JPS63241416A - 測定対象の測定量を測定するための方法及び装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、補助量が印加され且つ測定量に対応する直接
的に測定可能なアナログ測定信号を発生する測定値検出
器またはセンサ素子と結合されている測定対象の測定量
を、上記補助量と上記測定信号とを基にして測定するた
めの方法並びに該方法の電気的及び非電気的量の測定の
ための使用並びに該方法を実施するための装置に関する
。

従来技術 上述のような非電気的量を測定するための１つの方法と
して、西独特許出願公開公報第３３３３１２９号から公
知の方法がある。この方法においては、力、圧力及び温
度のような非電気的量が、導波管の変形（ひずみ）を媒
介として測定され、その際コード化された音響表面波を
受けるインターディジタル変換器に被測定量を作用させ
、該表面波を、相関受信によりブコードして相関最大値
に関し評価処理を行う。シード化された表面波信号とし
ては、２相の標本化された信号或いは謂わゆるシルグ信
号（Ｓａｈｉｒｐ−８１ｇｎａ１）が用いられる。この
目的で、圧電基板に２つのインターディジタル変換器が
被着され、その内一方の変換器は信号送出器として構成
され、他方の変換器は送出信号を受信するためのフィル
タとして構成されている。受信フィルタは送出信号に対
する整合フィルタであって、相応に変換重み付けを行う
ことにより、２相の標本化信号或いは線形周波数変調シ
ルグ信号を受信するように構成されている。整合フィル
タのインターディジタル変調構造に非電気的測定量が作
用しなｔｎ、ＮＪ合には、該フィルタの出力端にて、最
大主−副ピーク比（Ｈａｕｐｔ−Ｎｅｂｅｎｚｌｐｆｅ
ｌｖｅｒｈａｌｔｎｌｓ）を有する自己相関関数が測定
される。これに対して、インターディジタル変換器に相
応の測定量が作用した場合には、変換器の幾何学的形態
並びにその結果として変換器の伝達（変換）関数が変わ
り、送出側変換器により発生される信号は誤差同調して
受信されることになる。このことは、自己相関最大値が
小さくなることを意味し、従って電気的に評価可能であ
る。

酉独特許公告公報第３１０６５３０号から、瞬時流速を
求めるための方法が知られている。この方法においては
、擬像ランダムにマーク付けされた流動媒質粒子が走行
時間測定に利用される。

この目的で、相互相関関数の最大値が現れる位置が利用
される。ロンドン所在のジョン・ライレイ・アンド・サ
ンズ社（Ｊｏｈｎ　Ｗｉｌｅｙ　ａｎｄＳｏｎｓ、Ｌｔ
ｄ　）　１９７０年発行のＷ、Ｄ、Ｔ、デビーズ（Ｄａ
ｖｉｅｓ　）著のｒ　Ｓｙｓｔｅｍ　Ｉｄｅｎｔｌｆｉ
ｃａｔｌｏｎ　ｆｏｒＳｅｌｆ−Ａｄａｐｔｉｖｅ　Ｃ
ｏｎｔｒｏｌ　Ｊから、最大長の擬似ランダム信号は知
られている。また、グラーグ所在のＩＦＡＣＳｙｍｐ社
１９６７年発行のＡ、Ｖａｎ　ｄｅｎＢｏｓ著のｒ　Ｃ
ｏｎ５ｔｒｕｃｔｉｏｎ　ｏｆ　Ｂｉｎａｒｙ　Ｍｕｌ
ｔｉｆｒｅｑｕｅｎｃｙＴｅｓｔ　Ｓｉｇｎａｌｓ　Ｊ
からＭＢＳ信号が知られている。

西独特許公開公報第３０１５５１９号から、付加的に妨
害直流電圧が印加される測定対象の容量を測定する方法
であって、充電または放電過程により確定される時定数
を求めて、それから目標の容量を求めると言う方法が知
られている。

この場合、時定数の測定は３つの電流測定により行わｎ
、その場合、２つの測定抵抗器を測定対象に接続した状
態でスイッチ過程により開始さｎる第２の測定は積分的
に行われる。この方法を実施するために、２つの測定抵
抗器を有する２極回路が用いら扛、測定抵抗器に関連の
スイッチを設けて、このスイッチで各測定抵抗器を選択
的に開閉する。これにより、２つの測定抵抗器は１つの
切換スイッチを介して厚列に接続されるかまたは直列に
接続されて、測定抵抗器の１つは１つのスイッチを介し
選択的に橋絡される。

更に、抵抗、容量及びインダクタンスを測定するための
方法及び装置が知られておシ、これら方法および装置は
基本的に下記の４つの範晴に分類することができる。

１ｏ　　被測定素子の値をブリッジ回路を用いて求める
（エラセン所在のＶｕｌｋａｎ−Ｖｅｒｌｍｇ−Ｅｓａ
ａｎ社１９８４年発行第３版のプロフォス（Ｐｒｏｆｏ
ｓ　）著のｒ　Ｈａｎｄｂｕａｈ　ｄｅｒ　１ｎｄｕｓ
ｔｒｉｅｌｌａｎ　Ｍｅβｔｅｃｈｎｉｋ　Ｊから公知
の方法においては、ブリッジ回路のための供給電圧は、
正弦波電圧か或いは直流電圧からなる。測定値はブリッ
ジを平衡化することにより或いはブリッジ電圧から求め
ることができる。この方法において問題なのは、供給電
圧が一定の振幅及び周波数を有する非常に良好な正弦波
形を有しなければならないこと、即ち、ひずみ率が小さ
くなければならないか又は、ドリフトの全熱ない直流電
圧として印加しなければならない点にある。

２　被測定素子は発振器に周波数決定素子として組込ま
れる。例えば、西独特許出願公開公報用２８１６６５５
から知ら扛ているこの方法には、測定時間中発振器の周
波数が一定でなければならないのに対して、この周波数
は測定毎に変動し得ると言う欠点がある。

３、　被測定素子を既知の素子と共に遅延素子に接続し
て、充電過程及び／または放電過程から被測定素子の値
を演揮する。この方法は、例えば、上述の西独特許出願
公開公報第３０１５５１９号から知られている。この方
法においては、回路を流れる電流または回路に印加され
る電圧が所定の値に達するーｆでの時間を測定するか或
いは所定の時間の経過後に回路の電流或いは回路に印加
されている電圧を測定する。この方法の欠点は、被測定
量におけるオフセットを除去することができ々いか又は
除去することができても不正確になり、更にこの量に含
まｎておつて、時間と共に線形に変化する妨害量、例え
ばドリフトを除去することができず、更には非常に長い
測定時間を甘受しなければならないと言う点にある。

４、被測定素子のインピーダンスの測定。この場合にも
、範＠１と関連して述べた測定方法の場合と同様の問題
が生ずる。

発明の目的 本発明の課題は、任意の測定対象の測定量を、ディジタ
ル技術を合目的的に用いることにより、少ない費用でし
かも高い精度で求めることができ、その場合特に測定回
路の公差のような測定不正確因子並びに重畳さｎる妨害
量の測定結果に対する影響、例えばオフセット影響、ド
リフト等々を除去し、測定結果を直接表示することがで
きる測定対象の測定量の測定方法を提供することにある
。

