JPS6366139B2 - - Google Patents

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JPS6366139B2
JPS6366139B2 JP59035548A JP3554884A JPS6366139B2 JP S6366139 B2 JPS6366139 B2 JP S6366139B2 JP 59035548 A JP59035548 A JP 59035548A JP 3554884 A JP3554884 A JP 3554884A JP S6366139 B2 JPS6366139 B2 JP S6366139B2
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differential
waveform
suppression
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Mitsubishi Electric Corp
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H3/00—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal electric working condition with or without subsequent reconnection ; integrated protection
    • H02H3/26—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal electric working condition with or without subsequent reconnection ; integrated protection responsive to difference between voltages or between currents; responsive to phase angle between voltages or between currents
    • H02H3/28—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal electric working condition with or without subsequent reconnection ; integrated protection responsive to difference between voltages or between currents; responsive to phase angle between voltages or between currents involving comparison of the voltage or current values at two spaced portions of a single system, e.g. at opposite ends of one line, at input and output of apparatus
    • H02H3/283—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal electric working condition with or without subsequent reconnection ; integrated protection responsive to difference between voltages or between currents; responsive to phase angle between voltages or between currents involving comparison of the voltage or current values at two spaced portions of a single system, e.g. at opposite ends of one line, at input and output of apparatus and taking into account saturation of current transformers
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H7/00—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions
    • H02H7/22—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for distribution gear, e.g. bus-bar systems; for switching devices

