JPS636908A - 定電流源回路 - Google Patents
定電流源回路Info
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- JPS636908A JPS636908A JP61149376A JP14937686A JPS636908A JP S636908 A JPS636908 A JP S636908A JP 61149376 A JP61149376 A JP 61149376A JP 14937686 A JP14937686 A JP 14937686A JP S636908 A JPS636908 A JP S636908A
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 43
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 11
- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims description 9
- 239000000284 extract Substances 0.000 claims 1
- 238000007599 discharging Methods 0.000 abstract description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 229910044991 metal oxide Inorganic materials 0.000 description 1
- 150000004706 metal oxides Chemical class 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 230000003068 static effect Effects 0.000 description 1
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、MOS (Metal 0xide S
em1conductor)型半導体集積回路化に好適
な回路構成をとる定電流源回路に関する。
em1conductor)型半導体集積回路化に好適
な回路構成をとる定電流源回路に関する。
第6図は、従来より周知の固定バイアス法による定電流
源回路を示す回路図である。同図において、MlはPチ
ャネルMOSFET (以下、トランジスタと略す)、
R+ 、R2,RLはそれぞれ抵抗、■1は電源、■、
はトランジスタM1に流れるドレイン電流、■。、はト
ランジスタMl のゲート・ソース間電圧を示す。
源回路を示す回路図である。同図において、MlはPチ
ャネルMOSFET (以下、トランジスタと略す)、
R+ 、R2,RLはそれぞれ抵抗、■1は電源、■、
はトランジスタM1に流れるドレイン電流、■。、はト
ランジスタMl のゲート・ソース間電圧を示す。
第7図は第6図に示すトランジスタM1のゲート・ソー
ス間電圧VGS対ドレイン電流■、の静特性を示すグラ
フである。
ス間電圧VGS対ドレイン電流■、の静特性を示すグラ
フである。
以下、第6図、第7図を参照して動作説明をする。
第7図から分かるように、トランジスタM1のゲート・
ソース間電圧Vasが一定であればドレイン電流II、
も一定となり、負荷抵抗RLの大きさには関係なく一定
の電流■。か流れる。
ソース間電圧Vasが一定であればドレイン電流II、
も一定となり、負荷抵抗RLの大きさには関係なく一定
の電流■。か流れる。
ここで、トランジスタM1のゲート電圧は、抵抗R,,
R1の抵抗比と電源■1の電圧で決定される。したがっ
て、電Rv +の電圧が一定であれば、トランジスタM
、のゲート・ソース間電圧VGSは一定に保たれ、トラ
ンジスタM1は定電流源として動作する。
R1の抵抗比と電源■1の電圧で決定される。したがっ
て、電Rv +の電圧が一定であれば、トランジスタM
、のゲート・ソース間電圧VGSは一定に保たれ、トラ
ンジスタM1は定電流源として動作する。
しかし、トランジスタM、のゲート・ソース間電圧V(
3対ドレイン電流1.特性には、製造時に生じる特性ば
らつきや温度依存性がある。すなわち、従来の定電流源
回路では、定電流となるべきドレイン電流I、は、製造
時の特性ばらつき、温度変動に対して考慮が払われてい
なかったため、常に一定電流を維持するに足りるものと
