側のＩＤＦＴ１の
入力信号ブロックＸ(n) が１サンプル遅延されたもの
が、受信側のＤＦＴ５の出力信号ブロックＹ(n) となっ
て再生される。

【００１４】このようにＯＦＤＭでは、信号が狭帯域の
多数の信号として伝送されるため、各々の信号が時間軸
上に拡散される。したがって、現在処理する信号ブロッ
ク中に先行する一つ前の信号ブロックの要素が入り込ん
でも、その影響は小さくなるためゴーストに強くでき
る。この効果は、ＩＤＦＴ、ＤＦＴの点数を増やすほど
時間軸上のより広い範囲に信号が拡散されるため高くな
るが、その分ＩＤＦＴ、ＤＦＴは演算量および回路規模
が大きくなる。

【００１５】ところで、情報伝送では階層伝送を行うと
効率的な伝送が可能となる。階層伝送とは、重要な情報
を伝送路における雑音やゴーストに強い処理を施して伝
送し、それほど重要でない情報については雑音などに対
してさほど強い処理を施さないで伝送するものである。
ここで、重要な情報とは、画像の符号化データを例にと
ると同期などのための各種の制御データや、動きベクト
ル、低い周波数の情報データなどのように、それらが欠
けると画像を復号できない情報である。一方重要でない
情報とは、高い周波数の情報データであり、品質を高め
るための情報である。また、雑音やゴーストに強い処理
とは、例えば多値数の少ない変調や誤り訂正能力の高い
符号化のことである。

【００１６】このような階層伝送をＯＦＤＭ伝送システ
ムにおいて実現しようとする場合、従来では例えばＸ₀
(n) ，Ｘ₃ (n) に重要でない情報を割り当てて、効率的
であるが雑音に弱い例えば６４ＱＡＭ方式で変調し、一
方Ｘ₁ (n) ，Ｘ₂ (n) に重要な情報を割り当てて、非効
率的であるが雑音に強い例えば４ＰＳＫ方式で変調する
ことで実現している。なお、実際には信号数はもっと多
く、例えばＩＤＦＴとＤＦＴの点数をＭ＝８１９２と
し、そのうち１０２４点に重要情報を割り当て、８１９
２−１０２４＝８０６８点に非重要情報を割り当てる方
式が考えられている。

【００１７】ところで、ＩＤＦＴおよびＤＦＴは先に述
べたように点数が多いほど演算量および回路規模が大き
くなる。このため、例えば携帯型の受信装置のように経
済性や小型であることが要求される装置では、上記した
ような多点数ＩＤＦＴおよびＤＦＴを使用することが一
般に困難である。そこで、最近では送信側の基地局から
は多点数のＩＤＦＴおよびＤＦＴを使用して階層送信を
行い、一方携帯型の受信装置のような簡易型受信装置が
ＯＦＤＭ信号を受信する場合には、伝送された複数階層
の情報の中から重要な情報のみを受信し再生できるよう
にすることが考えられている。

【００１８】これを実現するために、従来では例えば図
１１に示したように受信側の装置に帯域通過フィルタ
（ＢＰＦ）６０を設け、この帯域通過フィルタ６０によ
り重要情報を含む信号を抽出した後、直列−並列変換器
４′で並列信号に変換して少ない点数のＤＦＴ５′で再
生する手法が提唱されている。なお、図１１において前
記図９と同一機能部分には同一符号に′を付してある。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】ところが、このような
手法では、帯域通過フィルタ６０として高精度のアナロ
グフィルタが必要となる。またそればかりか、重要情報
の信号を帯域通過フィルタ６０で抽出するには重要情報
の信号を所定の周波数帯域に集中して配置しなければな
らない。しかし、このように重要情報を特定の周波数帯
域に集中して配置すると、この特定周波数帯域に周波数
選択性フェージングなどによる干渉が加わると、重要情
報を再生不可能になり再生品質が著しく劣化する。

【００２０】一方、受信側のＤＦＴの点数が規定されて
いる場合には、これに対応するために送信側も同じ点数
のＩＤＦＴを持たなければならない。ところが、回路規
模や演算量の制限などから、送信装置に多点数のＩＤＦ
Ｔを持たせることが困難な場合もある。また、受信装置
ごとに備えているＤＦＴの点数が異なる場合も考えられ
る。 このような場合、 送信装置には各受信装置が持つＤ
ＦＴに対応して様々な点数のＩＤＦＴを持たなければな
らず、回路規模あるいは演算量の大型化を招く。

【００２１】この発明は上記事情に着目してなされたも
ので、その第１の目的は、受信側において、高精度の帯
域通過フィルタを用いずかつ干渉の影響を受けることな
く所望の階層の情報を高品質に受信再生することができ
る直交変換を使用した信号伝送システムとその信号伝送
装置を提供することである。

【００２２】また第２の目的は、送信装置の回路規模の
大型化や演算量の増大を生じることなく、如何なる点数
のＤＦＴを有する受信装置にも信号を伝送することがで
きる直交変換を使用した信号伝送システムとその信号伝
送装置を提供することである。

【００２３】さらに第３の目的は、階層に応じて最適な
等化を行えるようにし、これによりすべての階層の情報
を高品質に受信再生できる信号伝送装置を提供すること
である。

【００２４】

【課題を解決するための手段】上記第１の目的を達成す
るためにこの発明は、送信装置に、Ｍ（正整数）個の要
素からなる送信信号ブロックを入力信号とし、この入力
された送信信号ブロックを所定の変換則に従って直交変
換してＭ個の要素からなる送信信号ブロックを出力する
送信直交変換手段と、この送信直交変換手段から出力さ
れた送信信号ブロックをもとに伝送信号を生成して前記
伝送路へ送信する送信手段とを備え、受信装置に、前記
送信装置から送られた伝送信号を、前記Ｍに対しＭ＝Ｋ
Ｎ（Ｋ，Ｎとも正整数）の関係を有するＮ個の要素から
なる受信信号ブロックに変換する手段と、この手段から
出力された受信信号ブロックのＮ個の要素の各々に対応
して設けられ、これらの要素を前記送信直交変換手段の
変換行列の要素に設定されたフィルタ係数に従ってそれ
ぞれフィルタリングして出力するＮ個の受信フィルタ
と、これらＮ個の受信フィルタから出力された受信信号
ブロックのＮ個の要素を入力信号とし、この入力された
受信信号ブロックを前記送信直交変換手段の変換則とは
逆の変換則に従って直交変換して、Ｎ個の要素からなる
受信信号ブロックを出力する受信直交変換手段とを備え
たことを特徴とするものである。

【００２５】この発明によれば、受信装置において、受
信信号は受信フィルタにより所定の伝達特性に従ってフ
ィルタリング処理が施されたのち受信直交変換手段で直
交変換されるので、送信装置から送信されたＭ個の要素
からなる信号ブロックのうち所定の要素を選択的に再生
することが可能となる。このため、例えば携帯型受信装
置のようにＭ点よりも点数の少ないＮ点のＤＦＴしか持
たない受信装置を使用した場合でも、上記全ての信号要
素のうちから特定の階層のＮ個の要素を選択的に再生す
ることができる。

【００２６】また、上記第２の目的を達成するために他
の発明は、受信装置に、送信装置から受信された伝送信
号を、Ｍ（正整数）個の要素からなる受信信号ブロック
に変換する手段と、この手段から出力された受信信号ブ
ロックのＮ個の要素を入力信号とし、この入力された受
信信号ブロックを所定の変換則に従って直交変換してＭ
個の要素からなる受信信号ブロックを出力する受信直交
変換手段とを備え、送信装置に、前記Ｍに対しＭ＝ＫＮ
（Ｋ，Ｎとも正整数）の関係を有するＮ個の要素からな
る送信信号ブロックの上記Ｎ個の要素の各々に対応して
設けられ、これらの要素を前記受信直交変換手段の変換
行列の要素に設定されたフィルタ係数に従ってそれぞれ
フィルタリングして出力するＮ個の送信フィルタと、こ
れらＮ個の送信フィルタから出力された送信信号ブロッ
クのＮ個の要素を入力信号とし、この入力された送信信
号ブロックを前記受信直交変換手段の変換則とは逆の変
換則に従って直交変換して、Ｎ個の要素からなる送信信
号ブロックを出力する送信直交変換手段と、この送信直
交変換手段から出力された送信信号ブロックをもとに伝
送信号を生成して前記伝送路へ送信する送信手段とを備
えたことを特徴とするものである。

