EP0173833A2 - Schaltung und Verfahren zur Messung und Digitalisierung eines Widerstandes - Google Patents

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EP0173833A2 EP85108822A EP85108822A EP0173833A2 EP 0173833 A2 EP0173833 A2 EP 0173833A2 EP 85108822 A EP85108822 A EP 85108822A EP 85108822 A EP85108822 A EP 85108822A EP 0173833 A2 EP0173833 A2 EP 0173833A2
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Mettler Toledo AG
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    • G01K7/22—Measuring temperature based on the use of electric or magnetic elements directly sensitive to heat ; Power supply therefor, e.g. using thermoelectric elements using resistive elements the element being a non-linear resistance, e.g. thermistor
    • G01K7/24—Measuring temperature based on the use of electric or magnetic elements directly sensitive to heat ; Power supply therefor, e.g. using thermoelectric elements using resistive elements the element being a non-linear resistance, e.g. thermistor in a specially-adapted circuit, e.g. bridge circuit
    • G—PHYSICS
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    • G01K—MEASURING TEMPERATURE; MEASURING QUANTITY OF HEAT; THERMALLY-SENSITIVE ELEMENTS NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
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    • G01K1/02—Means for indicating or recording specially adapted for thermometers
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    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
    • H03M1/12—Analogue/digital converters
    • H03M1/50—Analogue/digital converters with intermediate conversion to time interval

Definitions

  • the invention relates to a circuit and a method for measuring and digitizing a resistor, in particular a temperature sensor.
  • the object of the present invention was to provide a circuit and a method with the greatest possible elimination of possible sources of error, with which resistance measurements, in particular of temperature sensors, are possible which are very precise and accessible to a high resolution of measured values.
  • a corresponding circuit is characterized in that the measuring resistor is both a component of an A / D converter working according to the charge equalization principle and also a component of a resistance network in such a way that a pure resistance measurement is made possible and that a circuit for processing an integrated one Measured value from a plurality of individual values is provided.
  • This concept means, among other things, that the transducer and A / D converter are merged into a 'closed' system: As can be seen from the description below, the A / D converter affects the wiring of the measuring resistor. This fact, in conjunction with the integration of several individual values into one measurement result, leads to the desired high result resolution.
  • the present concept has the advantage of not requiring highly precise references for voltage or current; only precision resistors are required, which are much cheaper with comparable long-term stability.
  • the invention further relates to a method of the type mentioned at the outset, in which a current i, which is dependent on the size of the resistor and is determined by a predetermined voltage, is used as a measure of the size of the resistor and is converted into a digital value by means of the charge equalization principle, which is characterized in that is that the current i flowing through the resistance to be measured is maintained by the charge equalization circuit used for digitization.
  • This method is preferably designed in such a way that a timer circuit generates time intervals of constant magnitude, which are divided into a first and a second part-time, that the current i is obtained alternately from a supply voltage during the first part-time and partly from the integrator of the charge-balancing circuit during the second part-time is subtracted that during the first part-time a current i 1, also taken from the supply voltage, flows into the integrator, the output voltage of which is compared in a comparator with a periodic sawtooth voltage, that during the first or the second part-time, high-frequency clock pulses are fed into a counting and evaluation circuit via a gate circuit arrive, the sum of the clock pulses forming a measure of the size of the resistor, and that a plurality of clock pulse sums is evaluated to represent the size of the resistor.
  • FIG. 1 illustrates known arrangements: A resistor 10 to be measured is part of a sensor circuit 12. The generated analog measurement signal goes into an A / D converter 14. The resulting digital measurement signal is transmitted to a circuit 16, if necessary after making corrections. prepared for display in a digital display 18.
  • the generation and conversion (e.g. amplification) of the analog measurement signal is independent of the subsequent conversion into a digital variable, i.e. it is an open system.
  • the digitized variable has an effect on the generation and processing of the analog measurement signal, symbolized in FIG. 2 by a feedback line 20.