いうことは出来なかった。
3対ドレイン電流1.特性には、製造時に生じる特性ば
らつきや温度依存性がある。すなわち、従来の定電流源
回路では、定電流となるべきドレイン電流I、は、製造
時の特性ばらつき、温度変動に対して考慮が払われてい
なかったため、常に一定電流を維持するに足りるものと
いうことは出来なかった。
〔発明が解決しようとする問題点)
半専体製造工程ではトランジスタの特性ばらつきが大き
い。また、トランジスタは抵抗やコンデンサなどに比べ
温度特性が悪い。すでに述べたように、従来技術は、ト
ランジスタの特性ばらつきおよび温度変動について配慮
されておらず、定電流源の電流値が大きく (通常MO
3ICプロセスでは定格電流の倍から半分程度)変動す
るという問題があった。
い。また、トランジスタは抵抗やコンデンサなどに比べ
温度特性が悪い。すでに述べたように、従来技術は、ト
ランジスタの特性ばらつきおよび温度変動について配慮
されておらず、定電流源の電流値が大きく (通常MO
3ICプロセスでは定格電流の倍から半分程度)変動す
るという問題があった。
本発明は、トランジスタの特性ばらつき、温度特性によ
る定電流源の電流ばらつきを抑えることを解決すべき問
題点としている。従って本発明の目的は、かかる問題点
を解決した定電流源回路を提供することにある。
る定電流源の電流ばらつきを抑えることを解決すべき問
題点としている。従って本発明の目的は、かかる問題点
を解決した定電流源回路を提供することにある。
上記目的は、トランジスタM、に流れるドレイン電流r
oを検出し、該ドレイン電流■。が−定になるようにト
ランジスタM1のゲート電圧を制御することにより達成
される。
oを検出し、該ドレイン電流■。が−定になるようにト
ランジスタM1のゲート電圧を制御することにより達成
される。
トランジスタM+ のドレイン電流■、を検出するため
に、該トランジスタMIとベア性のとれた第2のトラン
ジスタを設けてカレントミラー回路を構成する。該第2
のトランジスタのドレイン側に第1のスイッチ回路と、
該スイッチ回路と直列に接続されるコンデンサ(容量)
と、該コンデンサの電荷を充放電させる第2のスイッチ
回路とからなる電流検出回路を設け、第1のスイッチ回
路が導通している時間とコンデンサの容量値とそのとき
のコンデンサ両端の電圧値より、トランジスタM1のド
レイン電流値■、を検出し、これを予め設定した電圧値
と比較することにより、該ドレイン電流■、の大小を判
定し、それにより、第2のトランジスタのゲート電圧す
なわちトランジスタM1のゲート電圧を制御することに
より、トランジスタMl のドレイン電流Inを一定に
するという目的が達成される。
に、該トランジスタMIとベア性のとれた第2のトラン
ジスタを設けてカレントミラー回路を構成する。該第2
のトランジスタのドレイン側に第1のスイッチ回路と、
該スイッチ回路と直列に接続されるコンデンサ(容量)
と、該コンデンサの電荷を充放電させる第2のスイッチ
回路とからなる電流検出回路を設け、第1のスイッチ回
路が導通している時間とコンデンサの容量値とそのとき
のコンデンサ両端の電圧値より、トランジスタM1のド
レイン電流値■、を検出し、これを予め設定した電圧値
と比較することにより、該ドレイン電流■、の大小を判
定し、それにより、第2のトランジスタのゲート電圧す
なわちトランジスタM1のゲート電圧を制御することに
より、トランジスタMl のドレイン電流Inを一定に
するという目的が達成される。
上記電流検出回路において、第1のスイッチ回路はコン
デンサと第2のトランジスタのドレイン間を一定周期で
一定時間だけ導通させる。第2のスイッチ回路は、第1
のスイッチ回路によってコンデンサに蓄積された電荷を
第1のスイッチ回路の動作と同期して放電させるように
動作する。
デンサと第2のトランジスタのドレイン間を一定周期で
一定時間だけ導通させる。第2のスイッチ回路は、第1
のスイッチ回路によってコンデンサに蓄積された電荷を
第1のスイッチ回路の動作と同期して放電させるように
動作する。
これらの動作によって、第2のトランジスタに流れるド
レイン電流を電圧変換した状態でコンデンサの両端から
検出することができる。
レイン電流を電圧変換した状態でコンデンサの両端から
検出することができる。
サンプルホールド回路は、前記コンデンサの両端の電圧
を前記第1のスイッチ回路と同期してサンプリングした
後、ホールドする。基準電圧発生回路は一定値の電圧を
発生する。