【００２７】したがってこの発明によれば、送信装置に
おいて、Ｎ個の要素からなる送信信号ブロックが所定の
伝達特性を有する送信フィルタに通されることにより、
受信装置に対応したＭ個の要素の送信信号ブロックに変
換されて送信される。このため、例えば携帯型装置のよ
うにＭ点よりも点数の少ないＮ点のＩＤＦＴしか持たな
い送信装置から信号を伝送し、これを点数の多いＭ点の
ＤＦＴを有する受信装置において受信する場合でも、受
信装置にＮ点のＤＦＴを設けなくても、Ｍ点のＩＤＦＴ
を有する送信装置から送信された信号要素をそのまま受
信再生することができる。

【００２８】さらに、上記第３の目的を達成するために
別の発明は、Ｍ（正整数）個の要素からなる送信信号ブ
ロックを所定の変換則に従って直交変換してＭ個の要素
からなる送信信号ブロックを出力する送信直交変換手段
を備えた送信装置から送信された伝送信号を受信し再生
する信号伝送装置において、受信した信号ブロックのＭ
個の要素を入力信号とし、この入力された受信信号ブロ
ックを前記送信直交変換手段の変換則とは逆の変換則に
従って直交変換して、Ｍ個の要素からなる受信信号ブロ
ックを出力する受信直交変換手段と、この受信直交変換
手段から出力された受信信号ブロックのＭ個の要素の各
々について等化処理を行う等化手段と、前記受信信号ブ
ロックのＭ個の要素の各々についてその受信品質を判定
するための判定手段とを備え、上記等化手段において、
上記判定手段により受信品質が所定レベル以上と判定さ
れた要素については当該要素をもとに生成した係数に応
じて等化処理を行い、受信品質が所定レベル未満と判定
された要素については、受信品質が所定レベル以上と判
定された他の要素をもとに係数を推定してこの推定した
係数に応じて等化処理を行うようにしたものである。

【００２９】また、送信信号ブロックのＭ個の要素のう
ち通常情報が割り当てられる第１の要素に所定の第１の
耐誤り処理を施すとともに、重要情報が割り当てられる
第２の要素に前記第２の耐誤り処理より耐誤り能力の高
い第２の耐誤り処理を施す送信装置から送信された伝送
信号を受信し再生する信号伝送装置において、受信した
信号ブロックのＭ個の要素を入力信号とし、この入力さ
れた受信信号ブロックを前記送信直交変換手段の変換則
とは逆の変換則に従って直交変換して、Ｍ個の要素から
なる受信信号ブロックを出力する受信直交変換手段と、
この受信直交変換手段から出力された受信信号ブロック
のＭ個の要素のうち前記第２の要素に対応して設けら
れ、この第２の要素の受信判定結果をもとに係数を生成
して当該第２の要素の等化処理を行う第１の等化手段
と、前記受信信号ブロックのＭ個の要素のうち前記第１
の要素に対応して設けられ、前記第２の要素の受信判定
結果をもとに係数を推定して、この推定した係数に応じ
て当該第１の要素の等化処理を行う第２の等化手段とを
備えたことを特徴とするものである。

【００３０】したがってこれらの発明によれば、伝送誤
りに強い重要情報の受信再生結果を利用して、他の非重
要情報の受信信号要素の等化が行われるので、信頼性の
高い等化を行うことができる。

【００３１】

【発明の実施の形態】

（第１の実施の形態）図１は、この発明に係わる信号伝
送システムの第１の実施形態を示す要部回路ブロック図
である。なお、この実施形態では、逆離散フーリエ変換
器（ＩＤＦＴ）１１の点数が４（Ｍ＝４）、離散フーリ
エ変換器（ＤＦＴ）５１の点数が２（Ｎ＝２）の場合を
例にとって説明する。

【００３２】まず送信側の装置では次のような信号処理
が行われる。すなわち、ＩＤＦＴ１１には

【数８】

【００３３】のように表される入力ブロック信号Ｘ(n)
が入力される。この入力信号ブロックの各々の信号Ｘ₀
(n) ，Ｘ₁ (n) ，Ｘ₂ (n) ，Ｘ₃ (n) は、ＰＳＫ（Phas
e Shift Keying）信号やＱＡＭ（Quadrature Amplitude
Modulation ）信号のように、複素数空間にマッピング
された信号である。

【００３４】このような入力信号ブロックＸ(n) をＩＤ
ＦＴ１１に入力すると、ＩＤＦＴ１１からは次のような
信号ブロックが出力される。

【数９】

【００３５】但し、 α＝ｅ^{-j2 π/4} α⁴ ＝１ である。

【００３６】上記ＩＤＦＴ１１の出力信号ブロックは、
↑４で表わされるサンプリング周波数を４倍に上げるア
ップサンプル器２１ａと、ｚ^-1で表わされるサンプル遅
延器２１ｂとから構成される並列−直列変換器（Ｐ／
Ｓ）２１に入力され、ここで並列信号から直列信号に変
換される。この並列−直列変換器（Ｐ／Ｓ）２１から出
力された直列信号ブロックｓ(n) は、

【数１０】

【００３７】のように表される。そして、この直列信号
ブロックｓ(n) はｚ^-1の遅延器３１で１サンプル分遅延
されて、

【数１１】

【００３８】のように表される送信信号ブロックｔ(n)
となる。そして、この送信信号ブロックｔ(n) は、図示
しないディジタル−アナログ変換器でアナログ信号に変
換されたのち送信増幅器で増幅されて伝送路へ送信され
る。

【００３９】一方、受信側の装置では次のような信号処
理が行われる。なお、伝送中に受信信号列には雑音など
が付加されるが、ここでは説明の簡単のため無視するも
のとする。すなわち、受信信号列は、図示しない受信増
幅器で増幅されアナログ−ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）
でディジタル信号に変換されたのち、↓２で表されるサ
ンプリング周波数を１／２に下げるダウンサンプル器４
１ａと、ｚ^-1で表わされるサンプル遅延器４１ｂとから
構成される直列−並列変換器（Ｓ／Ｐ）４１により直列
信号から並列信号に変換される。このとき、点ｕ₀ の信
号列は

【数１２】

【００４０】であり、点ｕ₁ の信号列は

【数１３】

【００４１】で表される。そして、これらの信号列
ｕ₀ ，ｕ₁ はそれぞれ↓２のダウンサンプリング器４１
ｂによりサンプルが１個ずつ抜かれ、その結果点ｖ₀ の
信号列は

【数１４】

【００４２】となり、点ｖ₁ の信号列は

【数１５】

【００４３】となる。

【００４４】ところで、上記直列−並列変換器４１の出
力とＤＦＴ５１との間には受信フィルタ６１が設けてあ
る。これらの受信フィルタ６１は

【数１６】

【００４５】なる伝達関数を有している。そして、上記
直列−並列変換器４１から出力された信号列ｖ₀ ，ｖ₁
を上記伝達関数にしたがってフィルタリングする。この
結果受信フィルタ６１からはそれぞれ、

【数１７】

【００４６】なる出力信号列ｗ₀ ，ｗ₁ が出力される。

【００４７】そして、これらの信号列ｗ₀ ，ｗ₁ はそれ
ぞれ、↓２のダウンサンプリング器７１によりサンプル
が１個ずつ抜かれ、これにより

【数１８】

【００４８】なる信号列ｙ₀ ，ｙ₁ となって出力され
る。

【００４９】次に、これらの信号列ｙ₀ ，ｙ₁ は、２点
の離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）５１に入力され、この
ＤＦＴ５１により離散フーリエ変換される。すなわち、
ＤＦＴ５１に入力されるｎ番目のサンプルが

【数１９】

【００５０】であるとすると、ＤＦＴ５１からは

【数２０】

【００５１】なる信号Ｙ(n) が出力される。ここで、上
記式に

【数２１】

【００５２】を代入し、さらにα⁴ ＝１，α² ＋１＝０
等の関係を考慮すると、

【数２２】

【００５３】が得られる。

【００５４】かくして、送信側の装置で４点のＩＤＦＴ
１１に入力されたＸ₀ (n) ，Ｘ₁ (n) ，Ｘ₂ (n) ，Ｘ₃
(n) のうち、Ｘ₀ (n) ，Ｘ₂ (n) が、受信側の装置にお
いて１サンプル遅延されたのち２点のＤＦＴ５１で再生
される。