  • a closed system (12 ', 14', 20) in the manner of a control loop, which - in contrast to open systems - suppresses faults from amplifiers and other components (faults or errors that cannot be eliminated even by integrating many individual values in open systems!) .
  • FIG. 3 shows the structure of the circuit of an embodiment.
  • a resistor network comprises two precision resistors R and R 2 in series and a resistor R 1 in between , which does not have to be particularly precise.
  • a second row is connected in parallel with these resistors, consisting of a precision resistor R 3 and the measuring resistor R m (in the present case a temperature sensor in a calorimeter).
  • the network is connected to an operating voltage U.
  • a current sink is provided in its lower part (differential amplifier V 2 , field effect transistor T 1 ).
  • An integrator 21 is connected in the upper part (differential amplifier V 1 , capacitor C 1 ). Between .
  • a switch S 1 is provided, which alternately closes either the current path between R3 and R m or between the positive pole and R m .
  • the output of the integrator 20 is followed by a comparator K 1 , the second input of which is connected to a sawtooth voltage generator 22 (current source 23, capacitor C 2 , switch S 2 ).
  • the output of the comparator K 1 is connected to the D input of a flip-flop 24, which controls the switch S 1 and a gate 26 synchronously with the clock frequency.
  • clock clock
  • RAR ramp reset
  • counting and arithmetic circuit the control for a digital display 30.
  • the structure of the dicital part 28, the essential core of which is a suitably programmed microcomputer, is not part of the invention, but is conventionally designed and therefore requires no explanation. The mode of operation of the circuit will now be described with reference to the signal diagram in FIG.
  • the integrator 21 is discharged with the current i 1 - i X (iX> i 1 :) (the current sink V 2 , T 1 draws the current i X partially from the integrator 21), and the output voltage U V1 increases again linearly until the cycle starts again with the signal RAR after the period T has ended.
  • the integrator 21 receives the same amount of charge (current i 1 .t) as withdrawn (current (i 1 - i x ). (Tt) with i X > i 1 ).
  • the clock pulses P counted during the period t are a measure of the unknown resistance R.
  • the size of the resistance R m results from the formula that is, a pure ratio measurement takes place in which only the values of the precision resistors R o , R 2 and R 3 and the time periods T and t occur. An accurate measurement is thus made possible in a simple manner and with simple means.
  • the individual sums of the clock pulses P from a plurality of periods T are added up and then, as is known, filtering and linearization and rounding carried out in the microcomputer, as a result, are transmitted to the display 30 .
  • thermometer in a range from - 100 to + 200 ° could be realized with a resolution of 0.001 °.
  • FIG. A variant is presented in FIG. If the structure of the circuit is practically unchanged (only the control programs in the digital part have to be adapted accordingly), it allows switching between different measuring resistors by inserting a few additional switches.
  • Three M es sw id resistors Rm 31 R m4 and R m5 are each via a pair of switches S 30 ' S 31 and S 40 .
  • a precision resistor R 6 with switches S 60 , S 61 is provided, with the aid of which a calibration can be carried out (during the calibration, a predetermined value for the time period t should be established over a plurality of measuring periods (ramps)).
  • both the time t (as in the example above) and the time (T - t) can be used to count the clock pulses P.

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Abstract

Es wird eine Schaltung sowie ein Verfahren zur Messung und Digitalisierung von Widerständen beschrieben. Dabei ist der Messwiderstand (Rm) sowohl Bestandteil eines nach dem Ladungsausgleichsprinzip arbeitenden A/D-Wandlers als auch Bestandteil eines Widerstandsnetzwerkes, so, dass eine reine Widerstandsmessung stattfindet, wobei ferner eine Schaltung (28) zur Aufbereitung eines integrierten Messwertes aus einer Mehrzahl von Einzelwerten vorgesehen ist.