を前記第1のスイッチ回路と同期してサンプリングした
後、ホールドする。基準電圧発生回路は一定値の電圧を
発生する。
比較回路は、前記サンプルホールド回路の出力電圧と前
記基準電圧発生回路の基準電圧とを比較し、それらの電
圧の差分に応じた誤差電圧(又は、電流)を出力する。
記基準電圧発生回路の基準電圧とを比較し、それらの電
圧の差分に応じた誤差電圧(又は、電流)を出力する。
平滑回路は、比較回路の出力電圧(誤差電圧)を平滑化
する。該平滑化された電圧を第2のトランジスタのゲー
ト(トランジスタM、のゲート)に加えることによって
、トランジスタM、のドレイン電流は、第1のスイッチ
回路が導通状態になっている時間とコンデンサの容量値
と基準電圧で決定される値に維持されるので、トランジ
スタM。
する。該平滑化された電圧を第2のトランジスタのゲー
ト(トランジスタM、のゲート)に加えることによって
、トランジスタM、のドレイン電流は、第1のスイッチ
回路が導通状態になっている時間とコンデンサの容量値
と基準電圧で決定される値に維持されるので、トランジ
スタM。
の特性バラツキや温度依存性に関係な(−定電流を得る
ことが出来る。
ことが出来る。
次に図を参照して本発明の詳細な説明する。
第1図は本発明の一実施例を示す回路図である。
同図において、1は電流検出回路、2はサンプルホール
ド回路、3は基準電圧発生回路、4は比較回路、5は平
滑回路である。そのほか、MI、MzはそれぞれPチャ
ネルMO3FET(以下、トランジスタと略す)、Vl
、V2はそれぞれ電源、R+ 、RLはそれぞれ抵抗、
St 、Sz 、S3はそれぞれスイッチ回路、C+
、Cz 、Cxはそれぞれコンデンサ、At 、Azは
それぞれ増幅器を示す。
ド回路、3は基準電圧発生回路、4は比較回路、5は平
滑回路である。そのほか、MI、MzはそれぞれPチャ
ネルMO3FET(以下、トランジスタと略す)、Vl
、V2はそれぞれ電源、R+ 、RLはそれぞれ抵抗、
St 、Sz 、S3はそれぞれスイッチ回路、C+
、Cz 、Cxはそれぞれコンデンサ、At 、Azは
それぞれ増幅器を示す。
第2図(alは、第1図におけるスイッチ回路s1の導
通状態、fb)はスイッチ回路Stの導通状態、(C1
はスイッチ回路S3の導通状態を示す状態図である。
通状態、fb)はスイッチ回路Stの導通状態、(C1
はスイッチ回路S3の導通状態を示す状態図である。
先ず、第1図、第2図を参照して、第1図における各部
回路の個々の動作について説明する。トランジスタM1
は、抵抗R’Lを負荷とする定電流源用トランジスタと
して動作している。
回路の個々の動作について説明する。トランジスタM1
は、抵抗R’Lを負荷とする定電流源用トランジスタと
して動作している。
電流検出回路1について説明する。スイッチ回路S2は
、コンデンサCIの蓄積電荷を一定周期で放電させる。
、コンデンサCIの蓄積電荷を一定周期で放電させる。
スイッチ回路S1は、スイッチ回路S2の動作と同期し
て動作することによりコンデンサC1とトランジスタM
2のドレインとを接続し、コンデンサC1によるサンプ
ルホールドの制御を行う。すなわちコンデンサC1は、
トランジスタM2のドレイン電流をスイッチ回路Slを
介してサンプリングし、ホールドする。
て動作することによりコンデンサC1とトランジスタM
2のドレインとを接続し、コンデンサC1によるサンプ
ルホールドの制御を行う。すなわちコンデンサC1は、
トランジスタM2のドレイン電流をスイッチ回路Slを
介してサンプリングし、ホールドする。
トランジスタM2は、トランジスタM、 と同極性のも
のを用いてカレントミラー回路を構成する。
のを用いてカレントミラー回路を構成する。
したがって、トランジスタM2のドレイン電流1ozに
は、トランジスタM、のドレイン電流■。に比例した電
流が流れる。
は、トランジスタM、のドレイン電流■。に比例した電
流が流れる。
前記トランジスタM2のドレイン電流TDtは、スイッ
チ回路Slが導通(ON状態)している時間とコンデン
サCIの容量値より、コンデンサC8の両端間電圧とし
て検出することができる。
チ回路Slが導通(ON状態)している時間とコンデン
サCIの容量値より、コンデンサC8の両端間電圧とし
て検出することができる。
ここで、スイッチ回路S1が導通している時間をtl、
コンデンサCIの容量をC2とすればコンデンサC3の
両端間電圧■。は、 1゜ Vc = I oz −−
(1)となり、トランジスタM2のドレイン電流roz
