JPS6166971A - デジタル抵抗測定装置とその測定方法 - Google Patents
デジタル抵抗測定装置とその測定方法Info
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- JPS6166971A JPS6166971A JP60140095A JP14009585A JPS6166971A JP S6166971 A JPS6166971 A JP S6166971A JP 60140095 A JP60140095 A JP 60140095A JP 14009585 A JP14009585 A JP 14009585A JP S6166971 A JPS6166971 A JP S6166971A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔Ｋ業１−のト１１用分野〕
この発明は、特に温度検知器の抵抗を測定しディジタル
化する方法及び回路に関する。
化する方法及び回路に関する。
この種の徴求の回路は規則的な開放系を備えている。ず
ｊ、ｉわち測定イ１メ１受信器の信号をアナログ／ティ
ンタル変換器（Ａｌ１）変換器）に、この変換器から検
出回路に対するフィードバックないしは帰環か生し／ｆ
い形て送るようになっている。この点はたとえは「マイ
クロボルト測定」（フンクシヤ第１４／１９８３．３７
〜３８頁）で明らかにされており、ここにはたとえば温
度検知器の信１ｊ、 、＆入力することができる充電バ
ランス原理（チャジ平衡、以下ＵＣｈＢＪと略称する）
にバついたＡ／Ｄ変換器の構成手段が記載されている。
ｊ、ｉわち測定イ１メ１受信器の信号をアナログ／ティ
ンタル変換器（Ａｌ１）変換器）に、この変換器から検
出回路に対するフィードバックないしは帰環か生し／ｆ
い形て送るようになっている。この点はたとえは「マイ
クロボルト測定」（フンクシヤ第１４／１９８３．３７
〜３８頁）で明らかにされており、ここにはたとえば温
度検知器の信１ｊ、 、＆入力することができる充電バ
ランス原理（チャジ平衡、以下ＵＣｈＢＪと略称する）
にバついたＡ／Ｄ変換器の構成手段が記載されている。
この０１１Ｂ方式自体はたとえば「エレクトロニック」
１９７４年１２月号、４６９〜４７２頁およびアメリカ
合衆国特許第３，７９０，８８６号明細書により公知で
ある。
１９７４年１２月号、４６９〜４７２頁およびアメリカ
合衆国特許第３，７９０，８８６号明細書により公知で
ある。
また、このような特殊の温度測定回路は、西ドイツ公告
公報第３１２９４７６号および第３１３０４９９号によ
り周知である。
公報第３１２９４７６号および第３１３０４９９号によ
り周知である。
〔発明が解決しようとする問題点１
上記両公報の回路でも、測定値受信器とＡｌ１）変換器
とを備えた開放系を使用している。さらにいずれの場合
にも抵抗の純比率ａｌ！Ｉ定かない。すなわち一方の場
合（第３１２９４７６号）には、基準ないしは測定抵抗
をＡ ／ Ｉ）変換器に接続するスイッチの抵抗を測定
に入れでいる。また他方の場合（第３１３０４９９号）
、測定値のチェ°ｙりに、結果の精度を低ドさせる可能
性のあるコンデンサの容量が入っている。
とを備えた開放系を使用している。さらにいずれの場合
にも抵抗の純比率ａｌ！Ｉ定かない。すなわち一方の場
合（第３１２９４７６号）には、基準ないしは測定抵抗
をＡ ／ Ｉ）変換器に接続するスイッチの抵抗を測定
に入れでいる。また他方の場合（第３１３０４９９号）