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Emergency Protection Circuit Devices (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 この発明は、電力系統の機器、母線等を保護す
る差動保護継電装置に関するものである。
〔従来技術〕
説明の便宜上、母線の保護継電装置の場合につ
いて説明する。
従来この種の装置として、第１図に示すものが
あつた。図において、１は母線、２は主継電器、
１１，２１は引出線路、１２，２２は各引出線路
に設置される変流器（CT）、１３，２３は各CT
に接続される入力装置、１３−１，２３−１は差
動用入力トランス、１３−２，２３−２は抑制用
入力トランス、１３−３，２３−３は抑制電圧用
整流回路、２は主継電器、２−１は動作電圧用入
力トランス、２−２は抑制制御用入力トランス、
２−３は動作電圧用整流回路、２−４は抑制制御
用整流回路、２−５は動作電圧出力抵抗、２−６
は抑制制御電圧出力抵抗、２−７は抑制電圧出力
抵抗、２−８は抑制電圧引延用コンデンサ、２−
９はレベル検出回路である。
次に動作について説明する。第１図の回路にお
いて差動用入力トランス１３−１，２３−１の２
次側に差動電流IDが流れ主継電器２に導入され
る。主継電器２に導入された差動電流IDは動作電
圧用入力トランス２−１、動作電圧用整流回路２
−３を経て動作出力抵抗２−５に動作電圧｜EO
｜を作ると共に抑制制御用入力トランス２−２、
抑制制御用整流回路２−４を経て抑制制御電圧出
力抵抗２−６に抑制制御電圧｜EP｜を作る。一
方、各入力装置の抑制用入力トランス１３−２，
２３−２、抑制電圧用整流回路１３−３，２３−
３を経て各端子のCT１２，２２の２次電流中の
最大値が端子抑制電圧｜ET｜として主継電器２
に導出されるが、上記端子抑制電圧｜ET｜と前
記抑制制御電圧｜EP｜とは極性が逆であり、こ
れらが瞬時値比較され、端子抑制電圧｜ET｜か
ら抑制制御電圧｜EP｜を差引いた残りが最終的
に抑制電圧｜ER｜として抑制電圧出力抵抗２−
７に発生し、この抑制電圧｜ER｜は抑制電圧引
延用コンデンサ２−８で適当時間を引延すように
している。主継電器２の動作出力は抑制電圧｜
ER｜に対して動作電圧｜EO｜が大きいときレベ
ル検出回路２−９が動作し出力するように構成さ
れている。ここで、母線の内部故障時は、差動電
流IDが発生し、主継電器２の動作出力抵抗２−５
に動作電圧｜EO｜を発生する。一方端子抑制電
圧｜ET｜が主継電器２に導出されるが、この時
差動電流IDにより生成された抑制制御電圧｜EP｜
が抑制制御電圧出力抵抗２−６の両端に発生して
おり、端子抑制電圧｜ET｜を阻止するように作
用している。内部故障の場合は、流入端CT１２，
２２の２次電流と差動電流とは同様の波形とな
り、また流入端が多端子の場合は必ず各端子電流
より差動電流が必ず大であるため、各端子CT１
２，２２の２次電流の最大値に比例して発生する
端子抑制電圧｜ET｜より、差動電流IDに比例して
発生する抑制制御電圧｜EP｜の方が大きくなり、
端子抑制電圧｜ET｜は確実に打消され抑制電圧
｜ER｜は零となるため、主継電器２は確実に動
作することになる。
次に外部故障においては流出端CT１２，２２
が飽和して誤差差動電流IDが発生し、主継電器２
の動作出力抵抗２−５に動作電圧｜EO｜を発生
することがあるため、誤動作を防止する抑制電圧
｜ER｜が必要となる。CTは直流分を含む電流に
対しては極端に飽和し易いことは周知の通りであ
り、外部故障時の電流に減衰性の過渡直流分電流
を含んだ場合が一番誤動作しやすいこととなる。
この状態での従来リルーの応動を第２図の波形図
で説明する。
第２図の波形１は流入端CTの電流和で、点線
で示したものが不飽和時の電流で、実線波形が実
際のCT2次電流である。流入端は多端子のため、
各CTに故障電流が分散され、CT飽和の度合いは
小さいが、CTが直流飽和している。波形２は流
出端CT2次電流波形であり、点線が不飽和の場
合、実線が実際のCTの２次電流である。流出端
は故障電流が集中するため、交流飽和が激しくな
る。波形３は端子抑制電圧｜ET｜であり、各
CT2次電流の内最大値に比例するものであるが、
流入端が多端子である場合を考慮し、流入端CT
による抑制力は期待しないものとし、流出端CT2
次電流によるもののみを示している。したがつて
波形３は波形２より生成されたものであるが、端
子抑制電圧｜ET｜を発生する入力装置の抑制用
入力トランスは直流飽和を防ぐためギヤツプ付ト
ランスとしているので、その出力電圧は１次電流
を微分した波形となり、直流分は消去されてい
る。波形４は誤差差動電流IDであり、波形１より
波形２を差引いたものとなる。波形の負側誤差差