は、コンデンサCIの両端間電圧■。とじて検出できる
。
コンデンサCIの容量をC2とすればコンデンサC3の
両端間電圧■。は、 1゜ Vc = I oz −−
(1)となり、トランジスタM2のドレイン電流roz
は、コンデンサCIの両端間電圧■。とじて検出できる
。
サンプルホールド′回B2について説明する。サンプル
ホールド回路2は、コンデンサC7の両端間電圧を前記
スイッチ回路S、と同期して動作するスイッチ回路S、
によりコンデンサC2に取り込んでサンプリングし、ホ
ールドする。ここで、増幅器A1は、インピーダンス変
FIA器として動作している。
ホールド回路2は、コンデンサC7の両端間電圧を前記
スイッチ回路S、と同期して動作するスイッチ回路S、
によりコンデンサC2に取り込んでサンプリングし、ホ
ールドする。ここで、増幅器A1は、インピーダンス変
FIA器として動作している。
基準電圧発生回路4は、前記(1)式の関係より、トラ
ンジスタM2のドレイン電流ID2に相等する一定電圧
(基準電圧■2)を発生する。
ンジスタM2のドレイン電流ID2に相等する一定電圧
(基準電圧■2)を発生する。
比較回路4は、前記基準電圧発生回路3より発生させら
れた基準電圧■2と、前記サンプルホールド回路2のコ
ンデンサC2に蓄積された電圧情報とを比較し、その結
果を誤差電圧として電圧情報で出力する。ここで、増幅
器A2は比較器として動作する。該増幅器A2の出力イ
ンピーダンスは、非反転入力3反転入力の信号レベルが
等しいとき、ハイインピーダンス状態となる。
れた基準電圧■2と、前記サンプルホールド回路2のコ
ンデンサC2に蓄積された電圧情報とを比較し、その結
果を誤差電圧として電圧情報で出力する。ここで、増幅
器A2は比較器として動作する。該増幅器A2の出力イ
ンピーダンスは、非反転入力3反転入力の信号レベルが
等しいとき、ハイインピーダンス状態となる。
平滑回路5は、比較回路4より発生された出力電圧の平
滑化を行う。
滑化を行う。
次に全体の回路動作について説明する。
電流検出回路1にてトランジスタM2のドレイン電流I
D2をコンデンサCIにて電圧変換した後、該電圧をサ
ンプルホールド回路2のコンデンサC2でサンプリング
し、ホールドする。比較回路4によりコンデンサC2に
サンプルホールドされた電圧情報と基準電圧発生回路3
より発生される基準電圧が比較される。
D2をコンデンサCIにて電圧変換した後、該電圧をサ
ンプルホールド回路2のコンデンサC2でサンプリング
し、ホールドする。比較回路4によりコンデンサC2に
サンプルホールドされた電圧情報と基準電圧発生回路3
より発生される基準電圧が比較される。
ここで、この比較結果として、基準電圧■2よりもコン
デンサC2に蓄積された電圧が小さい場合を考えると、
比較回路4の出力は接地電圧に近い電圧になる。該出力
電圧は平滑回路5のコンデンサC3に蓄積された電荷を
放電させる動作を行なう。したがって、コンデンサC3
の両端間電圧は低くなる。すなわち、これによりトラン
ジスタM、、M、のゲート・ソース間電圧を大きくする
方向に動作し、トランジスタM+ 、Mzのドレイン電
流を増加させる。
デンサC2に蓄積された電圧が小さい場合を考えると、
比較回路4の出力は接地電圧に近い電圧になる。該出力
電圧は平滑回路5のコンデンサC3に蓄積された電荷を
放電させる動作を行なう。したがって、コンデンサC3
の両端間電圧は低くなる。すなわち、これによりトラン
ジスタM、、M、のゲート・ソース間電圧を大きくする
方向に動作し、トランジスタM+ 、Mzのドレイン電
流を増加させる。
次に、コンデンサC2に蓄積された電圧と基準電圧■2
とが等しい場合について考える。このとき、比較回路4
の出力はハイインピーダンス状態となり、平滑回路5の
コンデンサC3の電荷はホールドされた状態となる。す
なわち、トランジスタM、、M、のゲート・ソース間電
圧が一定に保たれトランジスタMl は定電流源として
動作する。
とが等しい場合について考える。このとき、比較回路4
の出力はハイインピーダンス状態となり、平滑回路5の
コンデンサC3の電荷はホールドされた状態となる。す
なわち、トランジスタM、、M、のゲート・ソース間電
圧が一定に保たれトランジスタMl は定電流源として
動作する。
次に、コンデンサC2に蓄積された電圧が基準電圧■2
より大きい場合について考える。このとき、比較回路4
の出力は電源電圧に近い電圧を出力する。その結果、平
滑回路5のコンデンサC1の両端間電圧が高くなり、ト