発明の構成 この課題は、本発明によｎば、補助ｆが、プロセッサに
より発生される制御信号の制御下で、制御可能な補助蓋
発生器により発生されて各測定区間後に設定可能な期間
だけ遮断される擬似ランダム雑音舊号の時間変化特性を
有し、アナログ測定信号をアナログ／ディジタル変換器
を介してディジタル化された測定信号としてプロセッサ
に供給し、既知の補助量に起因する測定量または選り定
信号の成分をろ波して補助量に起因する測定信号の成分
だけから測定量を定め、プロセッサにより発生される制
御信号を測定信号で処理して相互相関相似関数を発生し
、補助量及び相互相関相似関数を表示し、測定結果に対
するオフセットｔの作用を除去し、測定量を求めるのに
用いられる相互相関相似関数の値を評価処理して、測定
信号に含まれる線形妨害成分の測定結果に対する作用を
除去すると共にディジタル化誤差の測定結果に対する影
響を最小限度に抑えることにより達成される。

本発明による構成によれば、ディジタル技術を合目的的
に用いることにより少ない費用で且つ高い精度をもって
任意の測定対象の測定量を測定することが可能であり、
その場合特に測定回路公差のような測定不正確因子並び
にオフセット影響、ドリフト等々のような避けられない
妨害量を除去することができ、しかも得られた測定結果
を直接的に評価処理して表示することができる。

また、本発明は、本発明の方法を実施するための装置と
して、既述の課題設定と関連し装置を少数の構成要素か
ら構成し、容易に小型化でき、従って、センサに一体的
に組込むことができるようにすることを口論むものであ
る。

上の課題は、マイクロプロセッサを設けてその出力端を
一方で表示装置に接続すると共に、補助量発生器に制御
信号を供給するぺ〈他力で該補助量発生器と接続し、補
助量発生器の出力端に、測定対像に加えられる補助量を
発生し、該測定対象に、測定値を検出するための測定値
検出器またはセンナ素子を接続し、測定値検出器または
センナ素子の出力端を、測定信号を発生するために付加
的に補助量発生器に対して基準電圧を発生するアナログ
／ディジタル変換器の入力端と接続し、そして該アナロ
グ／ディジタル変換器の出力端をマイクロプロセッサの
入力端と接続することにより解決される。

本発明の上記構成によれば、ディジタル技術を合目的的
に用いることにより少ない費用でしかも高い精度で任意
の測定対象の測定量を求めるための装置であって、測定
不正確因子を除去し測定結果を直接的に表示することが
でき、しかも同時に測定装置の小型化並びにセンサに対
する一体化が可能となる装置が得られる。

本発明による方法並びに本発明の装置は特に、容量性、
誘導性、抵抗性、磁気的、電気的、及び／または光学的
測定検出器、センサ及び情報センサと関連して非電気的
な量、例えば、機械的、物理的または化学的な量及び／
または電気的量及び／または長さ、質量、力、温度、角
度、放射、光、物質の組成、物質の濃度、音波、湿度、
圧力、膨張、濁度、吸収スペクトル、充填レベル、流量
測定並びにこれらの量から導出される量の測定及び使用
されている電子的回路の回路素子の測定及び／または検
査並びに漏話、電磁結合及び／または電磁的公差の測定
等、補助量が妨害源の制御或いは妨害信号として用いら
几て妨害を受けた回路または妨ノ惨けたチャ・ンネルに
おける信号を測定信号として用いる用途に適している。

本発明による測定方法は高い分解能及び精度を有するの
で、非電気的量の電気的測定に当たっては、電界または
磁場が（部分的に）本来のセンサ素子の外側に空間的に
位置するようにセンサを構成することができる。また、
漂遊場の電気的または磁気的変化を測定作用として利用
することもできる。

以上要するに、本発明の測定力法は、一般に、補助量も
しくは補助エネルギーの作用、例えば、抵抗或いはコイ
ル電流の測定に当たっては電圧及び／または電流を、そ
して磁気誘導型の流量測定においては磁場の強さを測定
することができるような物理的量の電気的測定に適用可
能である。そのために補助量は切換可能に構成される。

測定過程時に補助量は不規則に切換えられる。センサ素
子或いは測定値検出器の各出力値は、例えば、集積アナ
ログ／ディジタル変換器を備えた単チップ・マイクロプ
ロセッサを用いて、補助量の総ての目標値で処理するこ
とができる。この処理は改変さｎた相関を用いて行われ
、それにより、この方法を適用することによって、多く
の妨害１例えば、ノ１ムの影響、増幅器のドリフト、温
度ドリフト等々を除去し、それＫよシ非常に高い精度の
測定装置を実現することができ、しかもその場合に構成
要素に要する費用は非常に少なくて済む。即ち、費用は
実質的に、切換可能な補助エネルギー源及び単チップ・
マイクロプロセッサに要する費用に軽減することができ
る。測定値検出器にディジタル評価装置を一体的に組込
むことにより、精度が高く価格的に手頃なインテリジェ
ントセンサを製作することができる。

実施例 以下、図面に示す実施例を参照し、本発明の基本方式を
詳細に説明する。

第１図に示したブロックダイアダラムを参照するに、参
照数字（１）は、補助量発生器（５）により発生される
補助量が作用する任意の測定対象を表す。上記補助量発
生器（５）は、マイクロプロセッサ（４）により発生さ
れる制御信号によって制御され、付加的に、アナログ／
ディジタル変換器（３）により発生される基単信号を受
ける。

該アナログ／ディジタル変換器の入力側には、測定値検
出器（２）ｆよって発生されるアナログ測定信号が印加
される。尚、該測定値検出器（２）は測定対象（１）に
結合されておって、上記補助量により惹起される測定値
を検出するものである。

アナログ／ディジタル変換器（３）の出力側は、アナロ
グ測定信号に対応するディジタル信号を発生するために
マイクロプロセッサ（４）に接続されると共に、基Ｓ信
号を発生するために上記補助量発生器に接続されている
。

マイクロプロセッサ（４）は付加的に、測定値を直接的
に表示するための表示装置（６）に接続されており、こ
の表示は、それに先行する評価及び計算に基づいて行わ
れる。

測定対象（１）の測定量を測定するために、マイクロプ
ロセッサ（４）は補助量発生器（５）に対して制御信号
を発生し、該補助量発生器（５）はそれに応答して測定
対象に補助量を供給する。

この場合、該補助量は、擬似ランダムな雑音信号の時間
変化波形を有し、各測定区間後部に、設定可能な期間だ
け遮断される。測定対象（１）に結合されている測定値
検出器（２）は、直接的に測定可能なアナログ信号をア
ナログ／ディジタル変換器（３）に対して発生し、そし
てこの補助量発生器（５）から発生される補助ｔもしく
はその目標値と測定値検出器（２）から発生される測定
信号に基づき、マイクロプロセッサ（４）により測定対
象の測定量が算出される。

補助量の目標値は、マイクロプロセッサ（４）によって
発生される制御信号に基づき既知であるので、該補助量
に起因する測定量もしくは測定信号の成分をろ波により
抽出し、それにより測定量を、補助量に起因する測定信
号の成分だけから求めることができる。この目的で、マ
イクロプロセッサ（４）により発生される制御信号は測
定信号と共に処理されて相互相関相似関数が生成される
。

その場合、補助量信号及び相互相関相似関数は。

測定結果に対して有害であるオフセット量の作用が除去
されるように実現される。測定量の計算に用いられる相
互相関相似関数の値は、マイクロプロセッサによって、
測定信号に含まれている線形の有害成分が測定結果に対
して何等作用を及ぼさないように評価処理される。