【００５５】次に、以上述べた第１の実施形態に係わる
システムを一般構成を用いて説明する。図２はその構成
を示す回路ブロック図である。このシステムは、Ｍ（Ｍ
＝２^ｈ，ｈは正の整数）個の信号Ｘ₀ (n) ，Ｘ₁ (n) ，
…，Ｘ_M-1 (n) を、Ｍ点のＩＤＦＴ１２に入力して生成
された信号ブロックから、Ｎ（Ｎ＝２^ｇ，Ｍ＝ＫＮ，ｇ
とＫは正の整数）点のＤＦＴによりＸ₀ (n) ，Ｘ_K (n)
，Ｘ_2K(n) ，…，Ｘ_{（N- 1 ）K} (n) を１サンプル遅延
ののち再生するものである。

【００５６】（１）ＩＤＦＴと同一の点数を持つＤＦＴ
を使用する場合の動作 ＤＦＴがＩＤＦＴと同一の点数Ｍ（＝２^ｈ，ｈは正の整
数）を有する場合には、次のような処理が行われる。図
３はその説明に使用する要部構成図である。送信側にお
いて、ＩＤＦＴ１２には

【数２３】

【００５７】のように表される入力ブロック信号Ｘ(n)
が入力される。この入力信号ブロックＸ(n) の各々の信
号Ｘ₀ (n) ，Ｘ₁ (n) ，…，Ｘ_M-1 (n) は、ＰＳＫ信号
やＱＡＭ信号のように、複素数空間にマッピングされた
信号である。

【００５８】このような入力信号ブロックＸ(n) をＩＤ
ＦＴ１２に入力すると、ＩＤＦＴ１２からは次のような
信号ブロックｘ(n) が出力される。

【数２４】

【００５９】但し、 α＝ｅ^{-j2 π/M} α^M ＝１ である。

【００６０】上記ＩＤＦＴ１２の出力信号ブロックは、
↑Ｍで表わされるサンプリング周波数をＭ倍に上げるア
ップサンプル器２２ａと、ｚ^-1で表わされるサンプル遅
延器２２ｂとから構成される並列−直列変換器（Ｐ／
Ｓ）２２に入力され、ここで並列信号から直列信号に変
換される。この並列−直列変換器（Ｐ／Ｓ）２２から出
力された直列信号ブロックは、ｚ^-1の遅延器３２で１サ
ンプル分遅延され、これにより送信信号ブロックとなっ
て、図示しないディジタル−アナログ変換器でアナログ
信号に変換されたのち送信増幅器で増幅されて伝送路へ
送信される。

【００６１】一方、受信側では次のような信号処理が行
われる。すなわち、受信信号列は、図示しない受信増幅
器で増幅されアナログ−ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）で
ディジタル信号に変換されたのち、↓Ｍで表されるサン
プリング周波数を１／Ｍに下げるダウンサンプル器４２
１ａと、ｚ^-1で表わされるサンプル遅延器４２１ｂとか
ら構成される直列−並列変換器（Ｓ／Ｐ）４２１により
直列信号から並列信号に変換される。この並列信号ブロ
ックｙ(n) は次のように表される。

【００６２】

【数２５】

【００６３】そして、この並列信号ブロックｙ(n) はそ
のままＤＦＴ５２１に入力され、ここで離散フーリエ変
換が行われる。この結果ＤＦＴ５２１からは

【数２６】

【００６４】で表される信号が出力される。

【００６５】ここで、ＩＤＦＴ１２の出力信号ブロック
と、ＤＦＴ５２１の入力信号ブロックとの関係は、Ｍ倍
のアップサンプリング２２ａと遅延器２２ｂ、１／Ｍの
ダウンサンプリング４２１ｂを考慮すると、

【数２７】

【００６６】となる。

【００６７】従って、送信側のＩＤＦＴ１２への入力信
号ブロックＸ(n) と、受信側のＤＦＴ５２１の出力信号
ブロックＹ(n) との関係は、

【数２８】

【００６８】となり、これにより受信側のＤＦＴ５２１
からは、送信側のＩＤＦＴ１２への入力信号ブロックＸ
(n) が１サンプル遅延されただけでその内容は全く同一
の出力信号ブロックＹ(n) が再生される。

【００６９】なお、ＩＤＦＴ１２とＤＦＴ５２とから構
成される送受信装置は、図４に示すように以下の伝達関
数Ｆ_ｍ(z) をもつ送信フィルタ２１０と、伝達関数H _ｍ
(z)をもつ受信フィルタ２２０をm を持つ送受信装置と
等価である。

【００７０】

【数２９】

【００７１】（２）ＩＤＦＴの持つ点数よりも少ない点
数のＤＦＴを使用する場合の動作 送信信号Ｘ₀ (n) ，Ｘ₁ (n) ，…，Ｘ_M-1 (n) のう
ち、Ｘ_i (n) ，Ｘ_i+K (n) ，Ｘ_i+2K(n) ，…，Ｘ
_{i+（N-1 ）K} (n) を受信側で選択的に再生する場合に
は、次のような処理が行われる。但し、M=KN，N=２
^Ｎで、ＫとＮは共に正の整数である。図４はその説明に
使用する要部構成図である。

【００７２】受信側では、Ｈ_{i+K Ｋ}(z) ，ｋ＝０，１，
…，N-1 ，ｉ＝０，１，…，K-1 をＮ点のＤＦＴで再生
できる。すなわち、受信側に設けられているＮ個の受信
フィルタ２２０の伝達関数は、

【数３０】

【００７３】で与えられる。ここで、 β＝ｅ^{-j2 π/ Ｎ} を定義すると、 β＝α^Ｋ の関係が成立し、これを用いると、

【数３１】

【００７４】が得られる。ここで、Ｈ_{i+k Ｋ}(z) のｚ
^{−n の}係数をｈ_{i+k Ｋ}(n) とすると、

【数３２】

【００７５】が得られる。

【００７６】z 変換の性質から、

【数３３】

【００７７】が得られる。そして、

【数３４】

【００７８】と置くと、

【数３５】

【００７９】であり、一方、

【数３６】

【００８０】であるから、

【数３７】

【００８１】が得られる。

【００８２】そして、Ｎ点のＤＦＴの変換行列を用い、

【数３８】

【００８３】が得られる。

【００８４】

【数３９】

【００８５】を↓Ｎで１／Ｎにダウンサンプルした信号
ブロック

【数４０】

【００８６】の各要素を各々フィルタ

【数４１】

【００８７】に入力した出力

【数４２】

【００８８】で１／Ｋにダウンサンプルした信号ブロッ
ク

【数４３】

【００８９】をＮ点ＤＦＴに入力すると、このＮ点ＤＦ
Ｔからは、

【数４４】

【００９０】が得られる。

【００９１】かくして、受信側では、送信側でＭ点のＩ
ＤＦＴ１２に入力された送信信号Ｘ₀ (n) ，Ｘ₁ (n) ，
Ｘ₂ (n) ，…，Ｘ_M-1 (n) のうち、Ｘ_i (n) ，Ｘ
_i+K (n) ，Ｘ_i+2K(n) ，…，Ｘ_{i+（N-1 ）K} (n) がＮ点
のＤＦＴ５２で再生される。

【００９２】以上のようにこの発明の第１の実施形態で
は、受信側において、直列−並列変換器４２とＤＦＴ５
２との間に受信フィルタ６２および１／Ｋダウンサンプ
ル器７２を設け、この受信フィルタ６２および１／Ｋダ
ウンサンプル器７２により所定のフィルタリング処理を
行ったのちその出力をＤＦＴ５２に入力して離散フーリ
エ変換するようにし、かつ送信側で上記受信フィルタの
伝達特性に応じて、ＩＤＦＴ１２の所定の信号点に特定
の階層の信号を入力するようにしている。