ランジスタM、、M2のゲート・ソース間電圧を小さく
する方向に動作する。すなわち、トランジスタM、、M
zのドレイン電流を減少させる動作を行う。
より大きい場合について考える。このとき、比較回路4
の出力は電源電圧に近い電圧を出力する。その結果、平
滑回路5のコンデンサC1の両端間電圧が高くなり、ト
ランジスタM、、M2のゲート・ソース間電圧を小さく
する方向に動作する。すなわち、トランジスタM、、M
zのドレイン電流を減少させる動作を行う。
本実施例によれば、トランジスタの特性バラツキおよび
温度変動に影響されない定電流源回路を構成することが
できる。
温度変動に影響されない定電流源回路を構成することが
できる。
尚、増幅器A1はインピーダンス変換器として利用して
いるので、増幅器の代わりにソースホロワ等を用いても
良いことは明らかである。また、抵抗RLは電mtX用
トランシタ〜11 の負荷として用いているので、抵抗
RLO代わりにトランジスタ等のアクティブ素子を用い
ても良いことは明らかである。
いるので、増幅器の代わりにソースホロワ等を用いても
良いことは明らかである。また、抵抗RLは電mtX用
トランシタ〜11 の負荷として用いているので、抵抗
RLO代わりにトランジスタ等のアクティブ素子を用い
ても良いことは明らかである。
また、第1図では、電流検出回路lに並列接続される電
流源としてのトランジスタMlは1個であるが、複数個
の電流源としての複数個のトランジスタを電流検出回路
1に並列接続しても、各電流源はそれぞれ同様に定電流
源として機能する。
流源としてのトランジスタMlは1個であるが、複数個
の電流源としての複数個のトランジスタを電流検出回路
1に並列接続しても、各電流源はそれぞれ同様に定電流
源として機能する。
第3図は本発明の他の実施例を示す回路図である。
第3図において、第1図におけるのと同一機能を有する
ものは同一符号を付しである。M3 、 M4はそれぞ
れNチャネルMO3FET、■3は電源、■4は基準電
圧源である。本実施例の動作は前述の実施例の動作説明
より類推的に容易に理解されるであろう。
ものは同一符号を付しである。M3 、 M4はそれぞ
れNチャネルMO3FET、■3は電源、■4は基準電
圧源である。本実施例の動作は前述の実施例の動作説明
より類推的に容易に理解されるであろう。
本実施例によれば、NチャネルMO3FETの特性バラ
ツキおよび温度変動に影響されない定電流源回路を構成
することができる。
ツキおよび温度変動に影響されない定電流源回路を構成
することができる。
第4図は本発明の更に他の実施例を示す回路図である。
第4図において、第1図におけるのと同一機能を有する
ものは同一符号を付しであるT + 、 T 2はそれ
ぞれPNP型バイポーラトランジスタ、R2,R3はそ
れぞれ抵抗である。本実施例の動作は前述の実施例の動
作説明から類推的に容易に理解されるであろう。
ものは同一符号を付しであるT + 、 T 2はそれ
ぞれPNP型バイポーラトランジスタ、R2,R3はそ
れぞれ抵抗である。本実施例の動作は前述の実施例の動
作説明から類推的に容易に理解されるであろう。
本実施例によれば、PNP型バイポーラトランジスタに
よっても、トランジスタの特性バラツキおよび温度変動
に影響されない定電流源回路を構成することができる。
よっても、トランジスタの特性バラツキおよび温度変動
に影響されない定電流源回路を構成することができる。
第5図は、本発明の更に別の実施例を示す回路図である
。
。
第5図において、第1図におけるのと同一機能を有する
ものには同一符号を付しである。Ts。
ものには同一符号を付しである。Ts。
T4はそれぞれNPN型トランジスタである。本実施例
の動作は前述の実施例の動作説明より類推的に容易に理
解されるであろう。
の動作は前述の実施例の動作説明より類推的に容易に理
解されるであろう。
本実施例によれば、NPN型バイポーラトランジスタに
よっても、トランジスタの特性バラツキおよび温度変動
に影響されない定電流源回路を構成することができる。
よっても、トランジスタの特性バラツキおよび温度変動
に影響されない定電流源回路を構成することができる。
本発明によれば、LCの製造バラツキによるMOS
FET(或いはバイポーラトランジスタ)の特性バラツ
キおよび温度変動に対する特性変化に対して電流源の電
流バラツキおよび変動がない定電流源回路を構成するこ
とができる。
FET(或いはバイポーラトランジスタ)の特性バラツ
キおよび温度変動に対する特性変化に対して電流源の電