動電流は流入端CTの無飽和区間における流入端
CTの直流飽和誤差分であり、流入端CTの直流分
飽和が大きい程波形４の負側誤差分も大きくな
る。波形５は抑制制御電圧｜EP｜であり、波形
４より生成されたものであるが、内部故障時に前
記説明通り、端子抑制電圧｜ET｜を打消す演算
をするため、電圧｜ET｜と電圧｜EP｜は同一位
相の関係にしておく必要がある。従つて、抑制制
御用入力トランス２−２もギヤツプ付トランスと
なつており、２次出力電圧は入力電流を微分した
波形となる。波形６は抑制電圧｜ER｜であり、
波形３から波形５を差引いたものが抑制出力抵抗
２−７の両端に生成され、これをコンデンサ２−
８で引延したもの（斜線部）である。波形７は動
作電圧｜EO｜で波形４を全波整流したものに比
例している。
以上説明したように、外部故障でCT飽和を生
じた場合の主継電器２に印加される誤差差動電流
ID、端子抑制電圧｜ET｜は第２図の波形３、波形
４のようになり、その結果リレーの動作電圧｜
EO｜、抑制電圧｜ER｜は波形６、波形７のよう
になるので、主継電器２の動作を決定するレベル
検出回路２−９の印加電圧は波形７と波形６の差
電圧となるものである。従つて、波形６の斜線部
で示す抑制電圧が誤動作を防止するための実質的
抑制力であり、この大きさとコンデンサ７による
引延し特性が誤動作防止のための性能を決定する
ことになる。
従来の装置は以上のように構成されているの
で、外部故障時の抑制電圧｜ER｜はコンデンサ
２−８の特性に大きく左右され、また故障電流中
の直流分減衰時間が長く、流出端CT2次電流の第
２波又は第３波の成分が小さい場合は端子抑制電
圧｜ET｜の第２波又は第３波成分も小さくなる
ため、結果として抑制電圧｜ER｜も小さくなり、
誤動作の危険性が生ずる。また、外部故障時の誤
動作を防止するためには、入力装置の端子抑制用
入力トランスを直流飽和させないようにギヤツプ
付トランスとすることが必要であるが、内部故障
時に確実に端子抑制電圧｜ET｜を打消すために
は抑制制御用入力トランスもギヤツプ付トランス
として位相関係を完全に合致させることが必要と
なるが、相互の回路を構成する部品の定数を調整
して時定数（Ｌ／Ｒ）を合致させることは難しい
などの欠点があつた。
〔発明の概要〕
この発明は上記のような従来のものの欠点を除
去するためになされたもので、従来よりさらに外
部故障時のCT飽和対策が強化でき、かつ煩雑な
調整なく、又入力装置も小形で簡単化された安価
な装置を提供することを目的とする。
〔発明の実施例〕
以下、この発明の一実施例を第３図の回路図に
基づいて説明する。まず構成を説明すると、図中
１，１１，１２，１３，１３−３，２１，２２，
２３−３は第１図の同一符号と同様の構成要素を
示す。第３図において、１３−１，２３−１は端
子入力トランス、１３−２，２３−２は端子抑制
出力トランス、１３−４，２３−４は端子出力抵
抗、３は主継電器、３−１は入力トランス、３−
２は動作出力整流回路、３−３は差動要素、３−
４は補助抑制制御出力電圧用の位相シフト回路、
３−５は主抑制制御出力電圧用の整流回路、３−
６は補助抑制制御出力電圧用の整流回路、３−
７，３−８は主および補助抑制制御出力用の出力
抵抗、３−９は端子抑制出力用の出力抵抗、３−
１０はレベル検出回路、３−１１は信号引延し回
路、３−１２はノツト（NOT）回路、３−１３
はアンド（AND）回路である。
前記端子入力トランス１３−１，２３−１はギ
ヤツプ付トランスとし、CT１２，２２の２次電
流に含まれる直流分電流で飽和させないようにす
ると共に、交流分電流を微分したものに比例した
電圧を出力として使用することによりCT１２，
２２飽和時の端子抑制電圧｜ET｜の出力向上を
図つている。また従来はCT比マツチング用に入
力装置のトランス二次側にタツプ口出しを設けて
いたが、CT１２，２２の２次電流容量の口出し
線が必要であり、配線部が大きくなるので本発明
では端子入力トランス１３−１，２３−１はタツ
プレスとしている。以上のことから端子入力トラ
ンス１３−１，２３−１の２次出力側は直流分を
含まない電圧出力源となるため、端子抑制出力ト
ランス１３−２，２３−２は飽和電圧を小さくす
ることができ、大幅な小形化が可能であり、整流
回路１３−３，２３−３および端子出力抵抗１３
−４，２３−４と共にプリント基板に搭載するこ
とも可能である。尚、端子出力抵抗１３−４，２
３−４は分圧するタツプを設けてCT比マツチン
グさせており、従来のトランスコイル口出しタツ
プの代わりをすることができるようにしている
が、その抵抗値は端子入力トランス１３−１，２
３−１の２次リフアクタンスと時定数（Ｌ／Ｒ）
協調をとり、CT2次電流に含まれる直流分を除去
する特性に支障を生じないようにしている。
次に動作について説明する。CT１２，２２の
２次電流の変化分に比例した出力電圧は入力装置