測定過程は多重に逐次繰り返して実施し、各測定過程か
ら得られる測定量の平均値を求めるのが有利である。

補助奇自体は、時間離散的及び／または振１阿離散的な
信号もしくは具なった時間幅及び／または異なった振幅
を有する矩形パルス列から構成することができる。補助
量信号は、多段階（多レベル）のディジタル擬似ランダ
ム信書の時間変化波形、または各測定区間後悔に設定可
能な期間だけ遮断される場合には多段階（多レベル）デ
ィジタル擬似ランダム信号と類似の時間的変化波形を有
する雑音類似信号の時間的変化波形を有するようにする
のが有利である。

追って具体的な実施例を参照して詳述するように、この
補助量は、一定の値の極性反転及び／またはオン・オフ
切換により発生することができる。

この場合、補助量発生器（５）は基単電圧を切換する１
つまたは複数のスイッチから構成することができる。

本発明による方法または本発明による装置はまた。搬送
周波数測定ブリッジの代わりに使用することができる。

この場合、測定対象の入力量は、切換可能な補助量発生
器（５）により発生される。

測定対象の出力信号は、直接、被測定量として処理され
、その場合、アナログ搬送周波数測定ブリッジの同期整
流は、プロセッサ（４）におけるディジタル測定値処理
により取って代わられる。

測定対象が、コンデンサ、インダクタンス及び／または
抵抗器からなる場合には、補助量は、測定対象における
［ｆｉまたは測定対象の電圧とすることができ、この場
合、補助量が電圧である時には直接測定可能な量は測定
物体における電流であり、そうでない場合には、直接測
定可能な量は電圧となる。そして、上述のような構成要
素に対する測定値から、関連の回路の合成インピーダン
スを求めることができる。精度が同じとした場合、アナ
ログ搬送周波数測定ブリッジと比較して、本発明による
方法及び本発明による装置を用いた場合、他めて単純で
然も廉価な測定信号評価処理を実現することができる。

測定物体がコンデンサまたはインダクタンスのような蓄
積形構成要素からなる場合には、第３図に示したような
補助量を用いるのが有利である。

この場合、補助量は、アナログ／ディジタル変換器の変
換領域を越えないようにするため、過度に大きなオフセ
ット成分を有することはできない。

測定結果に対する直接測定可能な量の有害なオフセット
の影響を除去するために、補助１発生器（５）の制御の
目的でマイクロプロセッサにより発生される制御信号は
、相互相関相似関数を算出するのに用いられる。これと
関連して、特にアナログ／ディジタル変換器が正の変換
領域を有する場合、測定量は、アナログ／ディジタル変
換器の変換領域を可能な限り充分に利用するため、言い
換えるならばアナログ／ディジタル変換器の利用可能な
変換領域をできるだけ無駄にしないために、測定量は正
の値だけを取るべきである。このように、アナログ／デ
ィジタル変換器の可能な変換領域を充分に利用すること
は、電解コンデンサの測定において特に重要である。更
て別の要件として。

補助全信号を可能な限り単純な形態で実現することが挙
げられる。

上述の要件を満足し且つそれに加えて妨害抑圧を最大限
に可能にすると共にマイクロプロセッサ（４）のプログ
ラミングを単純にするために、補助量としては、第３図
に示すような時間変化波形を有する信号を用いるのが有
利である。点線で示しである時間区間は、測定値処理、
即ちマイクロプロセッサ（４）の計算時間並びにアナロ
グ／ディジタル変換器（３）の変換時間に利用すること
ができる。

補助量の上記のような形態に加えて、切換可能な補助量
発生器（５）の出力信号は、追って第２図と関連して詳
述するように、時間離散的及び／または振幅離散的な信
号とすることができる。更に、切櫓可醪な補助量発生器
（５）の場合には補助量は、興なった時間幅及び／また
は異なった振幅を有する矩形・平ルス列から構成するこ
とができる。別の可能性として、切換可能な補助量発生
器（５）の出力信号は、多段階（多レベル）ディジタル
擬似ランダム信号、或いは各測定区間後悔に一定または
可変の期間だけ遮断する場合には多段階（多レベル）デ
ィジタル擬似ランダム信号と類似の変化を示す雑音類似
信号とすることができる。

最後に、上記補助量は、各測定区間後悔に固定または可
変の期間遮断される場合、最小持続期間のｉ々大長を有
する多段階ディジタル擬似雑音信号と同様の時間的変化
波形を有する雑音類似信号から構成することができる。

ｍ個の振幅段階もしくはステップを有する擬似ランダム
ディジタル雑音信号は、ｍ個の振＠景子化段を有する帰
還結合された　Ｉｇｚのシフトレジスタを用いて得るこ
とができる。シフトレジスタの適当な帰還結合により、
最大周期期間（周期長）　ｍｎ−１を有する周期的な擬
似雑音信号が得られる。付加的にｎ回の有意味な最小化
で、最大長及び最小持続期間の擬似ランダムディジタル
雑音信号が得られる。ｍ＝３の場合、即ち３つの振幅段
階の場合に￥：ｊｎ＝２が選択される。

この補助量は、一定の補助量振幅の極性反転及び／また
はターン・オフにより発生することができる。

補助量が間知でない場合には、測定により充分な精度で
求めることができる。

次に第２図に示した容量測定の場合についてのブロック
ダイアダラムを参照し、第３図に示したコンデンサ電流
及びコンデンサ電圧の時間変化波形と関連して、切換可
能な補助量発生器を用いる本発明の方法の適用例に関し
詳細に説明する。第２図に示した回路装置においては、
補助量として、抵抗器（Ｒ４，Ｒ５）及び増幅器（ＯＦ
２　）から々る電圧制御定電流源により発生されるコン
デンサ電流が用いられる。

補助量発生器（５）に含まれている分圧器（Ｒ１）（Ｒ
２）には、アナログ／ディジタル変換器（３）から得ら
れる基準電圧Ｕ□２が印加され、この基準電圧は、振幅
切換回路素子（Ｒ４，Ｒ５）並びにスイッチ（Ｓ４）に
おける電圧（Ｕ１）の振幅が所望の値を取るように分圧
器により分圧される。

該分圧器の２つの抵抗器（Ｒ１，Ｒ２）の接続点は、抵
抗器（Ｒ３）を介して、インバータとして接続されてい
る演算増幅器（ａｐｌ　）の反転入力端に印加され、該
演算増幅器の非反転入力端はアース電位もしくは基準電
位に接続されており、そしてその出力端は抵抗器（Ｒ６
）を介して反転入力端に帰還結合されている。演算増幅
器（ＯＰＩ　）は電圧（Ｕ１）の負の振幅を出力する。

電位計増幅器として接続されている演算増幅器（ＯＦ２
　＞は分圧器に電圧（Ｕ　１　）の正の振幅が印加され
るのを阻止すると共に正の振幅値を出力する。

２つの演算増幅器（ＯＰＩ　、　ＯＦ２　）の出力端は
スイッチ（８１，８２）に接続されている。これらスイ
ッチ（８１１Ｓ２）は、別のスイッチ（Ｓ３）と共に、
アナログスイッチとして構成されている。

これらスイッチはマイクロプロセッサ（４）により先に
述べた制御信号によって制御されて、それにより、電圧
（Ｕ１）並びに電圧制御定電流源（Ｒ４，Ｒ５）及び（
ＯＦ２　）の出力端に発生するコンデンサ電流が第３図
に示しである所望の時間変化波形を取るように制御され
る。振幅切換回路の抵抗器（Ｒ４，Ｒ５）によってコン
デンサ電流の可能な振幅が設定され、そして該振幅はス
イッチ（Ｓ４）により切換することができる。この目的
で、スイッチ（Ｓ４）は、オン状態において殆ど電圧降
下が生じないように第９図または第１０図に示すような
構成で実現するのが有利である。