、測定値のチェ°ｙりに、結果の精度を低ドさせる可能
性のあるコンデンサの容量が入っている。
この発明は予想される誤差の原因を除去して、特にｌ！
ｎｊ度検知器の実施可能な抵抗測定を高精度でかつ高い
測定値の解析度で行うことができる方法及び回路を提供
することを課題としている。
ｎｊ度検知器の実施可能な抵抗測定を高精度でかつ高い
測定値の解析度で行うことができる方法及び回路を提供
することを課題としている。
この発明によればに記課題を解決するのに適合する回路
は、測定抵抗を充電バランス原理に基づいて動作するＡ
／Ｄ変換器の構成手段にするとともに抵抗回路網の構成
手段にしで、純抵抗測定が可能し、かつ多数の個別値の
積分測定値を解析する回路を設けた構成を採用したので
ある。
は、測定抵抗を充電バランス原理に基づいて動作するＡ
／Ｄ変換器の構成手段にするとともに抵抗回路網の構成
手段にしで、純抵抗測定が可能し、かつ多数の個別値の
積分測定値を解析する回路を設けた構成を採用したので
ある。
この発明はまた、抵抗の大きさに関係するとともに所定
の電圧により規定される電流ｉｘを、抵抗の大きさの尺
度として使用するとともに、荷電バランス原理によって
ディジタル値に変換する当初に述べた類の方法であって
、測定すべき抵抗を流れる電流ｉｘを、ディジタル化を
つかさどる荷電バランス回路によって維持することを特
徴とする方法に関する。
の電圧により規定される電流ｉｘを、抵抗の大きさの尺
度として使用するとともに、荷電バランス原理によって
ディジタル値に変換する当初に述べた類の方法であって
、測定すべき抵抗を流れる電流ｉｘを、ディジタル化を
つかさどる荷電バランス回路によって維持することを特
徴とする方法に関する。
上記概念は特に、測定値受信器とＡ／Ｄ変換器を１閉鎖
」系に併合することを意味している。以下に述べる説明
から明らかなように、Ａ／Ｄ変換器は測定抵抗の配線路
に逆に作用する。この事実は、測定結果を得るための多
数の個別値の積分との関係において、目的とする高い結
果の解析度をもたらす。さらにこの概念には、電圧また
電流に対する高精度の情報がなくてもよいという利点が
ある。すなわち長期の安定性において相当廉価な高精度
な抵抗が必要なだけである。
」系に併合することを意味している。以下に述べる説明
から明らかなように、Ａ／Ｄ変換器は測定抵抗の配線路
に逆に作用する。この事実は、測定結果を得るための多
数の個別値の積分との関係において、目的とする高い結
果の解析度をもたらす。さらにこの概念には、電圧また
電流に対する高精度の情報がなくてもよいという利点が
ある。すなわち長期の安定性において相当廉価な高精度
な抵抗が必要なだけである。
ＣｈＢ変換器のコンパレータを一定の電位に対して作動
させることは普通のことである。しかしこのことは、各
変換の間隔が測定値に関係した種々の長さになるという
ことを示している。したがってコンパレータに周期的な
のこぎり波状電圧を印加する構成が有利である。この構
成例によると、一定の時間間隔の作動が可能であり、こ
の点はディジタル測定値の解析時の利点になる。したが
っ（測定結宋Ｕ）質イ一段と高めるディジタル濾波を簡
ｉｌｌに行うことかできる。
させることは普通のことである。しかしこのことは、各
変換の間隔が測定値に関係した種々の長さになるという
ことを示している。したがってコンパレータに周期的な
のこぎり波状電圧を印加する構成が有利である。この構
成例によると、一定の時間間隔の作動が可能であり、こ