１３，２３の端子出力抵抗１３−４，２３−４に
各々導出され、これを全端子直列合成するように
接続して主継電器３の入力トランス３−１に差動
電圧EDとして導入される。また各CT１２，２２
の２次電流の変化分に比例した絶対値電圧を端子
抑制電圧｜ET｜として、入力装置１３，２３の
整流回路１３−３，２３−３の２次側に導出し、
これを全端子並列に接続して主継電器３に導入し
ている。上記主継電器３に導入される電圧は従来
と同じく各CT2次電流の内最大のものに比例する
最大値抑制方式となつており、以下これを端子抑
制電圧｜ET｜と称する。主継電器３は差動電圧
EDの発生により差動要素３−３が動作し、ノツ
ト（NOT）回路３−１２が不動作の条件で動作
出力を出すものであり、内部故障時にノツト回路
３−１２が不動作となり、外部故障時にはノツト
回路３−１２が動作してアンド（AND）回路３
−１３の動作をロツクするようにしている。位相
シフト回路３−４、整流回路３−５、整流回路３
−６、出力抵抗３−７、出力抵抗３−８は、上記
主継電器３の内部故障時に端子抑制電圧｜ET｜
を打消し、リレーを完全に動作させる作用をす
る。すなわち、内部故障時は端子抑制電圧｜ET
｜が発生すると同時に差動電圧EDも生じており、
この差動電圧EDに比例した主抑制制御出力電圧
｜EP｜が整流回路３−５の２次側に導出される。
内部故障時は各CT１２，２２２次電流に比例し
た端子抑制電圧｜ET｜より差動電圧EDに比例し
た主抑制制御出力電圧｜EP｜の方が必ず大きい
ため、｜ET｜−｜EP｜＜０となり、この条件では
レベル検出回路３−１０は動作しないようにして
いる。また位相シフト回路３−４、整流回路３−
６、出力抵抗３−８は内部故障時に各端子CT2次
電流の位相がずれている場合に主抑制制御出力電
圧｜EP｜のみでは完全に打消しきれないことが
あるので、この対策として設けたもので、電圧｜
EP｜より適当に位相をずらした補助抑制制御出
力電圧｜EP′｜を重畳させることにより端子抑制
電圧｜ET｜を確実に打消すようにしたものであ
る。尚、この問題は従来装置でも同じことが言
え、何らかの対策は必要である。
次に外部故障の場合であるが、この時はレベル
検出回路３−１０が動作しアンド回路３−１３を
確実にロツクする必要がある。外部故障で誤動作
の危険性が一番大きいケースは、前記の従来装置
説明時と同じく故障電流に直流分が重畳し、CT
１２，２２が極端に飽和した時である。この場合
について、本発明の動作を第４図で説明する。流
入端電流波形及び流出端電流波形は第２図の従来
装置の波形１、波形２と同じであり、その時発生
する流入端CT2次電流和と流出端CT2次電流の差
分、すなわち誤差差動電流IDは第４図の波形４と
なる。波形３は端子抑制電圧｜ET｜であり、こ
の波形３も第２図における従来装置の波形３と同
じであるが、主継電器３の入力トランス３−１に
印加される誤差差動電圧EDは波形５のようにな
る。この波形５は入力装置１３，２３の端子入力
トランス１３−１，２３−１がギヤツプ付トラン
スであるためCT2次電流と微分した波形となり、
波形４を微分したものと等しくなる。波形６は主
抑制制御出力電圧｜EP｜であり、波形５を全波
整流したものとなる。波形７は位相シフト回路３
−４の出力であり、この例では波形５を90゜シフ
トした波形となつている。波形８は波形７を全波
整流したもので、波形９は最終の抑制電圧｜ER
｜で波形３より波形６，８を差引いたもので、こ
れがレベル検出回路３−１０に印加されることに
なる。尚、第４図の波形図は図面作成簡素化のた
め、CT飽和波形は飽和開始で完全零出力とし、
また微分波形は飽和開始点の変化分を省略してい
るが、原理的には影響ない。また波形９の導出演
算式は｛｜ET｜−K1（｜EP｜＋｜EP′｜）｝+＞K2
（但し、K1、K2は定数）であり、電圧｜EP｜、｜
EP′｜の方が｜ET｜より大きい場合はレベル検出
回路３−１０を不動作にする方向で作用するた
め、波形９では零と見なしている。波形９の抑制
電圧｜ER｜の大きさがレベル検出回路３−１０
の検出値K2より大きくなると、該レベル検出回
路３−１０は動作し、波形１０のような信号を出
す。信号引延し回路３−１１はレベル検出回路３
−１１が動作すれば瞬時に動作し、入力信号がな
くなつても一定時間動作信号を引延すもので波形
１１のように連続動作波形とするものである。
以上の説明でも明らかなように、内部故障時の
性能を向上させるために設けた補助抑制制御出力
電圧｜EP′｜は位相シフト量を90゜以下とし、大き
さを適当値に設定すれば何も支障は生じないし、
従来装置の欠点であつた第２波または第３波で端
子抑制電圧｜ET｜が発生しないような極度なCT
直流飽和対策としても、信号引延し回路３−１１
の引延し時限を適当値に選定することで容易に対
策を施すことができる。また入力装置の端子入力
トランス１個をギヤツプ付きとすることで、CT2