電圧制御定電流源の演算増幅器（ＯＦ２　）の出力電圧
は、アナログ／ディジタル変換器（３）に供給される。

この場合測定電圧は、コンデンサ電圧ではなく、コンデ
ンサ電圧と演算増幅器（ｏｐ３）のオフセット電圧との
和である。演算増幅器（ＯＰ４）がその線形領域を出な
い限シにおいて上記オフセット電圧は一定であるが、こ
の場合には、該オフセット電圧は未知の容量Ｃｘに対す
る測定結果に対して何等影響を及ぼさない。

アナログ／ディジタル変換器の基漁電圧を、第２図に示
すようなコンデンサ電流の発生に用いる場合にも、同様
にこの電圧の変動は測定結果に対して何等影響を及ぼす
ことはない。

測定対象Ｃｘは、スイッチ（Ｓ５）を介して演算増幅器
（ＯＰ４）の出力端とその反転入力端との間に接続する
ことができる。その他、Ｗ流振幅の測定により測定計器
をを校正するために精密抵抗器（ＲＧ）及び（’ＲＫ）
を演算増幅器（ＯＰ４）の帰還路に接続することもでき
る。

これら精密抵抗器（ＲＧ）及び（ＲＫ）は、各測定前に
測定計器を自動的に校正するために測定計器に内蔵する
ことができる。これにより、温度の影響及び経年変化に
よる構成素子の特性変化の作用を除去して、補助素発生
器（５）の抵抗器（Ｒ１乃至Ｒ５）に対する精度要件を
緩和することができる。

次に、アナログ／ディフタル変換時並びに相互相関相似
関数の計算時に電流を速断する場合において、コンデン
サ電流及びコンデンサ電圧の時間変化波形を参照し、第
２図に示した回路装置の動作態様について説明する。

測定の開始に当たり、被測定コンデンサ電圧は、該コン
デンサに相応の電流・ヤルスを印加することにより小さ
い正の値に設定される。この場合、被測定コンデンサ電
圧は、小さい負のオフセット電流で負の電圧が発生し々
いよってするために「零」には設定されない。被変換電
圧が、アナログ／ディ・ゾタル変換器もしくはＡＤＣの
変換領域を可能々限り充分に利用できるようにするため
に、該電圧の最大値は基準電圧よりも若干小さくすべき
である。この目的で、個々の電流・ぐルスの・４ルス幅
Ｔ人は、被測定容量に適合される。即ち、該容量には。

被測定電圧が基憔電圧の４分の１に達するまで最小パル
ス幅ＴＡ　’　”　”の電流／ｆルスが印加され続ける
。

この電流／４’ルスの数２から時間ＴＡが次式にょシ求
められる。

ＴＡ＝＝ｚ　−ＴＡＷＩＮ　　　　　　　　　　　（１
）このようにして、最大被測定電圧は基準電圧の約７５
係となることが保証される。残りの２５係により妨害を
受けた電圧の測定が可能である。

電流・臂ルスの数２が、測定時間が１秒を上回る程に大
きい場合には、スイッチ（ｓ４）を用いて電流振幅を更
に大きい値に切り換えて、新たに数２を求める。

容量値の検出には、系同定もしくは識別において公知の
次式から出発する。

φｌｕ（τ）＝ｇ（τ）＊φ１１（τ＞　　　　　　　
　　Ｇ２）上式中、φｉｕ（τ）は、コンデンサ電流と
コンデンサ電圧との間における相互相関関数（ＫＫＦ）
であり、ｇ（τ）は重み付は関数（）やルス応答）を聚
し、φｉｔ（τ）はコンデンサ電流の自己相関関数（Ａ
ＫＦ）であり、 （＊）は之たみこみ積分（合成積）を表す。

コンデンサ電流の第２図に実線で示した部分に関する限
りにおいては、ＡＫＦの対象は、正及び負のグイラック
・ノマルス（Ｄｉｒａｃ　Ｉｍｐｕｌｓｅ）の周期的シ
ーケンスである。それに加えて、ＫＫＦが周期的変化を
有し正または同じ大きさの負の値を取ることを考慮する
と、ｇ（τ）と容重との間における公知の関係から次式
が得られる。

負のシフトに対しＫＫＦを求める場合には、コンデンサ
電流の１周期に対応する数の測定値から該シフトを求め
ることができる。即ち、シフトを行うのに別の測定値は
必要とされない。

この場合、ＫＫＦにおける符号切換とＡＫＦ’における
符号切換とは相殺し合う。従って、正のシフトに対する
ＫＫＦを求めるための時間は節約される。

と言９のは、コンデンサ電流は既知と仮定しているから
である。

コンデンサ電流は＋ＩＣ／−Ｉｃ及び零の値しか取るこ
とができないので、相互相関は加算及び減算に帰納する
ことができる。

コンデンサ電流は、１周期にっ−て次式（４）で表すこ
とができる。

工。＝工。・・（１，１，０，１，−１，−１，○、−
１）　件）被測定容量Ｃｘの値は、特にＡＫＦ’の固定
値を保持する定数に０並びに標本化時間ＴＡ及びＫＫＦ
φｘｙ（τ）の値から求めることができる。Ｒσち Ｔ。

ここで述べている実施例においては、容量ｃ行末めるた
めて式（５）において関数φｘｙ（τ）を、シフトφ＝
：１及び３に対する平均値によって置換した。

関数φＸｙ（τ）は次表から求めることができる。

表１：相互相関相似関数 ｘ　（ｔ）　　　　　　　　　ｙ（ｔ＋τ）τ＝０　　
τ＝１　　τ＝２　　τ＝３ＸＯ１１０ｌ ＸＩ　　　　１　　　０　　　１　　−ＩＸ２　　　　
Ｃ）　　　　１　　−１　　−ＩＸ３　　　１　　−１
　　−１　　　０Ｘ４　　−１　　−１　　　０　　−
ＩＸ５　−１　　０−１１ Ｘ６　　　０　　−１　　　１　　　１Ｘ７　　−１　
　　１　　　１　　　０宍１から、φＸｙ（τ）につい
て次式が求められる。

φｘＹ（τ＝Ｏ）＝ＸＯ＋Ｘ１＋Ｘ３−Ｘ４−Ｘ５−Ｘ
７φ、ＣＹ（τ＝１　）　＝ＸＯ＋Ｘ２＋Ｘ７−Ｘ３−
Ｘ４−Ｘ６φｘｙ（τ、＝２　）　＝Ｘ１＋Ｘ６＋Ｘ７
−Ｘ２−Ｘ３−Ｘ５φｘＹ（τ＝３　）　＝ＸＯ＋Ｘ５
＋Ｘ６−ＸＩ−Ｘ２−Ｘ４　　　　　（６）関数φｘｙ
（τ）のこれらの値は相互に等しい。尚。

別のτの値に関して関数φエア（τ）を求めることは省
略する。と言うのは、この関数は周期関数であるからで
ある。

式（６）と関連して表１から明らかなように、値Ｘｉに
重畳することができるオフセットで測定結果が変動する
ことはない。

電圧Ｕ、の２つの振幅が同じ大きさでない場合には、被
測定電圧に積分されるオフセットが生じ、このオフセッ
トは、直接測定すべき量の時間的かつ線形に変化する妨
害成分を表す。この線形部分は、上記表においてＸＩＫ
対しそれぞれ値１・Ｋを加算することにより容易に記述
することができる。