Die vorliegende Methode ermöglicht hochgenaue Widerstandsmessungen mit hoher Resultatauflösung in einer Grössenordnung von 105 Punkten.
Anwendung der beschriebenen Methode insbesondere zur Temperaturerfassung, beispielsweise in Kalorimetern oder in Präzisionswaagen, aber auch für andere Widerstandsmessungen.

Description

  • Die Erfindung betrifft eine Schaltung und ein Verfahren zur Messung und Digitalisierung eines Widerstandes, insbesonders eines Temperaturfühlers.
  • Konventionelle Schaltungen dieser Art umfassen regelmässig offene Systeme, das heisst, dem Analog-/Digital-Wandler (A/D-Wandler) wird das Signal eines Messwertaufnehmers zugeführt, ohne dass eine Rückkupplung bzw. Rückführung vom Wandler zur Sensorschaltung stattfindet. Dies wird beispielsweise deutlich im Artikel 'Mikrovolt messen'(Funkschau 14/1983, S.37/ 38), in welchem ein A/D-Wandler-Baustein nach dem Ladungsausgleichsprinzip (Charge Balancing, im folgenden kurz ChB genannt) beschrieben ist, an dessen Eingang das Signal beispielsweise eines Temperaturfühlers gelegt werden kann. Das ChB-Verfahren selbst ist bekannt z.B. aus 'Elektronik', Heft 12/1974, Seiten 469-472, und der US-fatentschrift 3,790,886. Spezielle Temperaturmessschaltungen dieser Art sind bekannt aus den deutschen Offenlegungsschriften 31 29 476 sowie 31 30 499. Beide verwenden ebenfalls ein 'offenes' System aus Messwertaufnehmer und A/D-Wandler. Darüber hinaus liegen in beiden Fällen keine reinen Verhältnismessungen von Widerständen vor: Im einen Fall gehen die Widerstände der Schalter, welche den Referenz- bzw. den Messwiderstand an den A/D-Wandler anschalten, in die Messung ein (31 29 476). Im anderen Fall (31 30 499) ist es die Kapazität eines Kondensators, die in die Messwertermittlung eingeht und die Genauigkeit des Ergebnisses zu beeinträchtigen vermag.
  • Die vorliegende Erfindung hatte sich die Aufgabe gestellt, unter weitestgehender Ausschaltung möglicher Fehlerquellen eine Schaltung und ein Verfahren bereitzustellen, mit denen sehr präzise und einer hohen Messwertauflösung zugängliche Widerstandsmessungen, insbesondere von Temperaturfühlern, möglich sind.
  • Gemäss der Erfindung ist hierzu eine entsprechende Schaltung dadurch gekennzeichnet, dass der Messwiderstand sowohl Bestandteil eines nach dem Ladungsausgleichsprinzip arbeitenden A/D-Wandlers als auch Bestandteil eines Widerstandsnetzwerkes ist, dergestalt, dass eine reine Widerstandsmessung ermöglicht wird, und dass eine Schaltung zur Aufbereitung eines integrierten Messwertes aus einer Mehrzahl von Einzelwerten vorgesehen ist. Dieses Konzept bedeutet u.a., dass Messwertaufnehmer und A/D-Wandler zu einem 'geschlossenen' System verschmolzen sind: Wie anhand der weiter unten folgenden Beschreibung deutlich wird, wirkt der A/D-Wandler auf die Beschaltung des Messwiderstandes zurück. Diese Tatsache, in Verbindung mit der Integration mehrerer Einzelwerte zu einem Messergebnis, bewirkt die angestrebte hohe Resultatauflösung. Ausserdem hat das vorliegende Konzept den Vorteil, ohne hochgenaue Referenzen für Spannung bzw. Strom auszukommen; es werden lediglich Präzisionswiderstände benötigt, welche bei vergleichbarer Langzeitstabilität wesentlich billiger sind.