の点はディジタル測定値の解析時の利点になる。したが
っ（測定結宋Ｕ）質イ一段と高めるディジタル濾波を簡
ｉｌｌに行うことかできる。
種々の測定抵抗を検出する必要がある場合には、段数の
測定抵抗間の切換を行うことかできる付加的なスイッチ
を設けるというように回路を発展さ「る。こねによりた
とえば熱流型熱１１計の複数の温度測定部を検出するこ
とができる。
測定抵抗間の切換を行うことかできる付加的なスイッチ
を設けるというように回路を発展さ「る。こねによりた
とえば熱流型熱１１計の複数の温度測定部を検出するこ
とができる。
さらに前記ｂ”法は、時間信号送信回路によって、第１
と第２の部分時間に分割する一定の大きさの時間間隔を
発生し、電流ｉｘを第１の部分時間の間は供給電圧から
導入する一方、第２の部分時間の間は荷電バランス回路
の積分器から部分的に導出し、かつ第１の部分時間の間
同じく供給電圧から導入する電流ｉ、を、コンパレータ
において出力電圧を川明的なのこぎり波状電圧と比較す
る積分器に流し、さらに第１の部分時間の間または第２
の部分時間の間ゲート回路を介して、和が抵抗の大きさ
の尺度を形成する高周波のタイミング（同１ｔｌＩ）パ
ルスを計数・評価（解析）回路に導くとともに、抵抗の
人きさを表示するために多数のタイミングパルスの総和
を評価するように構成することが望ましい。
と第２の部分時間に分割する一定の大きさの時間間隔を
発生し、電流ｉｘを第１の部分時間の間は供給電圧から
導入する一方、第２の部分時間の間は荷電バランス回路
の積分器から部分的に導出し、かつ第１の部分時間の間
同じく供給電圧から導入する電流ｉ、を、コンパレータ
において出力電圧を川明的なのこぎり波状電圧と比較す
る積分器に流し、さらに第１の部分時間の間または第２
の部分時間の間ゲート回路を介して、和が抵抗の大きさ
の尺度を形成する高周波のタイミング（同１ｔｌＩ）パ
ルスを計数・評価（解析）回路に導くとともに、抵抗の
人きさを表示するために多数のタイミングパルスの総和
を評価するように構成することが望ましい。
第１図の概略図は公知の構成を示す。測定すべき抵抗１
０は、センサ回路１２の構成要素である。
０は、センサ回路１２の構成要素である。
発生するアナログ測定信号はＡｌ１）変換器１４ｉと入
る。これにより得られるディジタル測定信号は、ディジ
タル表示装置１８で表示するために、必要があれば修Ｉ
Ｅ後に、回路１６で処理する。この従来の方法では、ア
ナログ測定信号の発生および変形（たとえば増幅）は、
次のディジタル値への変換には無関係である。すなわち
これは開放系である。
る。これにより得られるディジタル測定信号は、ディジ
タル表示装置１８で表示するために、必要があれば修Ｉ
Ｅ後に、回路１６で処理する。この従来の方法では、ア
ナログ測定信号の発生および変形（たとえば増幅）は、
次のディジタル値への変換には無関係である。すなわち
これは開放系である。
この発明の方法はこれと異なっている。この発明では、
ディジタル化した値は、第２図にフィードバックライン
２０で表わしたように、アナログ測定信号の発生と処理
に作用させる。この結果制御系の種類としでは、−開放
系とは違って一増幅器やその他の構成部材がらの乱れ（
開放系においては多数の個別値の積分によっても除去す
ることができない乱れまたは誤差）を抑制する閉鎖系（
１，２’ 、 １４’ 、 ２０ ）を形成している。
ディジタル化した値は、第２図にフィードバックライン
２０で表わしたように、アナログ測定信号の発生と処理