式（６）に対する偏差として次式で示す偏差が求められ
る。

Δφｘｙ（τ＝Ｏ）＝１＋３−４−５−７＝　　　−１
２ΔφＸ丁（τ＝１）＝２＋７−３−４−６＝　　　　
−牛ΔφＸＹＣτ＝２）＝１＋６＋７−２−３−５＝　
　４Δφｘｙ（τ＝３）＝５＋６−１−２−４＝　　　
　４　　　　　　ｍＡＤＣ（アナログ／ディジタル変換
器）のＦｌで表したディジタル化誤差が０乃至＋Ｉ　Ｌ
ＳＨの領域にある場合には１式（６）に対して次式で示
す偏差が生ずる。尚、次式ておいては、ＸＩ　、Ｘ６及
びＸＩ並びにＸ２　、Ｘ３及びＸ５が妨害を受けない場
合に互いに等しいことを前提としている。

Δφｘｙ（τ＝Ｏ）　＝　ＦＯ＋Ｆ１＋Ｆ’３−Ｆ４−
Ｆ５−Ｆ７＝Ｆ’０−Ｆ４Δφｘｙ（τ＝１　）　＝　
ＦＯ＋Ｆ２＋ＦＴ−Ｆ３−Ｆ４−Ｆ６＝ＦＯ−Ｆ４Δφ
８丁（τ＝２）＝Ｆｌ＋Ｆ６＋Ｐ７−Ｆ２−Ｆ３−Ｆ５
Δφｘｒｃτ＝３　）　＝Ｆ’Ｏ＋Ｆ５＋Ｆ’６−Ｆ’
１−Ｆ２−Ｆ４＝Ｆ’０−Ｆ４−　（８）式（８）が示
すように、τ＝０．１．３における誤差は等しく最大＋
／−ＩＬｓＢとなる。τ＝２の場合には、誤差は最大＋
／　−３ＬＳＢと表る。このディジタル化誤差の影響を
最小限度にするために。

線形妨害成分を除去するための平均化は、シフトτ＝１
及びτ＝３における相互相関相似関数の値だけを基にし
て行われる。ディジタル化誤差が＋／−１／２ＬＳＢに
なる場合には、該ディジタル化誤差（量子化誤差）を−
−）−１／　２　ＬＳＢを加えることによりＯ乃至＋ｌ
　ＬＳＢの領域に変換することができる。測定結果に対
する線形有害成分の作用はまた、該成分が時間と共に減
少する特性を有する場合にも同様に除去することができ
る。

本発明による容量測定装置の精度は本質的に、ＡＤＣの
分解能並びに抵抗器の精度によって決定される。測定抵
抗器を用いて較正を行い電流振幅をこの測定抵抗器を用
いて測定する場合には、抵抗器（Ｒ１）乃至（Ｒ６）に
対する高い精度要件は省略することができる。測定抵抗
器は、測定装置を各測定前に自動的に校正するために測
定計器に一体的に組込むことができる。これにより、温
度及び経時に起因する校正素子の変動による影響も除去
される。

本実施例においては、上記のような変動による影響は、
標準容量を用いての校正により補償された。

時間ＴＡにおける誤差は、計算装置のタイミング用に正
確な水晶発振器を使用する場合には無視することができ
る。被測定電圧に、ＡＤＣの変換領域を越える程に大き
い妨害量が重畳されている場合ては、このエラーを求め
、測定を新たに開始する。

介入する妨害量の影響の抑圧並びにオフセットの影響の
排除は、容量測定ばかシではなく、被測定量を適切に形
成された補助量を用いて求める他の総ての測定において
も要求されるので、殆ど総ての電気的量並びに非電気酌
量を測定するための装置に対しては、非常に良好な妨害
抑圧能力を保証しなければならない。更に、オフセット
が積分もしくは累積されるような事例においては、その
結果生ずる線形成分の測定結果に対する影響を排除する
必要がある。

所望のコンデンサ電流を発生するためには、スイッチ（
５１１）乃至（Ｓ３）を、マイクロプロセッサ（４）に
より発生される制御信号を用いて適切な仕方で制御しな
ければならない。それに加えて、容全値を算出するため
に、コンデンサ電圧の測定値とコンデンサ電流の目標値
との関知おける相互相関相似関数を求めなければならな
い。そのために必要とされるソフトウェアは第４図にフ
ローチャートで示しである。この図ておいて、リセット
過程後て、制御プログラムＣＢＥＳＴ　（第４Ａ図）に
より先ず、プログラムＡＢＴＡＳＴ　（第４Ｂ図）が呼
出される。このプログラムＡＢＴＡＳＴにより、コンデ
ンサの放電が開始されると共知、その電圧値が求められ
る。この目的で、プログラムＥＮＴＬＡＤＥＮ（第４Ｃ
図）が呼出される。しかる後に、標本化時間が被測定コ
ンデンサに対し適応化され、設定された測定領域並びに
求められた標本化時間が制御プログラムＣＢＥＳＴ　（
第牛Ａ図）Ｋ対して転送される。

そこでルーチンＫＫＦＣ（第４Ｄ図）が起動されて、こ
のルーチンに、設定された測定領域及び適応化された標
本化時間が引渡される。ルーチンＫＫＦＣは、コンデン
サに所望の電流が流入するように電源を制御し且つアナ
ログ／ディジタル変換を制御する。更に、コンデンサ電
流の目標値と、コンデンサ電圧の測定値との間における
相互相関類似関数が計算で求められる。

相互相関相似関数を１６０個の測定値から求めた後に、
制御プログラムＣＢＥＳＴは、演算プログラムを用いて
容量値を算出する。測定サイクルが新九に開始する前て
、制御プログラムＣＢＦ；ＳＴは容量測定値を出力プロ
グラムに引渡す。該出力プログラムは測定値を表示する
ためのものである。第牛Ａ図に示しである制御プログラ
ムＣＢＥＳＴ　ヲ用イテ、スイッチ（Ｓ１）乃至（Ｓ３
）の位置が制御され、コンデンサ電圧が測定され、容量
値が算出される。

このプロセスを明瞭にするために、該プロセスは制御プ
ログラムとして実行され、本来の機能はサブプログラム
で実行される。

上記サブプログラムの１つは、標本化時間及び容量範囲
を定める第４Ｂ図に示したプログラムＡＢＴＡＳＴから
なる。別の１つのサブプログラムは、容量を放電するだ
めの第４Ｃ図に示したプログラムＥＮＴＬＡＤＥＮｆあ
る。

第４Ｄ図に示したプログラムＫＫＦＣにより、コンデン
サ電流は所望の波形となるように制御され且つ相互相関
相似関数が算出される。他のサブプログラムの図示は省
略した。と言うのはこれらサブプログラムは慣用の減算
、加算、乗算及び除算プログラムであるからである。

９′に５図は、別の実施例として、未知のインダクタン
スＬｘを求めるための回路をブロックダイヤグラムで示
す図である。この回路は、第１図及び第２図のブロック
ダイヤグラムに示した回路と同様に、アナログ／ディジ
タル変換器（３）、マイクロプロセッサ（４）並びに表
示装置（６）を備えている。

補助量発生器（５）は先行の実施例と同様に、分圧器（
Ｒ１，Ｒ２）を備えており、この分圧器には。

アナログ／ディ・ゾタル変換器（３）から導出される基
準電圧Ｕｒｅｆが印加される。第１の演算増幅器（ＯＰ
Ｉ　）の反転入力端は、抵抗器（Ｒ３）を介して、２つ
の分圧抵抗器（Ｒ１，Ｒ２）の接続点て接続されると共
に、抵抗器（Ｒ６）を介して演算増幅器（ＯＰ１）の出
力端に接続されている。第１の演算増幅器の非反転入力
端はアース電位もしくは基部電位に接続されている。第
２の演算増幅器（ＯＰ４）も、第２図に示した回路装置
の場合と同様に、増幅率「１」を有する反転増幅器とし
て接続されており、該増幅器の反転入力端は２つの分圧
抵抗器（Ｒ１，Ｒ２）の接続点に接続されて、その非反
転入力端は出力端に接続されている。アナログスイッチ
として設けられる３つのスイッチ（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３　
）−その内最後に述べたスイッチ（Ｓ３）はアース電位
もしくは基部電位に接続されているーは、マイクロプロ
セッサ（４）により発生される制御信号により既に述べ
た仕方で制御される。