  • Es ist üblich, den Komparator eines ChB-Wandlers gegen ein festes Potential arbeiten zu lassen. Dies würde jedoch bedeuten, dass die einzelnen Wandlungsintervalle unterschiedliche Längen abhängig vom Messwert hätten. Es wird daher eine Ausbildung bevorzugt, bei der der Komparator an eine periodische Sägezahnspannung geschaltet ist. Diese Ausfüh- rungsform erlaubt das Arbeiten mit festen zeitlichen Intervallen, was wiederum Vorteile bei der Aufbereitung des digitalen Messwertes hat. So ist eine die Qualität des Messergebnisses weiter verbessernde digitale Filterung einfacher möglich.
  • Für Fälle, in denen verschiedene Messwiderstände erfasst werden sollen, sieht eine Weiterbildung der Schaltung vor, dass zusätzliche Schalter vorgesehen sind, die ein Umschalten zwischen mehreren Messwiderständen erlauben. Damit könnten beispielsweise mehrere Temperaturmessstellen in einem Wärmeflusskalorimeter erfasst werden.
  • Die Erfindung betrifft ferner ein Verfahren der eingangs genannten Art, bei welchem ein von der Grösse des Widerstandes abhängiger, von einer vorgegebenen Spannung bestimmter Strom i als Mass für die Grösse des Widerstandes verwendet und mittels des Ladungsausgleichsprinzips in einen digitalen Wert gewandelt wird, welches dadurch gekennzeichnet ist, dass der den zu messenden Widerstand durchfliessende Strom i von der zur Digitalisierung dienenden Ladungsausgleichsschaltung aufrechterhalten wird.
  • Vorzugsweise ist dieses Verfahren so ausgestaltet, dass eine Zeitgeberschaltung zeitliche Intervalle konstanter Grösse erzeugt, die in eine erste und eine zweite Teilzeit aufgeteilt werden, dass der Strom i alternierend während der ersten Teilzeit von einer Speisespannung bezogen und während der zweiten Teilzeit teilweise vom Integrator der Ladungsausgleichsschaltung abgezogen wird, dass während der ersten Teilzeit ein ebenfalls von der Speisespannung bezogener Strom i1 in den Integrator fliesst, dessen Ausgangsspannung in einem Komparator mit einer periodischen Sägezahnspannung verglichen wird, dass während der ersten oder der zweiten Teilzeit über eine Torschaltung hochfrequente Taktimpulse in eine Zähl- und Auswerteschaltung gelangen, wobei die Summe der Taktimpulse ein Mass für die Grösse des Widerstandes bildet, und dass für die Darstellung der Grösse des Widerstandes eine Mehrzahl von Taktimpulssummen ausgewertet wird.
  • Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nachstehend anhand der Zeichnungen erläutert. In den Zeichnungen ist
    • Figur 1 eine schematische Darstellung der konventionellen Anordnungen,
    • Figur 2 eine schematische Darstellung der Anordnung gemäss der Erfindung,
    • Figur 3 ein Schaltbild des Ausführungsbeispiels,
    • Figur 4 ein Signaldiagramm, und
    • Figur 5 eine Variante zu Figur 3.
  • Das Schema der Figur 1 veranschaulicht bekannte Anordnungen: Ein zu messender Widerstand 10 ist Bestandteil einer Sensorschaltung 12. Das erzeugte analoge Messsignal gelangt in einen A/D-Wandler 14. Das resultierende digitale Messsignal wird in einer Schaltung 16, gegebenenfalls nach Vornahme von Korrekturen, zur Darstellung in einer Digitalanzeige 18 aufbereitet. Bei der konventionellen Methode ist die Erzeugung und Umformung (z.B. Verstärkung) des analogen Messsignals unabhängig von der anschliessenden Wandlung in eine digitale Grösse, d.h. es handelt sich um ein offenes System.