流バラツキおよび変動がない定電流源回路を構成するこ
とができる。
第1図は本発明の一実施例を示す回路図、第2図は第1
図における各スイッチ回路のスイッチ動作を示す状態図
、第3図乃至第5図はそれぞれ本発明の他の実施例を示
す回路図、第6図は定電流源の従来例を示す回路図、第
7図はMOS FETの特性例を示すグラフ、である
。 符号の説明 1・・・電流検出回路、2・・・サンプルホールド回路
、3・・・基準電圧発生回路、4・・・比較回路、5・
・・平滑回路、M、、M! ・PチャネルMO3FET
lMx 、Ma・・・NチャネルMO3FET、CI。 C,、C,・・・コンデンサ、S、、S、、S3 ・・
・スイッチ回路、A+’、Az・・・増幅器、RL・・
・負荷抵抗、V2.V、・・・基準電圧源、T、、’r
z・・・PNP型トランジスタ、Ts 、Ta・・・N
PN型トランジスタ 代理人 弁理士 並 木 昭 夫 第1図 第 2 図 嘆 3 図 冨411 151!!+ +vイアスじI!1
図における各スイッチ回路のスイッチ動作を示す状態図
、第3図乃至第5図はそれぞれ本発明の他の実施例を示
す回路図、第6図は定電流源の従来例を示す回路図、第
7図はMOS FETの特性例を示すグラフ、である
。 符号の説明 1・・・電流検出回路、2・・・サンプルホールド回路
、3・・・基準電圧発生回路、4・・・比較回路、5・
・・平滑回路、M、、M! ・PチャネルMO3FET
lMx 、Ma・・・NチャネルMO3FET、CI。 C,、C,・・・コンデンサ、S、、S、、S3 ・・
・スイッチ回路、A+’、Az・・・増幅器、RL・・
・負荷抵抗、V2.V、・・・基準電圧源、T、、’r
z・・・PNP型トランジスタ、Ts 、Ta・・・N
PN型トランジスタ 代理人 弁理士 並 木 昭 夫 第1図 第 2 図 嘆 3 図 冨411 151!!+ +vイアスじI!1
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、三つの電極を持つ第1のトランジスタ素子の該第1
の電極を第1の電源に接続し、第2の電極を負荷抵抗を
介して第2の電源に接続し、第3の電極と第1の電極と
の間に印加される印加電圧で定まる電流を前記負荷抵抗
に負荷電流として流すようにした電流源回路において、
前記第1のトランジスタ素子に対してカレントミラー回
路を構成するように第2のトランジスタ素子を接続し、
該第2のトランジスタ素子の第2の電極と前記第2の電
源との間に、負荷抵抗に代えて、第1のスイッチと第1
の容量との直列回路を接続し、かつ該第1の容量と並列
に第2のスイッチを接続し、前記第1、第2の各スイッ
チの同期した開閉動作により、前記電流源回路において
負荷抵抗を流れる負荷電流を、前記第1の容量の両端間
電圧として取り出す電流検出回路と、 前記第1、第2の各スイッチと同期して動作する第3の
スイッチと第2の容量を含み、前記電流検出回路によっ
て電圧として取り出された負荷電流値を、該第2の容量
の両端間電圧としてサンプルホールドするサンプルホー
ルド回路と、 基準電圧を発生する基準電圧発生回路と、 該基準電圧発生回路により発生された基準電圧と前記サ
ンプルホールド回路によりサンプルホールドされた電圧
とを比較する比較回路と、該比較結果として得られた誤
差電圧を平滑化して前記電流源回路における第3の電極
と第1の電極との間の印加電圧に加算する平滑回路と、
を具備したことを特徴とする定電流源回路。 2、特許請求の範囲第1項記載の定電流源回路において
、前記電流源回路を複数個、並列接続し、それらに対し
て、前記電流検出回路、サンプルホールド回路、基準電
圧発生回路、比較回路、平滑回路、を1組、共通に、接
続したことを特徴とする定電流源回路。 3、特許請求の範囲第1項記載の定電流源回路において
、前記トランジスタ素子がMOSFET素子から成り、
第1の電極がソース電極、第2の電極がドレイン電極、
第3の電極がゲート電極から成ることを特徴とする定電
流源回路。 4、特許請求の範囲第1項記載の定電流源回路において
、前記トランジスタ素子がバイポーラトランジスタ素子
から成り、第1の電極がエミッタ電極、第2の電極がコ
レクタ電極、第3の電極がベース電極から成ることを特