スイッチ（Ｓ１）乃至（Ｓ３）は測定対象Ｌアに接続さ
れており、他の接続端は演算増幅器（ｏｐ３）の反転入
力端に接続されている。演算増幅器（ＯＰ４）の帰還路
にはスイッチ（Ｓ１３）と共に振幅切換回路を形成する
抵抗器（Ｒ１１，Ｒ１２）が設けられている。

抵抗器（Ｒｇ１）及び（Ｒｋ１）は較正用に設けられた
ものである。

相互相関相似関数または相互相関関数の値の特殊計算は
、電荷蓄積性の測定対象の測定においては、測定信号も
しくは直接測定される景が測定誤差を惹起するような線
形成分を含んでいない場合には省略することができる。

抵抗測定においては相互相関相似関数は理想的な場合被
観察領域において「０」には等しくない値だけからなる
ので、関数値の平均化は省略することができる。

ｔｉ、抵抗器、コンデンサ及びインダクタンスからなる
回路の構造が知られている場合には、一般に公知の関係
に基づいて総合抵抗、総合インダクタンス、総合容量並
びに回路のインピーダンスを求めることができる。

回路を電圧及び電流測定に使用する場合には。

測定計器における電圧が既述の特性もしくは波形を有す
るように、被測定直流電圧の極性が切換えられ且つター
ン・オフ制御される。この電圧はそこで、直接アナログ
／ディジタル変換器（３）に供給することができる。非
常に小さい直流電圧または電流を測定するために、被測
定電圧で、抵抗器及び反転積分器を介して積分器の既知
の容量に電流を印加し、次いで、コンデンサ電圧または
該電圧に関連のある電圧をアナログ／ディジタル変換す
ることができる。また被測定電流は直接積分することが
できる。交流電圧の測定は、例えば、整流した後に直流
電圧を測定することにより実施することができる。この
電流測定は、例えば、抵抗器を用いて電圧測定の形態で
行うことができる。

一般に知られているように、電界内の帯電粒子並びに磁
界内の粒子及び磁界中を運動している粒子には成る力が
働く。従って、電界並びに磁界の形態に依存し、これら
場（フィールド）により惹起される効果並びにその結果
導出可能な奇を測定するための装置を実現することが可
能である。

その−例は、磁気−誘導流量測定である。この場合、磁
界は、既述の時間変化に従って制御される。別の適用例
は補助量が電圧及び／″！たけ電界の強さであり、イオ
ン化及び／または分極することができる粒子が、分極、
イオン化（電離）、整流及び／または偏向され、それに
より測定信号もしくは直接的に測定される量として、流
量だ依存する電圧、電荷、有効電力、電界の強さ及び／
または容量変動が現れる流量測定が挙げられる。

例えば幾何学的量成るいは誘電率、比伝導率成るいは透
磁率の変化のような多くの非電気的量は、電界または磁
界の変動従ってまた容量、抵抗またはインダクタンスの
測定を介して求めることができる。本発明による測定方
法は分解能が高く且つ精度が高いので、電界酸るいは磁
界が空間的に（部分的に）センサ素子の外側に位置する
ようにセンサを実現することができる。また、漂遊場の
電気的または磁気的変動を測定効果として利用すること
もできる。

本発明の別の用途は、ホール素子を用いての磁界測定で
ある。この場合、ホール素子を流れる電流を上述の形態
で実現することができるみコリオリス（Ｃｏｒｉｏｌｉ
ｓ）法による流量測定の場合にも、既述の装置を使用す
ることができる。この場合、２つの使用態様が可能であ
る。第１の態様においては、コリオリス力が発生する機
械的振動を上述の時間変化特性を有するようにする。ま
た第２の使用態様においては、力センサを既述の方法に
従って実施することができる。例えば、伸び測定ストリ
ップにおける電流を補助量とし相応の仕方で発生するこ
とができる。勿論、これら２つの使用態様を組合わせる
ことも可能である。

本発明による方法並びに該方法を実施するための装置の
大きな利点は、測定計器を非常に高い精度で簡単に且つ
廉価に実現できることにある。

本発明による装置においては、公知のブリッジ回路の欠
点は生じない。その理由は、第１に補償が要求されない
こと、そして第２に補助量の正弦波変化を使用する必要
がないためである。また、周波数安定化と言う問題は実
際上束じない。その理由は、所要の種々の時間幅は水晶
発振器で正確に定めることができるからである。直接的
に測定すべき号もしくは測定信号においてオフセット及
び／または線形妨害成分が現れる場合には、測定結果に
対するその作用を除去することができる。

このことは、補助量が絶対的に平均値のないものである
必要はないこと、従って補助量発生器を廉価に実現可能
であることを意味する。本発明による方法及び装置の別
の利点は、補助量の振幅を測定対象に対して適応化する
ことができるので長い測定時間が必要とされない点にあ
る。付加的に、漂遊妨害量の測定結果に対する作用を大
きく抑圧することが可能である。

直接測定すべき飛もしくは測定信号に回路自体により惹
起された妨害が生じ、しかも該測定信号が補助量と同じ
変化特性を有する場合でも、測定対象がエネルギー蓄積
性のものである場合には測定結果に誤りが生ずることは
ない。

間接的に測定される量の測定において用いられる測定値
の数が多いことにより、測定時点におけるディジタル化
誤差の作用は平均化によって最小限度に抑えられる。

被測定量の本来の測定はディジタル的に行われるので、
測定計器もしくは装置と測定対象との間における伝導体
の値は、本来の測定前に、事後的に自動的に考慮するこ
とができるように定めて置くことができる。

用いられる構成要素の数は少なく然も汎用されている廉
価な部品であるので、精度が搬送周波数測定ブリッジの
領域にある廉価な測定装置を製作することができる。精
度は殆どアナログ／ディジタル変換器の分解能並びに校
正用抵抗器の精度のみに依存するので、非常に簡単な仕
方で精度を更に高めることができる。

更に、装置は小型化が可能であり従ってセンサ内に組込
むことができる。また、装置にはマイクロプロセッサが
設けられるので、この装置は技術的に高度なセンサ（情
報センサ）での使用に適している。

第６図及び第７図には、インダクタンス及び容量測定用
の簡単な回路装置が示しである。これらの回路装置は、
第２図及び第５図に示した装置と置換することができる
ように設計されている。このためには、アナログ／ディ
ジタル変換器（３）が正並びに負の基準電圧＋ＵＲＥＦ
、　ＵＲＥＰを発生することが要求されるに過ぎない。

この場合には、第１の増幅器（ＯＰＩ）を省略すること
ができる。多くの場合、分圧抵抗器（Ｒ１，Ｒ２）を有
する分圧器は必要とされず、それにより、分離増幅器（
ＯＦ２　）をも省略することができる。

第１図に示した回路装置はインダクタンス測定用てする
ことができる。但しその場合、第１のスそ イツチ（Ｓ１）には正の基醜電圧＋Ｕ□２が、＼して第
３のスイッチ（Ｓ３）には負の基準電圧−ＵＲＩＣＦが
印加される。これら基準電圧は、アナログ／ディジタル
変換器（３）により発生される。第２のスイッチ（Ｓ２
）には、アース電位もしくは基準電位が印加される。