に作用させる。この結果制御系の種類としでは、−開放
系とは違って一増幅器やその他の構成部材がらの乱れ（
開放系においては多数の個別値の積分によっても除去す
ることができない乱れまたは誤差）を抑制する閉鎖系（
１，２’ 、 １４’ 、 ２０ ）を形成している。
第３図はこの実施例の回路構成を図示したものである。
この抵抗回路網は、直列に接続した二つの高精度抵抗Ｒ
６，Ｒ２とこの間の特に高精度である必要のない抵抗Ｒ
，を備えでいる。これらの抵抗に並列に、高精度抵抗に
、と測定抵抗Ｒｍ （この場合には熱計計の温度検知器
）からなる第２列が接続され−０いる。この回路網には
Ｕ。の動作電圧が印加されでいる。またこの回路網の下
部には電流低減手段（差動増幅器Ｖ２＋電界効果トラン
ジスタＴ、 ）が設けられでおり、上部には積分器２
１（差動増幅器Ｖ１．コンデンサＣＩ）が接続されてい
る。Ｒ８と１゛、の間には、ｋ、とＲｍの間または陽梅
とＲｍとの間の電流回路を交互に閉鎖するスイッチＳ１
がある。積分器２１の出力部はコンパレータに、に接続
されており、このコンパレータの第２の人力部はのこぎ
り波状電圧発生器２２（電源２３．コンアンサＣ２＋ス
イツチＳ２ ）につながっている。コンパレータに、の
出力はフリップフロップ２４のＤ入力部に供給され、こ
のフリップフロップはタイミング周波数（時計）に同期
して、スイッチＳ１とゲルト２６を制御する。２８は回
路のデジタル手段で、特にタイミングパルス（インパル
ス）発振器（時計）、のこぎり波状電圧発生器２２用時
間信号送信器（信号ＲＡ Ｒ−ランプリセット）、計数
・計算回路およびディジタル表示装置３０の制御装置を
備えている。適当なプログラム化をしたマイクロコンピ
ュータを形成する中枢部を有するこのディジタル手段２
８は、この発明の構成手段ではなく、公知の構成を有し
でいるので、説明は省略する。
６，Ｒ２とこの間の特に高精度である必要のない抵抗Ｒ
，を備えでいる。これらの抵抗に並列に、高精度抵抗に
、と測定抵抗Ｒｍ （この場合には熱計計の温度検知器
）からなる第２列が接続され−０いる。この回路網には
Ｕ。の動作電圧が印加されでいる。またこの回路網の下
部には電流低減手段（差動増幅器Ｖ２＋電界効果トラン
ジスタＴ、 ）が設けられでおり、上部には積分器２
１（差動増幅器Ｖ１．コンデンサＣＩ）が接続されてい
る。Ｒ８と１゛、の間には、ｋ、とＲｍの間または陽梅
とＲｍとの間の電流回路を交互に閉鎖するスイッチＳ１
がある。積分器２１の出力部はコンパレータに、に接続
されており、このコンパレータの第２の人力部はのこぎ
り波状電圧発生器２２（電源２３．コンアンサＣ２＋ス
イツチＳ２ ）につながっている。コンパレータに、の
出力はフリップフロップ２４のＤ入力部に供給され、こ
のフリップフロップはタイミング周波数（時計）に同期
して、スイッチＳ１とゲルト２６を制御する。２８は回
路のデジタル手段で、特にタイミングパルス（インパル
ス）発振器（時計）、のこぎり波状電圧発生器２２用時
間信号送信器（信号ＲＡ Ｒ−ランプリセット）、計数
・計算回路およびディジタル表示装置３０の制御装置を
備えている。適当なプログラム化をしたマイクロコンピ
ュータを形成する中枢部を有するこのディジタル手段２
８は、この発明の構成手段ではなく、公知の構成を有し
でいるので、説明は省略する。
回路の作動を信号線図に基つぃて説明する。
各測定周期（ランプ）■の始めに、信号ＲＡ Ｒによっ
て、のこぎり波状電圧発生器２２のスイッチＳ２カ所定