【００９３】したがって、例えばオフィスや家庭に設置
される固定受信装置のようにＭ点のＤＦＴを持つことが
可能な受信装置では、全ての信号Ｘ₀ (n) ，Ｘ₁ (n) ，
Ｘ₂(n) ，…，Ｘ_M-1 (n) を再生することができ、一方
例えば携帯型受信装置のように上記Ｍ点よりも点数の少
ないＮ点のＤＦＴしか持たない受信装置を使用した場合
には、上記全ての信号Ｘ₀ (n) ，Ｘ₁ (n) ，Ｘ₂ (n) ，
…，Ｘ_M-1 (n) のうち、特定の階層のＮ点の信号Ｘ
_i (n) ，Ｘ_i+K (n) ，Ｘ_i+2K(n) ，…，Ｘ
_{i+（N-1 ）K} (n) を選択的に再生することができる。

【００９４】例えばM=16の場合には、送信側において、
送信信号Ｘ₀ (n) ，Ｘ₁ (n) ，Ｘ₂(n) ，…，Ｘ₁₅(n)
のうち、Ｘ₀ (n) ，Ｘ₄ (n) ，Ｘ₈ (n) ，Ｘ₁₂(n) に４
ＰＳＫで変調した重要情報を割り当て、他の信号Ｘ
₁ (n) ，Ｘ₂ (n) ，Ｘ₃ (n) ，Ｘ₅ (n) ，Ｘ₆ (n) ，Ｘ
₇ (n) ，Ｘ₉ (n) ，Ｘ₁₀(n) ，Ｘ₁₁(n) ，Ｘ₁₃(n) ，Ｘ
₁₄(n) ，Ｘ₁₅(n) に非重要情報を６４ＱＡＭで変調して
割り当てる。

【００９５】このようにすると、４点のＤＦＴを有する
受信装置では最重要情報を含むＸ₀(n) ，Ｘ₄ (n) ，Ｘ
₈ (n) ，Ｘ₁₂(n) を再生することができる。また、送信
側のＩＤＦＴと同じ１６点のＤＦＴを有する受信装置で
は、全ての情報を含むＸ₀ (n) ，Ｘ₁ (n) ，Ｘ₂ (n) ，
…，Ｘ₁₅(n) を再生することができる。

【００９６】また本実施形態では、重要情報は特定の周
波数帯域に集中せずに分散されるため、高精度のカット
オフ特性を持つ帯域通過フィルタを不要にできることは
勿論のこと、周波数選択性フェージングなどによる干渉
の影響を受け難くなることから、干渉による特性劣化の
少ないシステムを提供することができる。

【００９７】さらに、ｉ＝０の場合には

【数４５】

【００９８】となり、受信フィルタ６２は係数が１であ
るため加算器のみにより簡単に構成すことができ、これ
により高精度の帯域通過フィルタを使用する場合に比
べ、受信装置のより一層の簡単小型化を図ることができ
る。

【００９９】なお、上記第１の実施形態は次のような変
形が可能である。例えば、上記説明では２階層伝送を行
う場合を例にとって説明したが、これに限定されない。
すなわち、Ｘ₀ (n) ，Ｘ_K (n) ，Ｘ_2K(n) ，…，Ｘ
_(N-1)K(n) をＮ（Ｍ＝ＫＮ）点のＤＦＴで再生し、同時
にＸ₀ (n) ，Ｘ_P (n) ，Ｘ_2P(n) ，…，Ｘ_P(Q-1)P (n)
をQ （Ｍ＝ＰＱ）点のＤＦＴで再生することで、３階層
以上の階層伝送にも適用可能である。

【０１００】例えば、Ｍ＝１６の場合には、送信側にお
いて、送信信号Ｘ₀ (n) ，Ｘ₁ (n)，Ｘ₂ (n) ，…，Ｘ
₁₅(n) のうち、Ｘ₀ (n) ，Ｘ₄ (n) ，Ｘ₈ (n) ，Ｘ
₁₂(n) に最重要情報を４ＰＳＫで変調して割り当て、Ｘ
₂ (n) ，Ｘ₆ (n) ，Ｘ₁₀(n) ，Ｘ₁₄(n) に一般重要情報
を１６ＱＡＭで変調して割り当て、他の信号Ｘ₁ (n) ，
Ｘ₃ (n) ，Ｘ₅ (n) ，Ｘ₇ (n) ，Ｘ₉ (n) ，Ｘ₁₁(n) ，
Ｘ₁₃(n) ，Ｘ₁₅(n) に非重要情報を６４ＱＡＭで変調し
て割り当てる。

【０１０１】このようにすると、４点のＤＦＴを有する
例えば携帯型の受信装置では最重要情報を含む信号Ｘ₀
(n) ，Ｘ₄ (n) ，Ｘ₈ (n) ，Ｘ₁₂(n) を再生することが
できる。また、８点のＤＦＴを有する受信装置では最重
要情報および一般重要情報を含む信号Ｘ₀ (n) ，Ｘ
₄ (n) ，Ｘ₈ (n) ，Ｘ₁₂(n) ，Ｘ₂ (n) ，Ｘ₆ (n) ，Ｘ
₁₀(n) ，Ｘ₁₄(n) を再生することができる。さらに、送
信側のＩＤＦＴと同じ１６点のＤＦＴを有する受信装置
では、全ての情報を含むＸ₀ (n) ，Ｘ₁ (n) ，Ｘ₂(n)
，…，Ｘ₁₅(n) を再生することができる。

【０１０２】（第２の実施形態）図５は、この発明に係
わる信号伝送システムの第２の実施形態を示す要部回路
ブロック図である。なお、この実施形態では、逆離散フ
ーリエ変換器（ＩＤＦＴ）１３の点数が２（Ｍ＝２）、
離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）５３の点数が４（Ｎ＝
４）の場合を例にとって説明する。

【０１０３】まず送信側の装置では次のような信号処理
が行われる。すなわち、ＩＤＦＴ１３には

【数４６】

【０１０４】のように表される入力ブロック信号Ｘ(n)
が入力される。この入力ブロック信号Ｘ(n) の各々の信
号Ｘ₀ (n) ，Ｘ₁ (n) は、ＰＳＫ（Phase Shift Keyin
g）信号やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation
）信号のように、複素数空間にマッピングされた信号
である。

【０１０５】このような入力ブロック信号Ｘ(n) をＩＤ
ＦＴ１３に入力すると、ＩＤＦＴ１３からは次のような
信号ブロックが出力される。

【数４７】

【０１０６】但し、 β＝ｅ^{-j2 π/2} β² ＝１ である。

【０１０７】上記ＩＤＦＴ１３の出力信号ブロックは、
↑２で表わされるアップサンプル器８３に入力され、こ
こでサンプリング周波数が２倍に高められる。このアッ
プサンプル器８３の出力信号列ｐ₀ ，ｐ₁ を次式に示
す。

【数４８】

【０１０８】そして、上記アップサンプル器８３から出
力された信号列ｐ₀ ，ｐ₁ は続いて送信フィルタ９３に
入力され、ここでフィルタリングされる。このとき送信
フィルタ９３の伝達関数は、

【数４９】

【０１０９】のように設定してある。このため、送信フ
ィルタ９３を通すことで上記信号列ｐ₀ は、

【数５０】

【０１１０】となり、同様に信号列ｐ₁ は、

【数５１】

【０１１１】となる。

【０１１２】そして、この送信フィルタ９３から出力さ
れた信号列ｑ₀ ，ｑ₁ は、次に↑２で表わされるサンプ
リング周波数を２倍に上げるアップサンプル器２３ａ
と、ｚ^-1で表わされるサンプル遅延器２３ｂとから構成
される並列−直列変換器（Ｐ／Ｓ）２３に入力され、こ
こで並列信号から直列信号に変換される。この並列−直
列変換器（Ｐ／Ｓ）２３から出力された直列信号ブロッ
クｓは、

【数５２】

【０１１３】のように表される。そして、この直列信号
ブロックｓはｚ^-1の遅延器３３で１サンプル分遅延され
て、

【数５３】

【０１１４】のように表される送信信号ブロックｔとな
る。この送信信号ブロックｔは、図示しないディジタル
−アナログ変換器でアナログ信号に変換されたのち送信
増幅器で増幅されて伝送路へ送信される。