次直流分対策を施しているため、装置内回路定数
による位相ずれ問題もなくなつたので内部故障時
に不要抑制出力で誤不動作あるいは動作遅延等の
障害は全く心配する必要はない。
また、上記実施例では端子抑制電圧｜ET｜を
各CT2次電流中の最大値に比例したものとする最
大抑制方式としているが、各CT2次電流に比例し
た絶対値和とするスカラー和抑制方式としてもよ
い。
〔発明の効果〕
以上のように、この発明によれば入力装置の端
子抑制用入力トランスをギヤツプ付きトランスと
し、CT2次電流に含まれる直流分電流で飽和させ
ないように構成したので、入力装置の小形化、簡
素化が可能になり、また故障電流中に含まれる直
流分電流の減衰時間が長くCT飽和が激しい場合
でも絶対誤動作しない高性能な差動保護継電装置
が得られる効果がある。
【図面の簡単な説明】
第１図は従来の差動保護継電装置の原理回路
図、第２図は第１図の従来装置の原理を説明する
ための外部故障時の波形説明図、第３図はこの発
明の一実施例による差動保護継電装置の原理回路
図、第４図は第３図の実施例を説明するための外
部故障時の波形説明図である。 １……母線、１１，２１……引出し線路、１
２，２２……CT、１３，２３……入力装置、１
３−１，１３−２……端子入力トランス、１３−
２，２３−２……端子抑制出力トランス、１３−
３，２３−３……整流回路、１３−４，２３−４
……端子出力抵抗、３……主継電器、３−１……
入力トランス、３−２……動作出力用整流回路、
３−３……差動要素、３−４……位相シフト回
路、３−５，３−６……整流回路、３−７，３−
８……出力抵抗、３−９……出力抵抗、３−１０
……レベル検出回路、３−１１……信号引延し回
路、３−１２……NOT回路、３−１３……AND
回路。なお、図中、同一符号は同一、又は相当部
分を示す。

Claims (1)

    【特許請求の範囲】
  1. １ 保護対象の母線に接続された複数の引出し線
    路対応に設けられた交流器より導出された電流を
    導入しギヤツプ付トランスを介してCT比に応じ
    て分圧して得る第１の出力及び該第１の出力を第
    ２のトランスを介してのち全波整流して得る第２
    の出力を送出する上記各変流器対応の入力装置
    と、上記各入力装置の第１の出力をベクトル合成
    して得る微分値差動出力が一定値以上の条件で応
    動する第１の検出要素と、上記各入力装置の第２
    の出力を合成して得る微分値抑制出力の瞬時値に
    対してこれを阻止する方向に作用する上記微分値
    差動出力の絶対値に比例した主抑制制御出力及び
    上記微分値差動出力を位相シフトして得る出力の
    絶対値に比例した補助抑制制御出力をそれぞれ作
    用させる第２の検出要素とを備え、上記第２の検
    出要素が動作したとき一定時間だけ上記第１の検
    出要素の動作出力信号の供給を阻止させたことを
    特徴とする差動保護継電装置。
JP59035548A 1984-02-27 1984-02-27 差動保護継電装置 Granted JPS60180421A (ja)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP59035548A JPS60180421A (ja) 1984-02-27 1984-02-27 差動保護継電装置
US06/683,493 US4670811A (en) 1984-02-27 1984-12-19 Differential-type protective relay
DE8484116445T DE3473538D1 (en) 1984-02-27 1984-12-28 Differential-type protective relay
EP84116445A EP0155408B1 (en) 1984-02-27 1984-12-28 Differential-type protective relay

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JP59035548A JPS60180421A (ja) 1984-02-27 1984-02-27 差動保護継電装置

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JPS60180421A JPS60180421A (ja) 1985-09-14
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US (1) US4670811A (ja)
EP (1) EP0155408B1 (ja)
JP (1) JPS60180421A (ja)
DE (1) DE3473538D1 (ja)

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