  • Anders gemäss der Erfindung. Hier wirkt die digitalisierte Grösse auf die Erzeugung und Aufbereitung des analogen Messsignals zurück, symbolisiert in Figur 2 durch eine Rückführungsleitung 20. Es ergibt sich ein geschlossenes System (12', 14', 20) nach Art eines Regelkreises, welches - im Gegensatz zu offenen Systemen - Störungen aus Verstärkern und anderen Bauteilen unterdrückt (Störungen bzw. Fehler, die auch durch Integration vieler Einzelwerte in offenen Systemen nicht ausgeschaltet werden können!).
  • Figur 3 zeigt den Aufbau der Schaltung eines Ausführungsbeispiels. Ein Widerstandsnetzwerk umfasst in Reihe zwei Präzisionswiderstände R und R2 und dazwischen einen Widerstand R1, der nicht besonders genau sein muss. Parallel zu diesen Widerständen ist eine zweite Reihe geschaltet, bestehend aus einem Präzisionswiderstand R3 und dem Messwiderstand Rm (im vorliegenden Fall ein Temperaturfühler in einem Kalorimeter). Das Netzwerk liegt an einer Betriebsspannung U . In seinem unteren Teil ist eine Stromsenke vorgesehen (Differenzverstärker V2, Feldeffekttransistor T1). Im oberen Teil ist ein Integrator 21 angeschlossen (Differenzverstärker V1, Kondensator C1). Zwischen .R3 und T1 ist ein Schalter S1 vorgesehen, der alternierend entweder den Strompfad zwischen R3 und Rm oder zwischen dem Pluspol und Rm schliesst. Dem Ausgang des Integrators 20 ist ein Komparator K1 nachgeschaltet, dessen zweiter Eingang an einem Sägezahnspannungsgenerator 22 liegt (Stromquelle 23, Kondensator C2, Schalter S2). Der Ausgang des Komparators K1 ist an den D-Eingang eines Flipflop 24 geführt, welches synchron zur Taktfrequenz (clock) den Schalter S1 und ein Tor 26 steuert. Mit 28 ist der Digitalteil der Schaltung bezeichnet, welcher u.a. einen Oszillator für die Taktimpulse (clock), einen Zeitgeber für den Sägezahnspannungsgenerator 22 (Signal RAR = ramp reset), eine Zähl- und Rechenschaltung sowie die Ansteuerung für eine Digitalanzeige 30 umfasst. Der Aufbau des Dicitalteils 28, dessen wesentlichen Kern ein entsprechend programmierter Mikrocomputer bildet, ist nicht Bestandteil der Erfindung, sondern konventionell gestaltet und bedarf daher keiner Erläuterung. Anhand des Signaldiagramms der Figur 4 sei nun die Arbeitsweise der Schaltung beschrieben.
  • Zu Beginn einer einzelnen Messperiode (Rampe) T wird mit dem Signal RAR der Schalter S2 des Sägezahngenerators 22 für eine festgelegte kurze Zeitspanne geschlossen (z.B. 16 Taktimpulse). In dieser Zeitspanne sinkt die Sägezahnspannung UC2 auf Null ab. Dabei unterschreitet sie die Ausgangsspannung UV1 des Integrators 21. In diesem Moment kippt der Ausgang des Komparators K1 auf logisch Eins und bringt über das Flipflop 24 mit dem nächsten Taktimpuls
    • - den Schalter S1 in die in Figur 3 gezeichnete Stellung, und
    • - öffnet das Tor 26.
  • Dies bedeutet, dass
    • - in den Integrator 21 ein Strom i1 fliesst, so dass dessen Ausgangsspannung UV1 linear abfällt,
    • - der den Messwiderstand R durchfliessende, diesem proportionale Strom i von der Betriebsspannung gezogen wird, und
    • - Taktimpulse P durch das Tor 26 in die Zählschaltung des Digitalteils 28 gelangen.