【０１１５】一方、受信側の装置では次のような信号処
理が行われる。なお、伝送中に受信信号列には雑音など
が付加されるが、ここでは説明の簡単のため無視するも
のとする。すなわち、受信信号列は、図示しない受信増
幅器で増幅されアナログ−ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）
でディジタル信号に変換されたのち、↓２で表されるサ
ンプリング周波数を１／２に下げるダウンサンプル器４
３ａと、ｚ^-1で表わされるサンプル遅延器４３ｂとから
構成される直列−並列変換器（Ｓ／Ｐ）４３により直列
信号から並列信号に変換される。このとき、ダウンサン
プル器４３ａから出力される各信号ｕ_{0 ，}ｕ_{1 ，}ｕ_{2 ，}
ｕ_{3 は}

【数５４】

【０１１６】となり、さらにサンプル遅延器４３ｂから
出力される信号ｙ₀ ，ｙ₁ ，ｙ₂ ，ｙ₃ は

【数５５】

【０１１７】となる。

【０１１８】そして、これらの信号列ｙ₀ ，ｙ₁ ，
ｙ₂ ，ｙ₃ は、４点の離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）５
３に入力され、このＤＦＴ５３により離散フーリエ変換
される。すなわち、ＤＦＴ５３に入力されるｎ番目のサ
ンプルが

【数５６】

【０１１９】であるとすると、ＤＦＴ５３からは

【数５７】

【０１２０】なる信号Ｙ(n) が出力される。但し、 α＝２^{-j2 π/4} である。ここで、上記式にｙ₀ (n-1) ，ｙ₁ (n-1) ，ｙ
₂ (n-1) ，ｙ₃ (n-1) を代入し、α⁴ ＝１，α² ＋１＝
０等の関係を考慮すると、

【数５８】

【０１２１】が得られる。

【０１２２】かくして、送信側の装置で２点のＩＤＦＴ
１３にＸ₀ (n) ，Ｘ₁ (n) を入力して送信した場合で
も、この送信信号は４点のＤＦＴ５３を用いた受信側の
装置においてそれぞれＹ₀ (n) ，Ｙ₂ (n) として確実に
再生される。

【０１２３】次に、以上述べた第１の実施形態に係わる
システムを一般構成を用いて説明する。このシステム
は、Ｎ（Ｎ＝２^ｇ，ｇは正の整数）個の信号Ｘ₀ (n) ，
Ｘ₁ (n)，…，Ｘ_N-1 (n) を、Ｍ点のＩＤＦＴ１２に入
力して生成された信号ブロックを、M （M ＝２^ｈ，Ｍ＝
ＫＮ，ｈとＫは正の整数）点のＤＦＴによりＸ₀ (n) ，
Ｘ_K (n) ，Ｘ_2K(n) ，…，Ｘ_(N-1)K(n) を１サンプル遅
延ののち再生するものである。

【０１２４】図６はその構成を示す回路ブロック図であ
る。以下、受信側装置のＤＦＴよりも点数の少ないＩＤ
ＦＴを有する送信側装置から、信号を送信して受信側装
置でこの信号を再生する場合の動作を説明する。なお、
ＤＦＴと同一の点数を持つＩＤＦＴを有する送信側装置
から信号を送信してこれをそのまま受信側装置で再生す
る動作については、前記第１の実施形態において図３を
使用した説明と同じなので、ここでの説明は省略する。

【０１２５】ＩＤＦＴ１4 とＤＦＴ５4 とから構成され
る送受信装置は、図４に示したごとく以下の伝達関数Ｆ
_ｍ(z) をもつ送信フィルタ２３０と伝達関数H _ｍ(z) と
をもつ受信フィルタ２４０を備えた送受信装置と等価で
ある。

【０１２６】

【数５９】

【０１２７】上記送信フィルタ２３０のうち、例えばＦ
_i+kK(z) ，k ＝0,1,…,N-1をＮ点のＩＤＦＴを用いて実
現できれば、これらＮ個の入力信号をＮ点のＩＤＦＴに
入力して生成した出力から、受信側でＭ点のＤＦＴを用
いて再生できる。但し、Ｍ＝ＫＮ，Ｎ＝２ｇで、Ｋとｇ
は共に正の整数で、ｉは０からK-1 の間の整数である。

【０１２８】すなわち、送信側のＮ個の送信フィルタ２
３０の伝達関数Ｆi+kK(z) ，k ＝0,1,…,N-1は、

【数６０】

【０１２９】で与えられる。ここで、 β＝ｅ^{-j2 π/2} を定義すると、 β＝α^K の関係が成立し、これを用いると

【数６１】

【０１３０】が得られる。

【０１３１】Ｆ_i+kK(z) のＺ^-nの係数をｆ_i+kK(n) とす
ると、

【数６２】

【０１３２】が得られる。そして、Ｚ変換の性質から

【数６３】

【０１３３】が得られる。

【０１３４】

【数６４】

【０１３５】とおくと、

【数６５】

【０１３６】であり、一方

【数６６】

【０１３７】であるから、

【数６７】

【０１３８】が得られる。また、

【数６８】

【０１３９】が得られる。

【０１４０】以上のことから、Ｆ_i+kK(z) ，k ＝0,1,
…,N-1が、Ｎ点のＩＤＦＴと送信フィルタ

【数６９】

【０１４１】で実現できることができる。すなわち、Ｎ
点のＩＤＦＴ出力を各々↑Ｋ倍にアップサンプルしたの
ち、それぞれのフィルタＲ_0,0 (z) ，Ｒ_1,0 (z) ，…，
Ｒ_{N-1, 0} (z) に入力したのち、その出力を↑ＮでＮ倍に
アップサンプリングし、直列信号に変換して送出する。

【０１４２】送信側で、Ｎ点のＩＤＦＴ入力

【数７０】

【０１４３】に対して、受信側のＭ点のＤＦＴ出力は、

【数７１】

【０１４４】となる。

【０１４５】以上により、Ｎ点のＩＤＦＴに入力したＸ
₀ (n) ，Ｘ₁ (n) ，…，Ｘ_N-1 (n)が、Ｍ点のＤＦＴの
出力のうちのＹ₀ (n) ，Ｙ_K (n) ，Ｙ_2K(n) ，…，Ｙ
_(N-1)K(n) から再生できることが分かる。

【０１４６】ここで、ｉ＝０とおくと、

【数７２】

【０１４７】であり、送信装置に挿入した送信フィルタ
２３０は、係数が１であり、加算器のみで実現できる。

【０１４８】本実施形態によると、ＯＦＤＭにおいて、
受信側装置のＤＦＴよりも少ない点数のＩＤＦＴを持つ
送信側装置で生成した送信信号を、受信側装置で受信再
生することができる。送信側装置において、回路規模や
演算量の制限などから、少ない点数のＩＤＦＴを持つこ
と可能となる。あるいは、受信側装置が各種の送信側装
置の様々なＤＦＴの信号を受信するために、様々な点数
のＤＦＴを持つ必要がなくなる。

【０１４９】なお、上記第２の実施形態は次のような変
形が可能である。すなわち、上記第２の実施形態では、
Ｎ点のＩＤＦＴに入力したＸ₀ (n) ，Ｘ₁ (n) ，…，Ｘ
_N-1(n) のＩＤＦＴの出力信号ｘ₀ (n) ，ｘ₁ (n) ，
…，ｘ_N-1 (n) を各々、

【数７３】

【０１５０】の送信フィルタを通すことにより、受信側
装置でＤＦＴ出力のうちの、Ｙ_i (n)，Ｙ_i+K (n) ，Ｙ
_i+2K(n) ，…，Ｙ_i+(N-1)K(n) （ただしｉ＝０，１，
…，K-1）から再生することができる。

【０１５１】上記第２の実施形態で、ｉ＝０の場合は、

【数７４】

【０１５２】となり、ｙ(n) はｘ₀ (n-1) ，ｘ₁ (n-1)
，…，ｘ_N-1 (n-1) の繰り返しとなる。但し、ｍ mod
Ｎは、m をN で割ったときの剰余を表わしている。従
って、ｉ≧の場合、送信側では仮にｉ＝１としてフィル
タＲl,0(z) を設定して送信し、一方受信側ではｉ≧１
の場合の本来のフィルタ係数をＤＦＴに入力信号として
与えて処理を行ってもよい。このときは、送信信号がｘ
₀ (n-1) ，ｘ₁ (n-1) ，…，ｘ_N-1 (n-1) のＫ回の繰り
返しとなるため、実際にはそのうちの１回を伝送すれば
よくなり、この結果伝送時間および伝送帯域を節約でき
る。