の短い時間、（たとえば１６のタイミングパルスの間）
閉じる。この時間のこぎり波状電圧Ｕｃ２は零に下がる
。この場合この電圧は積分器２１の出力電圧Ｕｖ よ
り低くなる。この時コンパレータに１ の出力は論理１
になり、次のタイミンクパルスで７リツプフロツプ２４
を介して一スイツチＳ１を第３図に示す状態にするとと
もに −ゲ−ト２６を開く。
て、のこぎり波状電圧発生器２２のスイッチＳ２カ所定
の短い時間、（たとえば１６のタイミングパルスの間）
閉じる。この時間のこぎり波状電圧Ｕｃ２は零に下がる
。この場合この電圧は積分器２１の出力電圧Ｕｖ よ
り低くなる。この時コンパレータに１ の出力は論理１
になり、次のタイミンクパルスで７リツプフロツプ２４
を介して一スイツチＳ１を第３図に示す状態にするとと
もに −ゲ−ト２６を開く。
このことは
−積分器２１に電流＋１が流れ、これによりその出力電
圧Ｕｖ が直線的に下がるとともに、−測定抵抗Ｒｍを
流れる、該抵抗に比例する電流ｉｘか動作電圧から生じ
、かつ 一タイミングパルスＰかデート２６を通してディジタル
ト段２８の計数回路に達する ことを示している。
圧Ｕｖ が直線的に下がるとともに、−測定抵抗Ｒｍを
流れる、該抵抗に比例する電流ｉｘか動作電圧から生じ
、かつ 一タイミングパルスＰかデート２６を通してディジタル
ト段２８の計数回路に達する ことを示している。
電圧Ｕｖ１かのこきり波電圧［Ｊｃ、、を下回；ｂると
すくに、コンパレータ１（１の出力が論理零になる。
すくに、コンパレータ１（１の出力が論理零になる。
これによりフリップフロップ２４を介して、次のタイミ
ングパルスにより、 一ゲーＩ・２６か閉じ、 一スイツチＳ１か開く。
ングパルスにより、 一ゲーＩ・２６か閉じ、 一スイツチＳ１か開く。
この活用積分器２１は電流’ ＋ ｌ Ｘ （ｊ Ｘ
＞ １ ＋ ）で放電しく電流低減ト段ｖ２．’ｒ、
により積分器２１から電流ｌｘが一部削減される）、周
期′Ｉの終ｒ後にサイクルが信号ＲＡＲにより新しく始
まるまで、出力電圧Ｕｖ１が再び直線的に一■−昇する
。
＞ １ ＋ ）で放電しく電流低減ト段ｖ２．’ｒ、
により積分器２１から電流ｌｘが一部削減される）、周
期′Ｉの終ｒ後にサイクルが信号ＲＡＲにより新しく始
まるまで、出力電圧Ｕｖ１が再び直線的に一■−昇する
。
充電バランスの動作原理は公知である。すなわち平均す
れば積分器２１には、放電されるｍ（電流（ｉ、 −ｉ
、（） −（Ｔ−ｔ ） 、 ｉｘ〉ｉ、）と同し多く
の電荷（電流１１・【）が供給される）。時間【の間に
計数されるタイミングパルスＰは、未知の抵抗Ｒｍの尺
度である。容易に導き出されるように、抵抗Ｒｍの大き
さは式 ％式％） から得られる。すなわちこれは、高精度な抵抗ｋ。
れば積分器２１には、放電されるｍ（電流（ｉ、 −ｉ
、（） −（Ｔ−ｔ ） 、 ｉｘ〉ｉ、）と同し多く
の電荷（電流１１・【）が供給される）。時間【の間に
計数されるタイミングパルスＰは、未知の抵抗Ｒｍの尺
度である。容易に導き出されるように、抵抗Ｒｍの大き
さは式 ％式％） から得られる。すなわちこれは、高精度な抵抗ｋ。
＋ ｋ２ ＋ ｋ３の値と時間Ｔ、【たけからなる純然
たる比率測定である。したがって簡単な方法と１段で、
正確な測定を行うことができる。
たる比率測定である。したがって簡単な方法と１段で、
正確な測定を行うことができる。
精度をさらに向−トさせるとともに結果を所望どおり高
度に解析するために、多くの周期′ｒのタイミングパル