  • Sobald die Spannung UV1die Sägezahnspannung UC2 unterschreitet, kippt der Ausgang des Komparators R1 auf logisch Null. Dies bewirkt über den Flipflop 24, dass auf den nächsten Taktimpuls
    • - das Tor 26 geschlossen und
    • - der Schalter S1 umgeschaltet wird.
  • Nun wird der Integrator 21 mit dem Strom i1 - iX (iX > i1:) entladen (die Stromsenke V2, T1 zieht den Strom iX teilweise aus dem Integrator 21 ab), und die Ausgangsspannung UV1 steigt wieder linear an, bis der Zyklus nach Abschluss der Periode T mit dem Signal RAR reu beginnt.
  • Man erkennt das Funktionsprinzip des charge balancing: Im Mittel wird dem Integrator 21 gleich viel Ladung zugeführt (Strom i1.t) wie entzogen (Strom (i1 - ix).(T-t) mit iX>i1).
  • Die während der Zeitspanne t gezählten Taktimpulse P sind ein Mass für den unbekannten Widerstand R . Wie sich leicht ableiten lässt, ergibt sich die Grösse des Widerstandes Rm aus der Formel
    Figure imgb0001
    das heisst, es findet eine reine Verhältnismessung statt, in der nur die Werte der Präzisionswiderstände Ro, R2 und R3 sowie die Zeitabschnitte T und t vorkommen. Auf einfache Weise und mit einfachen Mitteln wird also eine genaue Messung ermöglicht.
  • Zur weiteren Verbesserung der Genauigkeit und zur Erzielung der gewünschten hohen Auflösung des Ergebnisses werden die Einzelsummen der Taktimpulse P aus einer Mehrzahl von Perioden T aufsummiert und anschliessend, nach in bekannter Manier im Mikrocomputer vorgenommener Filterung'und Linearisierung sowie Rundung, als Resultat zur Anzeige 30 übermittelt.
  • Einige approximative Zahlenwerte mögen zur Verdeutlichung beitragen:
    • - Taktfrequenz (clock) 5 MHz
    • - Periode T 1 ms (wobei maximal nutzbar ca. 4.000 Impulse je Periode)
    • - Anzahl Perioden je Resultat: 1.000, d.h. Rohergebnis 4 Millionen Punkte, Anzeigeumfang (nach Rundung) 400.000 Punkte.
  • Damit konnte z.B. ein digitales Thermometer in einem Bereich von - 100 bis + 200° mit einer Auflösung von 0,001° realisiert werden.
  • Es versteht sich, dass die genannten Zahlenwerte (Taktfrequenz, Periodendauer, Anzahl Perioden je Resultat) je nach den Gegebenheiten in einem weiten Rahmen variiert werden können.
  • In Figur 5 ist eine Variante vorgestellt. Sie erlaubt bei im übrigen praktisch unverändertem Aufbau der Schaltung (lediglich die Steuerprogramme im Digitalteil müssen entsprechend angepasst werden) durch Einfügen einiger zusätzlicher Schalter ein Umschalten zwischen verschiedenen Messwiderständen.
  • Drei Messwiderstände Rm31 Rm4 und Rm5 sind über je ein Schalterpaar S30' S31 bzw. S40. S41 bzw.S50, S51 mit der Stromsenke V2, T1 verknüpft. Zusätzlich ist ein Präzisionswiderstand R6 mit Schaltern S60, S61 vorgesehen, mit dessen Hilfe eine Kalibrierung vorgenommen werden kann (bei der Kalibrierung soll sich über eine Mehrzahl von Messperioden (Rampen) ein vorgegebener Wert für die Zeitspanne t einstellen).