【０１５３】以上の原理を用いると、例えば２台の送信
装置で各々８点のＩＤＦＴで生成した送信信号を時間軸
上で多重して送信し、１台の受信装置の１６点のＤＦＴ
で再生する多重伝送が実現できる。また、２台の送信装
置において各々４点のＩＤＦＴを使用して生成した送信
信号と、１台の送信装置において８点のＩＤＦＴを使用
して生成した送信信号とを時間軸上で多重して伝送し、
これを１台の受信装置の１６点のＤＦＴで再生する多重
伝送も実現される。

【０１５４】（第３の実施形態）前述の第１の実施形態
は、Ｍ＝ＫＮとして、送信側ではＭ点のＩＤＦＴを用い
て送信信号を生成し、受信側では送信側よりも少ないＮ
点のＤＦＴを用いて選択的に階層情報を再生した。しか
し、受信側にＭ点のＤＦＴを用いた場合でも大きな効果
がある。

【０１５５】例えば、M=16の場合、Ｘ₀ (n) ，Ｘ₁ (n)
，Ｘ₂ (n) ，…，Ｘ₁₅(n) のうち、 Ｘ₀ (n) ，Ｘ₄ (n) ，Ｘ₈ (n) ，Ｘ₁₂(n) に最重要情報を４ＰＳＫで変調して割り当て、残りの Ｘ₁ (n) ，Ｘ₂ (n) ，Ｘ₃ (n) ，Ｘ₅ (n) ，Ｘ₆ (n) ，
Ｘ₇ (n) ，Ｘ₉(n) ，Ｘ₁₀(n) ，Ｘ₁₁(n) ，Ｘ₁₃(n) ，
Ｘ₁₄(n) ，Ｘ₁₅(n) に非重要情報を６４ＱＡＭで変調して割り当てる。

【０１５６】このとき、受信側において１６点のＤＦＴ
出力 Ｙ₀ (n) ，Ｙ₁ (n) ，Ｙ₂ (n) ，…，Ｙ₁₅(n) から、すべての情報を含む Ｘ₀ (n) ，Ｘ₁ (n) ，Ｘ₂ (n) ，…，Ｘ₁₅(n) を再生することができる。

【０１５７】ところで、伝送路で周波数選択性を持つ歪
みが加わる場合、その対策には等化器が必要となる。図
８は等化器を備えた受信装置の要部構成を示す回路ブロ
ック図である。

【０１５８】ＤＦＴ５５の出力段には、その各出力信号
Ｙ₀ (n) ，Ｙ₁ (n) ，Ｙ₂ (n) ，…，Ｙ₁₅(n) ごとに等
化器１００が設けてある。この等化器１００はそれぞれ
判定帰還等化器からなり、ＤＦＴ５５の出力信号をデマ
ッピングするデマッピング回路１０１と、このデマッピ
ング回路１０１の出力信号をマッピングして参照信号を
生成するマッピング回路１０２と、このマッピング回路
１０２で生成された参照信号と上記ＤＦＴ５５の出力信
号との差を検出して、この差をゼロに近づけるための係
数Ｃ_ｋ(n) ，ｋ＝０，１，…，15を生成する制御回路１
０３と、この制御回路１０３により生成された係数Ｃ_ｋ
(n) を上記ＤＦＴ５５の出力信号に乗算する乗算器１０
４とから構成される。

【０１５９】このような構成であるから、ＤＦＴ５５か
ら出力された各受信信号Ｙ₀ (n) ，Ｙ₁ (n) ，Ｙ₂ (n)
，…，Ｙ₁₅(n) はそれぞれ等化器１００に入力され、
これらの等化器１００において受信信号Ｙ_ｋ(n) をもと
に伝送路特性を補正するための係数Ｃ_ｋ(n) が推定され
て、この係数Ｃ_ｋ(n) をもとに補正される。従って、伝
送路特性の変動に対し強い受信装置を提供することがで
きる。

【０１６０】ところが、上記等化器１００では、伝送路
特性を推定するため参照信号を、歪みや雑音を含む受信
信号をデマッピングして判定した受信データを基に再び
マッピングして作成している。このため、受信データの
判定結果が正しい場合は、伝送路特性を正しく推定でき
る。しかし、受信データの判定結果に誤りを多く含む場
合には、伝送路特性を正しく推定することができない。

【０１６１】これに対しては次のような対策を講じると
よい。図９はその構成を示す回路ブロック図である。す
なわち、上記したように階層伝送を行った場合、Ｙ
₀ (n) ，Ｙ₄ (n) ，Ｙ₈(n) ，Ｙ₁₂(n) は最重要情報で
あり４ＰＳＫで変調されているため、判定誤りが最も少
ない。そこで、これら最重要情報の各信号Ｙ₀ (n) ，Ｙ
₄ (n) ，Ｙ₈ (n)，Ｙ₁₂(n) については上記判定帰還等
化器１００により伝送路特性の推定を行う。一方、残り
の各信号Ｙ₁ (n) ，Ｙ₂ (n) ，Ｙ₃ (n) ，Ｙ₅ (n) ，Ｙ
₆ (n) ，Ｙ₇ (n) ，Ｙ₉ (n) ，Ｙ₁₀(n) ，Ｙ₁₁(n) ，Ｙ
₁₃(n) ，Ｙ₁₄(n) ，Ｙ₁₅(n) は非重要情報であり６４Ｑ
ＡＭで変調されているため、判定誤りが発生しやすい。

【０１６２】このため、これら非重要情報の各信号Ｙ₁
(n) ，Ｙ₂ (n) ，Ｙ₃ (n) ，Ｙ₅ (n) ，Ｙ₆ (n) ，Ｙ₇
(n) ，Ｙ₉ (n) ，Ｙ₁₀(n) ，Ｙ₁₁(n) ，Ｙ₁₃(n) ，Ｙ₁₄
(n)，Ｙ₁₅(n) については、補間器１１３を設ける。そ
して、上記最重要情報の各信号Ｙ₀ (n) ，Ｙ₄ (n) ，Ｙ
₈ (n) ，Ｙ₁₂(n) から等化器１００が推定した係数Ｃ_ｋ
(n) に基づいて、上記補間器１１３により線形補間演算

【数７５】

【０１６３】を行う。そして、この線形補間演算により
求めた係数Ｃ_ｋ(n) を各々信号Ｙ₁ (n) ，Ｙ₂ (n) ，Ｙ
₃ (n) ，Ｙ₅ (n) ，Ｙ₆ (n) ，Ｙ₇ (n) ，Ｙ₉ (n) ，Ｙ
₁₀(n)，Ｙ₁₁(n) ，Ｙ₁₃(n) ，Ｙ₁₄(n) ，Ｙ₁₅(n) に乗
算することで、非重要情報の受信信号の等化を行う。こ
のようにすることで、非重要情報の受信再生品質をより
向上させることができる。

【０１６４】なお、上記説明では最重要情報の各信号に
対しては判定帰還等化器１００を固定的に設け、かつそ
の他の非重要情報の各信号に対しては補間器１１０を固
定的に設けた場合について説明した。しかし、その他の
非重要情報の各信号に対し判定帰還等化器および補間器
をそれぞれ設け、デマッピング後の受信データの誤り率
を監視する。そして、受信データの誤り率が所定値未満
のときには判定帰還等化器を選択して信号等化を行い、
一方誤り率が所定値以上の場合には補間器を選択し、こ
の補間器において先に述べた線形補間演算により補正係
数Ｃ_ｋ(n) を算出して信号等化を行うように構成しても
よい。

【０１６５】また、上記受信データの誤り率を監視する
代わりに、ＤＦＴから出力された各信号の信号レベルを
監視し、この信号レベルが所定レベル以上のときには判
定帰還等化器を選択して信号等化を行い、一方信号レベ
ルが所定値未満の場合には補間器を選択し、この補間器
において先に述べた線形補間演算により補正係数Ｃ
_ｋ(n) を算出して信号等化を行うように構成してもよ
い。