スＰの個別の和を合計した後、マイクロコンピュータに
おいて周知の方式で行う濾波、線形化および丸めの後に
、答として表示装置３゜に送る。
度に解析するために、多くの周期′ｒのタイミングパル
スＰの個別の和を合計した後、マイクロコンピュータに
おいて周知の方式で行う濾波、線形化および丸めの後に
、答として表示装置３゜に送る。
若トの近似ｄ１数値により、
−タイミング周波数（時計）５Ｍ）Ｉｚ−周期’Ｉ’
１ｍｓ （この場合各周期に最大約４０００パルス
を利用することができる） 一各結果ことの周期数：１０００．すなわち生の活用４
００万点、表示範囲（丸め後）４００，０００点 を１１することかできる。
１ｍｓ （この場合各周期に最大約４０００パルス
を利用することができる） 一各結果ことの周期数：１０００．すなわち生の活用４
００万点、表示範囲（丸め後）４００，０００点 を１１することかできる。
これにより範囲が−１００〜＋−２００’で精度が０゜
００１° のディジタル温度計を実現することかできる
。１−記の３１数値（タイミング周波数、周期、各結果
ことの周期数）は事情によって別の範囲にゆ更すること
ができる。
００１° のディジタル温度計を実現することかできる
。１−記の３１数値（タイミング周波数、周期、各結果
ことの周期数）は事情によって別の範囲にゆ更すること
ができる。
第５図は変形例を示したものである。この変形例は、回
路の構成をさらに実用的な不変の形で（ディジタル手段
の制御プログラムのみは対応させる必要がある）、若モ
の付加スイッチによって種々の測定抵抗間の切換を行う
ことができる。
路の構成をさらに実用的な不変の形で（ディジタル手段
の制御プログラムのみは対応させる必要がある）、若モ
の付加スイッチによって種々の測定抵抗間の切換を行う
ことができる。
測定抵抗Ｒｍ３． Ｒｍ４． Ｒｍ５ はスイッチ対
Ｓ３゜＋ Ｓ３１ ＋ Ｓ４０ ＋ ｓ４． ＋ Ｓｓ
ｏ ｌ Ｓ５１ を介して電流低減手段Ｖ２ 、 Ｔ
、につながっている。また高精度４ｒ抵抗に６はスイッ
チ５６ｏｌ ｓ６．を備えており、これによって校正を
行うことができるようになっている（校正の際多くの測
定周期にわたり、時間【に対して所定値を調節する必要
がある）。
Ｓ３゜＋ Ｓ３１ ＋ Ｓ４０ ＋ ｓ４． ＋ Ｓｓ
ｏ ｌ Ｓ５１ を介して電流低減手段Ｖ２ 、 Ｔ
、につながっている。また高精度４ｒ抵抗に６はスイッ
チ５６ｏｌ ｓ６．を備えており、これによって校正を
行うことができるようになっている（校正の際多くの測
定周期にわたり、時間【に対して所定値を調節する必要
がある）。
第５図から明らかなように、測定すべき抵抗に対応する
スイッチ対だけ（たとえば”ｓｏ、Ｓｓｒ＞が閉じ、そ
の他のスイッチはすべて開く。スイッチの抵抗は結果に
影響を及ぼさない。このスイッチの制御はディジタル手
段２８の時間送信回路の信号によって公知の方法で行う
（図示せず）が、この点は相応のプログラミングをした
マイクロコンピュータによって行うことができる。この
変形例の代表的な適用は、たとえば系における多数の温
度測定個所を交互にチェックすることである。
スイッチ対だけ（たとえば”ｓｏ、Ｓｓｒ＞が閉じ、そ
の他のスイッチはすべて開く。スイッチの抵抗は結果に
影響を及ぼさない。このスイッチの制御はディジタル手
段２８の時間送信回路の信号によって公知の方法で行う
（図示せず）が、この点は相応のプログラミングをした
マイクロコンピュータによって行うことができる。この
変形例の代表的な適用は、たとえば系における多数の温