徴とする定電流源回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61149376A JPH06105856B2 (ja) | 1986-06-27 | 1986-06-27 | 定電流源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61149376A JPH06105856B2 (ja) | 1986-06-27 | 1986-06-27 | 定電流源回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS636908A true JPS636908A (ja) | 1988-01-12 |
JPH06105856B2 JPH06105856B2 (ja) | 1994-12-21 |
Family
ID=15473779
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP61149376A Expired - Lifetime JPH06105856B2 (ja) | 1986-06-27 | 1986-06-27 | 定電流源回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH06105856B2 (ja) |
Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5812021A (en) * | 1996-01-26 | 1998-09-22 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Semiconductor integrated circuit device having an internal power supply circuit capable of stably maintaining output level against load fluctuation |
US6608791B2 (en) | 1985-07-22 | 2003-08-19 | Hitachi, Ltd. | Semiconductor device incorporating internal power supply for compensating for deviation in operating condition and fabrication process conditions |
JP2011124854A (ja) * | 2009-12-11 | 2011-06-23 | Fujitsu Ltd | バイアス回路及びそれを有する増幅回路 |
JP2012503441A (ja) * | 2008-09-17 | 2012-02-02 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | スイッチドキャパシタ回路のためのアクティブ時間に依存するバイアス電流生成 |
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WO2021261072A1 (ja) * | 2020-06-22 | 2021-12-30 | ソニーセミコンダクタソリューションズ株式会社 | 電流源回路および電子装置 |
-
1986
- 1986-06-27 JP JP61149376A patent/JPH06105856B2/ja not_active Expired - Lifetime
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US7002856B2 (en) | 1986-07-18 | 2006-02-21 | Renesas Technology Corporation | Semiconductor device incorporating internal power supply for compensating for deviation in operating condition and fabrication process conditions |
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Publication number | Publication date |
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JPH06105856B2 (ja) | 1994-12-21 |
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