【０１６６】（その他の実施形態）なお、この発明は上
記各実施形態に限定されるものではない。例えば、上記
各実施形態では直交変換を使用したシステムとしてＯＦ
ＤＭ伝送システムを例にとって説明したが、他にＪＰＥ
ＧやＭＰＥＧ２、ＭＰＥＧ４などに規定される映像符号
化において使用される離散コサイン変換（ＤＣＴ：disc
rete cosine transform ）および逆離散コサイン変換
（ＩＤＣＴ）を使用したシステムにも適用することが可
能である。

【０１６７】また、ＯＦＤＭ伝送システムにおいても、
変調方式として例えばＢＰＳＫ方式を使用して伝送する
場合のように送信信号が実数信号のみからなる場合に
は、ＩＤＦＴの代わりにＩＤＣＴを使用し、ＤＦＴの代
わりにＩＤＣＴを使用する場合もある。本発明はこのよ
うなシステムにも適用可能である。また、変調方式とし
てＱＰＳＫやＱＡＭを使用したシステムのように送信信
号が実数信号と複素数信号とから構成される場合でも、
実数信号および複素数信号の各々についてＩＤＣＴを設
ける場合もある。本発明はこのようなシステムにも適用
可能である。さらに、送信装置にＤＦＴを設け、受信装
置にＩＤＦＴを設けるシステムにも、本発明は適用可能
である。

【０１６８】その他、直交変換手段として離散サイン変
換（ＤＳＣ）やアダマール変換、ウェーブレット変換な
どを使用したシステムにも、本発明は適用可能である。

【０１６９】また、重要情報の耐誤り性を高める手段と
して前記各実施形態では４ＰＳＫなどの伝送誤りに強い
変調方式を採用したが、送信信号レベルを大きく設定し
たり、誤り訂正能力の高い誤り訂正方式を採用するよう
にしてもよい。その他、逆直交変換および直交変換の信
号点数や、伝送する情報の階層数および各階層情報の変
調方式などについても、この発明の要旨を逸脱しない範
囲で種々変形して実施できる。

【０１７０】

【発明の効果】以上詳述したように、受信装置の受信直
交変換手段の前段に受信フィルタを設けたこの発明によ
れば、受信側において、高精度の帯域通過フィルタを用
いずかつ干渉の影響を受けることなく所望の階層の情報
を高品質に受信再生することができる直交変換を使用し
た信号伝送システムとその信号伝送装置を提供すること
ができる。

【０１７１】また、送信装置の送信直交変換手段の後段
に送信フィルタを設けた他の発明にによれば、送信装置
の回路規模の大型化や演算量の増大を生じることなく、
如何なる点数のＤＦＴを有する受信装置にも信号を伝送
することができる直交変換を使用した信号伝送システム
とその信号伝送装置を提供することができる。

【０１７２】さらに、受信装置の受信直交変換手段の後
段に等化器を設け、この等化器の係数を重要情報の受信
判定結果を基に推定して等化を行うようにした別の発明
によれば、階層に応じて最適な等化を行うことができ、
これによりすべての階層の情報を高品質に受信再生でき
る信号伝送装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明に係わる信号伝送システムの第１の
実施形態を示す回路ブロック図。

【図２】 第１の実施形態におけるシステムの一般構成
を示す回路ブロック図。

【図３】 図２に示したシステムの動作説明に使用する
ための図。

【図４】 図２に示したシステムの他の動作説明に使用
するための図。

【図５】 この発明に係わる信号伝送システムの第２の
実施形態を示す回路ブロック図。

【図６】 第２の実施形態におけるシステムの一般構成
を示す回路ブロック図。

【図７】 この発明に係わる信号伝送システムの第３の
実施形態を示す回路ブロック図。

【図８】 第３の実施形態における他の構成を示す回路
ブロック図。

【図９】 ＯＦＤＭ伝送システムの構成の一例を示す
図。

【図１０】 ＯＦＤＭによる信号伝送形態と時分割伝送
方式における信号伝送形態を模式的に示した図。

【図１１】 従来の重要情報再生方式を使用したシステ
ムの回路ブロック図。

【符号の説明】

１１，１２，１３，１４，…逆離散フーリエ変換器（Ｉ
ＤＦＴ） ２１，２２，２３，２４…並列−直列変換器（Ｐ／Ｓ） ２１ａ，２２ａ，２３ａ，２４ａ…アップサンプル器 ２１ｂ，２２ｂ，２３ｂ，２４ｂ…サンプル遅延器２１
ｂ ３１，３２，３３，３４…ｚ^-1遅延器 ４１，４２，４３，４４…直列−並列変換器（Ｓ／Ｐ） ４１ａ，４２ａ，４３ａ，４４ａ…ダウンサンプル器 ４１ｂ，４２ｂ，４３ｂ，４４ｂ…サンプル遅延器 ５１，５２，５３，５４，５５…離散フーリエ変換器
（ＤＦＴ） ６１，６２…受信フィルタ ７１，７２…ダウンサンプリング器 ８３，８４…アップサンプル器 ９３，９４…送信フィルタ １００…判定帰還型の等化器 １０１…デマッピング回路 １０２…マッピング回路 １０３…制御回路 １０４…乗算器 １１０…補間器

フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04J 11/00 H04L 27/148

Claims (13)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 送信装置と、この送信装置に対し伝送路
   を介して接続される受信装置とを具備し、 前記送信装置は、 Ｍ（正整数）個の要素からなる送信信号ブロックを入力
   信号とし、この入力された送信信号ブロックを所定の変
   換則に従って直交変換してＭ個の要素からなる送信信号
   ブロックを出力する送信直交変換手段と、 この送信直交変換手段から出力された送信信号ブロック
   をもとに伝送信号を生成して前記伝送路へ送信する送信
   手段とを備え、 前記受信装置は、 前記伝送路を介して前記送信装置から送られた伝送信号
   を、前記Ｍに対しＭ＝ＫＮ（Ｋ，Ｎとも正整数）の関係
   を有するＮ個の要素からなる受信信号ブロックに変換す
   る手段と、 この手段から出力された受信信号ブロックのＮ個の要素
   の各々に対応して設けられ、これらの要素を前記送信直
   交変換手段の変換行列の要素に設定されたフィルタ係数
   に従ってそれぞれフィルタリングして出力するＮ個の受
   信フィルタと、 これらＮ個の受信フィルタから出力された受信信号ブロ
   ックのＮ個の要素を入力信号とし、この入力された受信
   信号ブロックを前記送信直交変換手段の変換則とは逆の
   変換則に従って直交変換して、Ｎ個の要素からなる受信
   信号ブロックを出力する受信直交変換手段とを備えたこ
   とを特徴とする直交変換を使用した信号伝送システム。
2. 【請求項２】 前記送信装置は、送信信号ブロックのＭ
   個の要素Ｘ₀ (n) ，Ｘ₁ (n) ，…，Ｘ_M-1 (n) のうちの
   Ｎ個の要素Ｘ_i (n) ，Ｘ_i+K (n) ，Ｘ_i+2K(n) ，…，Ｘ
   _{i+（N-1 ）K} (n) （０≦ｉ＜Ｋ）に、前記受信装置に再
   生させるべき信号を割り当てることを特徴とする請求項
   １記載の直交変換を使用した信号伝送システム。
3. 【請求項３】 前記送信直交変換手段は逆離散フーリエ
   変換器であり、かつ前記受信直交変換手段は離散フーリ
   エ変換器であることを特徴とする請求項１記載の直交変
   換を使用した信号伝送システム。
4. 【請求項４】 前記受信フィルタのフィルタ係数は、α
   ＝ｅ^{-j2 π/M、}０≦ｌ＜Ｎ、０≦ｉ＜Ｋと定義したと
   き、 α^li，α^{（N+l ）i} ，α^（2N+l）i ，…，α
   ^{（（K-1 ）N+l ）i} をもとに設定されることを特徴とする請求項１記載の直
   交変換を使用した信号伝送システム。
5. 【請求項５】 前記送信装置は、送信信号ブロックのＭ
   個の要素Ｘ₀ (n) ，Ｘ₁ (n) ，…，Ｘ_M-1 (n) のうちの
   Ｎ個の要素Ｘ_i (n) ，Ｘ_i+K (n) ，Ｘ_i+2K(n) ，…，Ｘ
   _{i+（N-1 ）K} (n) （０≦ｉ＜Ｋ）に所定の優先情報を割
   り当て、他の要素に非優先情報を割り当てることを特徴
   とする請求項１記載の直交変換を使用した信号伝送シス
   テム。
6. 【請求項６】 Ｍ（正整数）個の要素からなる送信信号
   ブロックを所定の変換則に従って直交変換してＭ個の要
   素からなる送信信号ブロックを出力する送信直交変換手
   段を備えた送信装置から送信された伝送信号を受信し再
   生する信号伝送装置において、 前記伝送路を介して前記送信装置から受信された伝送信
   号を、前記Ｍに対しＭ＝ＫＮ（Ｋ，Ｎとも正整数）の関
   係を有するＮ個の要素からなる受信信号ブロックに変換
   する手段と、 この手段から出力された受信信号ブロックのＮ個の要素
   の各々に対応して設けられ、これらの要素を前記送信直
   交変換手段の変換行列の要素に設定されたフィルタ係数
   に従ってそれぞれフィルタリングして出力するＮ個の受
   信フィルタと、 これらＮ個の受信フィルタから出力された受信信号ブロ
   ックのＮ個の要素を入力信号とし、この入力された受信
   信号ブロックを前記送信直交変換手段の変換則とは逆の
   変換則に従って直交変換して、Ｎ個の要素からなる受信
   信号ブロックを出力する受信直交変換手段とを備えたこ
   とを特徴とする信号伝送装置。
7. 【請求項７】 送信装置と、この送信装置に対し伝送路
   を介して接続される受信装置とを具備し、 前記受信装置は、 前記伝送路を介して前記送信装置から受信された伝送信
   号を、Ｍ（正整数）個の要素からなる受信信号ブロック
   に変換する手段と、 この手段から出力された受信信号ブロックのＭ個の要素
   を入力信号とし、この入力された受信信号ブロックを所
   定の変換則に従って直交変換して、Ｍ個の要素からなる
   受信信号ブロックを出力する受信直交変換手段とを備え
   前記送信装置は、 前記Ｍに対しＭ＝ＫＮ（Ｋ，Ｎとも正整数）の関係を有
   するＮ個の要素からなる送信信号ブロックの上記Ｎ個の
   要素の各々に対応して設けられ、これらの要素を前記受
   信直交変換手段の変換行列の要素に設定されたフィルタ
   係数に従ってそれぞれフィルタリングして出力するＮ個
   の送信フィルタと、 これらＮ個の送信フィルタから出力された送信信号ブロ
   ックのＮ個の要素を入力信号とし、この入力された送信
   信号ブロックを前記受信直交変換手段の変換則とは逆の
   変換則に従って直交変換して、Ｎ個の要素からなる送信
   信号ブロックを出力する送信直交変換手段と、 この送信直交変換手段から出力された送信信号ブロック
   をもとに伝送信号を生成して前記伝送路へ送信する送信
   手段とを備えたことを特徴とする直交変換を使用した信
   号伝送システム。
8. 【請求項８】 前記受信装置は、送信装置が送信した送
   信信号ブロックのＮ個の要素Ｘ₀ (n) ，Ｘ₁ (n) ，…，
   Ｘ_N-1 (n) を、受信直交変換手段から出力された受信信
   号ブロックのＭ個の要素Ｙ₀ (n) ，Ｙ₁ (n) ，…，Ｙ
   _M-1 (n) のうちのＹ_i (n) ，Ｙ_i+K (n) ，Ｙ_i+2K(n) ，
   …，Ｙ_{i+（N-1 ）K} (n) （０≦ｉ＜Ｋ）から再生するこ
   とを特徴とする請求項７記載の直交変換を使用した信号
   伝送システム。
9. 【請求項９】 前記送信直交変換手段は逆離散フーリエ
   変換器であり、かつ前記受信直交変換手段は離散フーリ
   エ変換器であることを特徴とする請求項７記載の直交変
   換を使用した信号伝送システム。
10. 【請求項１０】 前記送信フィルタのフィルタ係数は、
    α＝ｅ^{-j2 π/M、}０≦ｌ＜Ｎ、０≦ｉ＜Ｋと定義したと
    き、 α^{（N-l ）i} ，α^（2N-l）i ，…，α^（KN-l）i をもとに設定されることを特徴とする請求項７記載の直
    交変換を使用した信号伝送システム。
11. 【請求項１１】 受信した伝送信号を、Ｍ（正整数）個
    の要素からなる受信信号ブロックに変換し、この受信信
    号ブロックのＭ個の要素を所定の変換則に従って直交変
    換してＭ個の要素からなる受信信号ブロックを出力する
    受信直交変換手段とを備えた受信装置に対し前記伝送信
    号を送信する信号伝送装置において、 前記Ｍに対しＭ＝ＫＮ（Ｋ，Ｎとも正整数）の関係を有
    するＮ個の要素からなる送信信号ブロックの上記Ｎ個の
    要素の各々に対応して設けられ、これらの要素を前記受
    信直交変換手段の変換行列の要素に設定されたフィルタ
    係数に従ってそれぞれフィルタリングして出力するＮ個
    の送信フィルタと、 これらＮ個の送信フィルタから出力された送信信号ブロ
    ックのＮ個の要素を入力信号とし、この入力された送信
    信号ブロックを前記受信直交変換手段の変換則とは逆の
    変換則に従って直交変換して、Ｎ個の要素からなる送信
    信号ブロックを出力する送信直交変換手段と、 この送信直交変換手段から出力された送信信号ブロック
    をもとに伝送信号を生成して前記伝送路へ送信する送信
    手段とを備えたことを特徴とする信号伝送装置。
12. 【請求項１２】 Ｍ（正整数）個の要素からなる送信信
    号ブロックを所定の変換則に従って直交変換してＭ個の
    要素からなる送信信号ブロックを出力する送信直交変換
    手段を備えた送信装置から送信された伝送信号を受信し
    再生する信号伝送装置において、 受信した信号ブロックのＭ個の要素を入力信号とし、こ
    の入力された受信信号ブロックを前記送信直交変換手段
    の変換則とは逆の変換則に従って直交変換して、Ｍ個の
    要素からなる受信信号ブロックを出力する受信直交変換
    手段と、 この受信直交変換手段から出力された受信信号ブロック
    のＭ個の要素の各々について等化処理を行う等化手段
    と、 前記受信信号ブロックのＭ個の要素の各々についてその
    受信品質を判定するための判定手段とを備え、 前記等化手段は、前記判定手段により受信品質が所定レ
    ベル以上と判定された要素については当該要素をもとに
    生成した係数に応じて等化処理を行い、受信品質が所定
    レベル未満と判定された要素については、受信品質が所
    定レベル以上と判定された他の要素をもとに係数を推定
    してこの推定した係数に応じて等化処理を行うことを特
    徴とする信号伝送装置。
13. 【請求項１３】 Ｍ（正整数）個の要素からなる送信信
    号ブロックを所定の変換則に従って直交変換してＭ個の
    要素からなる送信信号ブロックを出力する送信直交変換
    手段を備え、かつ上記送信信号ブロックのＭ個の要素の
    うち通常情報が割り当てられる第１の要素に所定の第１
    の耐誤り処理を施すとともに、重要情報が割り当てられ
    る第２の要素に前記第２の耐誤り処理より耐誤り能力の
    高い第２の耐誤り処理を施す送信装置から送信された伝
    送信号を受信し再生する信号伝送装置において、 受信した信号ブロックのＭ個の要素を入力信号とし、こ
    の入力された受信信号ブロックを前記送信直交変換手段
    の変換則とは逆の変換則に従って直交変換して、Ｍ個の
    要素からなる受信信号ブロックを出力する受信直交変換
    手段と、 この受信直交変換手段から出力された受信信号ブロック
    のＭ個の要素のうち前記第２の要素に対応して設けら
    れ、この第２の要素の受信判定結果をもとに係数を生成
    して当該第２の要素の等化処理を行う第１の等化手段
    と、 前記受信信号ブロックのＭ個の要素のうち前記第１の要
    素に対応して設けられ、前記第２の要素の受信判定結果
    をもとに係数を推定して、この推定した係数に応じて当
    該第１の要素の等化処理を行う第２の等化手段とを具備
    したことを特徴とする信号伝送装置。