度測定個所を交互にチェックすることである。
デジタル手段２８における解析計算が相当の適合性を有
する場合には、（」二記の例におけるような）時間【も
また時間（Ｔ−ｔ）も、タイミングパルスＰの計数に関
係させることができる。
する場合には、（」二記の例におけるような）時間【も
また時間（Ｔ−ｔ）も、タイミングパルスＰの計数に関
係させることができる。
１効＋１４１
以１詳述した７Ｆうに、この発明では、純抵抗測定かり
能でか−）多数の個別値の積分測定値４解析する回路を
設けたから、温度検出器（））抵抗測定を＾６精瓜でか
１測定値を高解析度で解析することかできる。
能でか−）多数の個別値の積分測定値４解析する回路を
設けたから、温度検出器（））抵抗測定を＾６精瓜でか
１測定値を高解析度で解析することかできる。
第１図は慣用の構成の概要図、
第２図はこの発明に係る構成の概要図、第３図は実施例
の回路図、 第４図は信号線図、 第５図は第：う図の変形例を示す図である。
の回路図、 第４図は信号線図、 第５図は第：う図の変形例を示す図である。
Claims (5)
- （１）測定抵抗（Ｒｍ）を、充電バランス原理に基づい
て作動するアナログ／デジタル変換器の構成手段にする
とともに抵抗回路網の構成手段にし、これにより純抵抗
測定が可能にし、かつ多数の個別値の積分測定値を解析
するための回路２８を設けたことを特徴とする温度検知
器の抵抗を測定しディジタル化する回路。 - （２）アナログ／ディジタル変換器のコンパレータ（Ｋ
＿１）に周期的なのこぎり波状電圧を印加することを特
徴とする特許請求の範囲第１項に記載の温度検知器の抵
抗を測定しディジタル化する回路。 - （３）複数の測定抵抗（Ｒ＿ｍ＿＿３・・・・・・Ｒ＿
ｍ＿＿５）間の切換を行うことができる付加的なスイッ
チ（Ｓ＿３＿０、Ｓ＿３＿１・・・・・・Ｓ＿６＿０、
Ｓ＿６＿１）を設けることを特徴とする特許請求の範囲
第１項または第２項に記載の温度検知器の抵抗を測定し
ディジタル化する回路。 - （４）抵抗の大きさに関係するとともに所定の電圧によ
つて規定される電流ｉｘを、抵抗の大きさの尺度として
使用するとともに、充電バランス原理によつてディジタ
ル値に変換する、特に温度検知器の電気抵抗を測定する
方法であつて、測定すべき抵抗を流れる電流ｉ＿ｘを、
ディジタル化をつかさどる充電バランス回路によつて維
持することを特徴とする温度検知器の抵抗を測定しディ
ジタル化する方法。 - （５）−時間信号送信回路２８によつて、第１と第２の
部分時間に分割する一定の大きさの時間間隔を発生し、 −電流ｉ＿ｘを交互に、 −第１の部分時間の間は供給電圧から導入し、−第２の
部分時間の間は荷電バランス回路の積分器２１から導出
し、 −第１の部分時間の間、同じように供給電圧から導入さ
れる電流ｉ＿１を、コンパレータ（Ｋ＿１）において出
力電圧を周期的なのこぎり波状電圧（Ｖ＿ｃ＿＿２）と
比較する積分器に流し、−第１または第２の部分時間の
間ゲート回路２６を介して、和が抵抗の大きさの尺度を
形成する高周波タイミングパルスを計数・評価回路２８
に導き、 −抵抗の大きさを表示するために、多数のタイミングパ
ルスを評価する ことを特徴とする特許請求の範囲第４項に記載の温度検
知器の抵抗を測定しディジタル化する方法。
Applications Claiming Priority (2)
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