スイッチ（Ｓ１）乃至（Ｓ３）は、先に述べた実施例の
場合と同様にマイクロプロセッサ（４）により発生され
る制御信号で制御されて、対応の電圧をインダクタンス
Ｌｘに印加し、その出力測定信号をアナログ／ディジタ
ル変換器（３）で取込み、マイクロプロセッサ（４）に
供給する。該マイクロプロセッサ（４）は、既述の演算
処理後、測定量を表示製電（６）において表示する。第
６図に示しである抵抗器（Ｒ８）はその場合、電流測定
抵抗器としての働きをなす。

第６図に示した簡略な回路構成と同様に、第７図に示し
た簡略な回路装置を、既述の前提下で、容量測定に用い
ることができる。この場合、測定すべきインダクタンス
ＬＸ及び電流測定抵抗器（Ｒ８）は、抵抗器（Ｒ７）及
び演算増幅器（ＯＰ４）からなる定電流源及び被測定容
量（Ｃｘ）により置換される。

発明の効果 本発明により、任意の測定対象の測定値を、ディジタル
技術を合目的的に用いることにより、少ない費用でしか
も高い精度で求めることができ、その場合特に測定回路
の公差のような測定不正確因子釜びに重畳される妨害量
の測定結果に対する影響、例えばオフセット影響、ドリ
フト等々を除去し、測定結果を直接表示することができ
る測定対象のＩＩＩ！１１定量の測定方法が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、マイクロプロセッサを用いた測定対象の測定
値を測定するための装置をプロックダイヤグラムで示す
図、飢２図は、容量測定用の補助量発生器を詳細に示す
第１図に対応するブロックダイヤグラム、第３図は、第
２図に示した測定架装置を使用しての４倚測定を図解す
るフローチャートを示す図、第５図は、インダクタンス
測定用の補助量発生器を詳細に示す第１図に対応のブロ
ックダイヤグラムを示す図、第６図は、第５図の装置に
よるインダクタンス測定のための簡略化した回路を示す
回路図、第７図は、筆２図に示した容積測定のための簡
略化した回路を示す回路図、第８図は、ブリッジを例え
ば圧電圧力センサに組込むことができるブリッジ電圧測
定用の簡略回路を示す図、第９図は、オン状態において
無視し得る導通電圧を有するアナログスイッチの回路図
。 そして第１Ｏ図は、オン状態において、無視し得る程に
小さい導通電圧を有し信号源に負荷を加えないアナログ
スイッチの回路図である。 １・・・測定対象、２・・・測定検出器、３・・・アナ
ログ／ディジタル変換器、牛・・・マイクロプロセッサ
。 ５・・・補助量発生器、６・・・表示装置、ＯＰ・・・
演算増幅器、Ｒ・・・抵抗器、Ｓ・・・スイッチ、Ｕ・
・・電圧。 第６図 第７図 第８図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、補助量が印加され且つ測定量に対応する直接的に測
   定可能なアナログまたはディジタル測定信号を送出する
   測定値検出器またはセンサ素子と結合されている測定対
   象の測定量を、前記補助量と前記測定信号とを基にして
   測定するための方法において、 前記補助量を、これに擬似ランダム雑音信号の時間変化
   特性を付して、プロセッサ（４）から送出される制御信
   号の制御下で、制御可能な補助量発生器（５）により発
   生されて各測定区間後ごとに設定可能な期間だけ遮断し
   、アナログ測定信号をアナログ／ディジタル変換器（３
   ）を介しディジタル化された測定信号として前記プロセ
   ッサ（４）に供給し、前記既知の補助量に起因する前記
   測定量または測定信号の成分をろ波して、前記補助量に
   起因する測定信号の成分だけから前記測定量を求め、 前記プロセッサ（４）から送出される制御信号を前記測
   定信号で処理して相互相関相似関数を生成し、 前記補助量及び相互相関相似関数の生成を、測定結果に
   対するオフセット量の作用が除去されるようになし、 測定量を求めるのに用いられる相互相関相似関数の値を
   評価処理し、該評価処理を、測定信号に含まれる線形妨
   害成分の、測定結果に対する作用が除去されると共にデ
   ィジタル化誤差の測定結果に対する影響が最小限度に抑
   えられるようになすことを特徴とする測定方法。 ２、測定過程を複数回繰返し、各測定過程から得られる
   測定量を平均化する特許請求の範囲第１項記載の測定方
   法。 ３、補助量は時間的に離散的な量であり且つ／または振
   幅離散的な量である特許請求の範囲第１項または第２項
   記載の測定方法。 ４、補助量は、異なつた時間幅及び／または異なつた振
   幅を有する矩形パルス列からなる特許請求の範囲第１項
   乃至第３項いずれか１項に記載の測定方法。 ５、補助量は、多段階のディジタル擬似ランダム信号の
   時間変化を示す特許請求の範囲第１項乃至第４項いずれ
   か１項に記載の測定方法。 ６、補助量は、多段階のディジタル擬似ランダム雑音信
   号が各測定区間後に設定可能な 期間だけ遮断される場合、該多段階のディジタル擬似ラ
   ンダム雑音信号と類似の時間変化を示す特許請求の範囲
   第１項乃至第５項いずれか１項に記載の測定方法。 ７、補助量は最小持続幅の最大長を有する多段階ディジ
   タル信号、好ましくは３レベル（段階）の擬似ランダム
   信号の時間変化を示す特許請求の範囲第１項乃至第６項
   いずれか１項に記載の測定方法。 ８、補助量は、複周波数の多段階ディジタル信号の時間
   変化を示す特許請求の範囲第１項乃至第７項いずれか１
   項に記載の測定方法。 ９、補助量は、一定の値を発生する補助量発生器（５）
   の極性反転及び／または開閉により発生される特許請求
   の範囲第１項乃至第８項いずれか１項に記載の測定方法
   。 １０、補助量の振幅を、アナログ／ディジタル変換器（
   ３）の基準電圧から求める特許請求の範囲第１項乃至第
   ９項のいずれか１項に記載の測定方法。 １１、容量、インダクタンス及び／または抵抗並びに複
   素インピーダンスの測定に用いられ、補助量は、測定対
   象を流れる電流であり、測定信号は測定対象に発生する
   電圧である特許請求の範囲第１項乃至第１０項のいずれ
   か１項に記載の測定方法。 １２、容量、インダクタンス及び／または抵抗並びに複
   素インピーダンスの測定に用いられ、補助量は、測定対
   象に印加される電圧であり、測定信号は該測定対象を流
   れる電流である特許請求の範囲第１項乃至第１１項のい
   ずれか１項に記載の測定方法。 １３、ブリッジ回路に適用され、測定ブリッジに供給電
   圧を補助量発生器（５）を介して供給して、ブリッジ電
   圧を直接測定すべき量として用いる特許請求の範囲第１
   項乃至第１２項のいずれか１項に記載の測定方法。 １４、使用中の電子回路の一部分である構成素子の測定
   及び／または検査に用いられる特許請求の範囲第１項乃
   至第１３項のいずれかに記載の測定方法。 １５、漏話、電磁結合及び／または電気磁気的整合の測
   定に用いられ、補助量を妨害源の制御または妨害信号と
   して使用し、妨害が及ぼされる回路または妨害が及ぼさ
   れるチャンネルの信号を測定信号として用い、妨害が及
   ぼされる回路または妨害が及ぼされるチャンネルにおけ
   る信号が同様に擬似ランダムな変化を示すようにした特
   許請求の範囲第１項乃至第１４項のいずれか１項に記載
   の測定方法。 １６、電気的及び／または非電気的量、例えば容量性、