  • Wie in Figur 5 ersichtlich, ist jeweils nur dasjenige Schalterpaar geschlossen (z.B. S30' S31) das zum gerade zu messenden Widerstand gehört; alle anderen Schalter sind offen. Die Widerstände der Schalter bleiben ohne Einfluss auf das Resultat. Die Schaltersteuerung wird in bekannter Weise durch Signale der Zeitgeberschaltung des Digitalteils 28 vorgenommen (nicht gezeichnet), was durch entsprechendes Programmieren des Mikrocomputers geschehen kann. Ein typischer Anwendungsfall dieser Variante wäre z.B. die abwechselnde Erfassung mehrerer Temperaturmessstellen in einem System.
  • Bei entsprechender Anpassung der Auswerterechnungen im Digitalteil 28 können sowohl die Zeit t (wie im obigen Beispiel) als auch die Zeit (T - t) zur Zählung der Taktimpulse P herangezogen werden.

Claims (5)

1. Schaltung zur Messung und Digitalisierung eines Widerstandes, insbesondere eines Temperaturfühlers, dadurch gekennzeichnet, dass der Messwiderstand (Rm ) sowohl Bestandteil eines nach dem Ladungsausgleichsprinzip arbeitenden A/D-Wandlers als auch Bestandteil eines Widerstandsnetzwerkes ist, dergestalt, dass eine reine Widerstandsmessung ermöglicht wird, und dass eine Schaltung (28) zur Aufbereitung eines integrierten Messwertes aus einer Mehrzahl von Einzelwerten vorgesehen ist.
2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Komparator (K1) des A/D-Wandlers an eine periodische Sägezahnspannung (UC2) geschaltet ist.
3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass zusätzliche Schalter (S30, S31..S60, S61) vorgesehen sind, die ein Umschalten zwischen mehreren Messwiderständen .(Rm3...Rm5) erlauben.
4. Verfahren zur Messung eines elektrischen Widerstandes, insbesondere eines Temperaturfühlers, bei welchem ein von der Grösse des Widerstandes abhängiger, von einer vorgegebenen Spannung bestimmter Strom i als Mass für die Grösse des Widerstandes verwendet und mittels des Ladungsausgleichsprinzips in einen digitalen Wert gewandelt wird, dadurch gekennzeichnet, dass der den zu messenden Widerstand (R ) durchfliessende Strom ix von der zur Digitalisierung dienenden Ladungsausgleichsschaltung aufrechterhalten wird.
5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet,
- dass eine Zeitgeberschaltung (28) zeitliche Intervalle konstanter Grösse erzeugt, die in eine erste und eine zweite Teilzeit aufgeteilt werden,
- dass der Strom i alternierend
- während der ersten Teilzeit von einer Speisespannung bezogen und
- während der zweiten Teilzeit teilweise vom Integrator (21) der Ladungsausgleichsschaltung abgezogen wird,
- dass während der ersten Teilzeit ein ebenfalls von der Speisespannung bezogener Strom i1 in den Integrator fliesst, dessen Ausgangsspannung in einem Komparator (K1) mit einer periodischen Sägezahnspannung (UC2) verglichen wird,
- dass während der ersten oder der zweiten Teilzeit über eine Torschaltung (26) hochfrequente Taktimpulse in eine Zähl- und Auswerteschaltung (28) gelangen, wobei die Summe der Taktimpulse ein Mass für die Grösse des Widerstandes bildet, und
- dass für die Darstellung der Grösse des Widerstandes eine Mehrzahl von Taktimpulssummen ausgewertet wird.
EP85108822A 1984-09-06 1985-07-15 Schaltung und Verfahren zur Messung und Digitalisierung eines Widerstandes Expired - Lifetime EP0173833B1 (de)

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CH4254/84A CH665027A5 (de) 1984-09-06 1984-09-06 Verfahren zur messung und digitalisierung eines widerstandes und schaltung zur durchfuehrung des verfahrens.
CH4254/84 1984-09-06

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EP0173833A2 true EP0173833A2 (de) 1986-03-12
EP0173833A3 EP0173833A3 (en) 1988-03-23
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EP (1) EP0173833B1 (de)
JP (1) JPS6166971A (de)
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