   誘導性、抵抗形、磁気的、電気的及び／または光学的測
   定検出器、センサ及び知能センサにおいて、非電気的な
   量、例えば、機械的、物理的または化学的な量及び／ま
   たは電気的量並びに／または長さ、密度、質量、力、温
   度、角度、放射、光、物質の濃度、物質の組成、音波、
   湿度、圧力、膨張、濁度、吸収スペクトル、充填レベル
   、流量またはそれらから導出可能な量の測定に用いられ
   る特許請求の範囲第１項乃至第１５項のいずれか１項に
   記載の測定方法。 １７、補助量が印加され且つ測定量に対応する直接的に
   測定可能なアナログまたはディジタル測定信号を送出す
   る測定値検出器またはセンサ素子と結合されている測定
   対象の測定量を、前記補助量と前記測定信号とを基にし
   て測定する方法を実施するための装置において、 マイクロプロセッサ（４）を有し、その出力端は一方で
   表示装置（６）に接続されると共に、補助量発生器（５
   ）に制御信号を供給するべく他方で該補助量発生器（５
   ）に接続され、前記補助量発生器の出力端に測定対象（
   １）に加えられる補助量を発生し、該測定対象に測定値
   を検出するための測定値検出器またはセンサ素子（２）
   が接続され、前記測定値検出器またはセンサ素子（２）
   の出力端は、測定信号を発生するためにアナログ／ディ
   ジタル変換器（３）の入力端と接続され、前記アナログ
   ／ディジタル変換器（３）の出力端は前記マイクロプロ
   セッサの入力端と接続されたことを特徴とする装置。 １８、補助量発生器が３つのスイッチ（Ｓ１、Ｓ２Ｓ３
   ）を備え、その内第１のスイッチ（Ｓ１）は正の基準電
   圧（＋Ｕ＿ｒ＿ｅ＿ｆ）に、第２のスイッチ（Ｓ２）は
   アース電位または基準電位に、そして第３のスイッチ（
   Ｓ３）は負の基準電圧−Ｕ＿ｒ＿ｅ＿ｆに接続され、前
   記正及び負の基準電圧（＋Ｕ＿ｒ＿ｅ＿ｆ、−Ｕ＿ｒ＿
   ｅ＿ｆ）をアナログ／ディジタル変換器（３）で発生で
   きるようにし、 前記スイッチ（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３）の相互に接続し合わ
   された出力端は、抵抗器（Ｒ７）を介して増幅器（ＯＰ
   ４）の反転入力端と接続されると共に、該増幅器の非反
   転入力端はアースまたは基準電位と接続され、該増幅器
   の出力端は、測定すべき容量（Ｃｘ）を介してその反転
   入力端と接続され、そして前記演算増幅器（ＯＰ４）の
   出力端は前記アナログ／ディジタル変換器（３）の１つ
   の入力端と接続され、前記スイッチ（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３
   ）は、マイクロプロセッサ（４）によつて発生される制
   御信号を用いて制御される特許請求の範囲第１７項記載
   の装置。 １９、補助量発生器は３つのスイッチ（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ
   ３）を有し、その内第１のスイッチ（Ｓ１）は正の基準
   電圧（＋Ｕ＿ｒ＿ｅ＿ｆ）に、第２のスイッチ（Ｓ２）
   はアースまたは基準電位に、そして第３のスイッチ（Ｓ
   ３）は負の基準電圧（−Ｕ＿ｒ＿ｅ＿ｆ）に接続され、
   前記正及び負の基準電圧（＋Ｕ＿ｒ＿ｅ＿ｆ、−Ｕ＿ｒ
   ＿ｅ＿ｆ）をアナログ／ディジタル変換器（３）により
   発生できるようにし、 前記スイッチ（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３）の相互に接続し合わ
   された出力端は、測定すべきインダクタンス（Ｌ＿ｘ）
   を介して増幅器（ＯＰ４）の反転入力端に接続され、該
   増幅器の非反転入力端はケースまたは基準電位と接続さ
   れ、前記増幅器の出力端は抵抗器（Ｒ８）を介してその
   反転入力端に接続され、前記演算増幅器（ＯＰ４）の出
   力端は前記アナログ／ディジタル変換器（３）の入力端
   と接続されて、前記スイッチ（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３）は前
   記マイクロプロセッサ（４）により発生される制御信号
   で制御される特許請求の範囲第１７項記載の装置。 ２０、抵抗器（Ｒ７、Ｒ８）に、非常に小さいターン・
   オン電圧を有するアナログスイッチを 介して別の抵抗器を並列に接続することにより、装置の
   測定範囲を切換できるようにし、前記アナログスイッチ
   を、帰還路に慣用のアナログスイッチ（Ｓ１１）を有す
   る演算増幅器（ＯＰ７）から構成し、該アナログスイッ
   チのオン状態においては、前記演算増幅器（ＯＰ７）の
   非反転入力端に入力信号が印加され、かつ前記慣用アナ
   ログスイッチ（Ｓ１１）は前記演算増幅器（ＯＰ７）の
   帰還路に、閉成時において前記演算増幅器の反転入力端
   に入力信号として前記演算増幅器の出力信号が印加され
   るように接続され、また前記アナログスイッチの開状態
   においては、前記非反転入力端は第２のアナログスイッ
   チ（Ｓ１２）を介してアース電位もしくは基準電位に接
   続され、前記スイッチ（Ｓ１）を開いた時には、前記実
   現されたアナログスイッチの出力信号が入力信号に関係
   なく演算増幅器（ＯＰ７）の反転入力端に印加されるよ
   うにし、他方、スイッチ（Ｓ１０）は入力信号の印加を
   阻止する特許請求の範囲第１８項または第１９項記載の
   装置。 ２１、補助量発生器は３つのスイッチ（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ
   ３）を備え、そのうち第１のスイッチ（Ｓ１）には正の
   基準電圧（＋Ｕ＿ｒ＿ｅ＿ｆ）が印加され、第２のスイ
   ッチ（Ｓ２）にはアース電位もしくは基準電位が印加さ
   れ、そして第３のスイッチ（Ｓ３）には負の基準電圧（
   −Ｕ＿ｒ＿ｅ＿ｆ）が印加され、前記正及び負の基準電
   圧（＋Ｕ＿ｒ＿ｅ＿ｆ、−Ｕ＿ｒ＿ｅ＿ｆ）はアナログ
   ／ディジタル変換器（３）により発生することができ、
   前記スイッチ（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３）の合成出力電圧を測
   定ブリッジに対する供給電圧として用い、ブリッジ電圧
   を、差動増幅器を備えた測定値検出器（２）を介して前
   記アナログ／ディジタル変換器（３）の１つの入力端に
   接続し、スイッチ（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３）を、マイクロプ
   ロセッサ（４）により発生される制御信号で制御するよ
   うにした特許請求の範囲第１７項乃至第２０項のいずれ
   かに記載の装置。 ２２、方法及び／または装置を例えば、アナログ搬送周
   波数測定ブリッジ及び／または測定増幅器に代わるディ
   ジタル代替物として用いる特許請求の範囲第１７項乃至
   第２１項のいずれかに記載の装置。 ２３、非電気的量の電気的測定の場合に、補助量及び／
   または測定量が非電気的量である特許請求の範囲第１７
   項乃至第２２項のいずれかに記載の装置。