JPS622752A - 遅延検波回路 - Google Patents
遅延検波回路Info
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- JPS622752A JPS622752A JP60142188A JP14218885A JPS622752A JP S622752 A JPS622752 A JP S622752A JP 60142188 A JP60142188 A JP 60142188A JP 14218885 A JP14218885 A JP 14218885A JP S622752 A JPS622752 A JP S622752A
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- Japan
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- signal
- output
- multiplier
- series
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
「産業上の利用分野」
この発明はディジタル信号により搬送波をn相位相変調
したディジタル位相変調波を、そのディジタル信号のク
ロック周期の整数倍に相当する時間遅延しにものと遅延
しないものとを乗算してディジタル位相調級を復==す
る遅延検波回路に関する。
したディジタル位相変調波を、そのディジタル信号のク
ロック周期の整数倍に相当する時間遅延しにものと遅延
しないものとを乗算してディジタル位相調級を復==す
る遅延検波回路に関する。
「従来の技術」
遅延検波回路ではディジタル信号の1立退速度(クロッ
ク周波数)が遅くなるに伴って前記クロック周期の整数
倍相当の時間だけ遅延する遅延器の遅延時間長が長くな
り、無線回線の周波数変換器の局部発振器で生じる周波
数変動により遅延器で大きな位相誤差が生じる。この位
相誤差は遅延検波された出力信号の振幅全低下させ、符
号誤り率を悪化させる原因となる。特に数GH2Ia上
の高い頷線椴送波を用いろ無線システムで、(分送速度
が数百bpsの低速度の信号伝送を行う場合、遅延検波
回路とは別に高精度の周波数変動補正回路が必要となり
、それだけ灯線機が高価となる欠点があった。
ク周波数)が遅くなるに伴って前記クロック周期の整数
倍相当の時間だけ遅延する遅延器の遅延時間長が長くな
り、無線回線の周波数変換器の局部発振器で生じる周波
数変動により遅延器で大きな位相誤差が生じる。この位
相誤差は遅延検波された出力信号の振幅全低下させ、符
号誤り率を悪化させる原因となる。特に数GH2Ia上
の高い頷線椴送波を用いろ無線システムで、(分送速度
が数百bpsの低速度の信号伝送を行う場合、遅延検波
回路とは別に高精度の周波数変動補正回路が必要となり
、それだけ灯線機が高価となる欠点があった。
「問題点を解決するための手段」
この発明によれば入力信号波を互に直交する搬送波で乗
算し、この出力である互に直交する2つの信号波の位相
を、遅延検波した復調信号を利用して制御し、遅延検波
用の遅延器で生じる位(目誤差を小さくする。すなわち
この発明では入力ディジタル位相変調αは第1、第2の
乗算器へ供給され、第1、第20乗詠器にはそれぞれ局
部発振器の出力、その出力乞π/2移相したものがそれ
ぞれ供給され、これら乗算器から互に直交する搬送波の
2つつ系列の信号が得られる。これら2系列の信号は位
相閂]御部で位相5・)1・旬されて遅延検波部へ供給
される。遅延器を支部ではその2系列の信号が遅延検波
され、その1つは復調出力とされる。
算し、この出力である互に直交する2つの信号波の位相
を、遅延検波した復調信号を利用して制御し、遅延検波
用の遅延器で生じる位(目誤差を小さくする。すなわち
この発明では入力ディジタル位相変調αは第1、第2の
乗算器へ供給され、第1、第20乗詠器にはそれぞれ局
部発振器の出力、その出力乞π/2移相したものがそれ
ぞれ供給され、これら乗算器から互に直交する搬送波の
2つつ系列の信号が得られる。これら2系列の信号は位
相閂]御部で位相5・)1・旬されて遅延検波部へ供給
される。遅延器を支部ではその2系列の信号が遅延検波
され、その1つは復調出力とされる。
この2系列の遅延検波出力は制御信号抽出部へ供給され
、制御信号抽出部はその2系列の遅延検波出力から位相
変調分を除去して2系列間の位相誤差を検出して制御信
号を作り、その制御信号により前記位↑1制御部を制御
して、搬送波間仮数の変動に基づく検改出力の位相誤差
を低減するようにする。つまりこ0発明では遅延検波部
の遅延器で発生する搬送5.問a数変動に基づく位相誤
差を。
、制御信号抽出部はその2系列の遅延検波出力から位相
変調分を除去して2系列間の位相誤差を検出して制御信
号を作り、その制御信号により前記位↑1制御部を制御
して、搬送波間仮数の変動に基づく検改出力の位相誤差
を低減するようにする。つまりこ0発明では遅延検波部
の遅延器で発生する搬送5.問a数変動に基づく位相誤
差を。
遅延検波部へ入力子るディジタル位相変調波の位相を制
御して押圧する。
御して押圧する。
「実施例」
第1図はこの発明の実施例を示す。信号入力端子11か
らのディジタル位相変調波S (t)は2つの系列の乗
算512a、12bへ供給される。局部発振器13から
の局部信号L2 (t)は乗算器12bへ直接供給され
ると共にπ/2移相器14でπ/2位相がずらされ、信
号L2 (t)として乗算器12aへ供給される。乗算
器12a 、12bの各出力はそれぞれ低域通過フィル
タ15a、15bを通じて位31制御部16へ供給され
る。以下ではディジタル位相変調波S (t)として2
相位相変調波を対架として説明する。2相位相変調波S
(t)は一般に次式のように表わせる。
らのディジタル位相変調波S (t)は2つの系列の乗
算512a、12bへ供給される。局部発振器13から
の局部信号L2 (t)は乗算器12bへ直接供給され
ると共にπ/2移相器14でπ/2位相がずらされ、信
号L2 (t)として乗算器12aへ供給される。乗算
器12a 、12bの各出力はそれぞれ低域通過フィル
タ15a、15bを通じて位31制御部16へ供給され
る。以下ではディジタル位相変調波S (t)として2
相位相変調波を対架として説明する。2相位相変調波S
(t)は一般に次式のように表わせる。
5(t) = m (ωct+Δωt+θKt) )た
だしωc(=2rfc)は搬送波の公称中心角周波数、
Δω)よ角周洩数変動散、Xl)は時間間隔T毎に0ま
たはπの値をとるディジタル変調信号である。
だしωc(=2rfc)は搬送波の公称中心角周波数、
Δω)よ角周洩数変動散、Xl)は時間間隔T毎に0ま
たはπの値をとるディジタル変調信号である。
乗算器12a、12bに入力される局部信号L+ (t
) 、L2 (t) y式(2)とすると、乗算器12
a。
) 、L2 (t) y式(2)とすると、乗算器12
a。
12b、低域通過フィルタ15a、15b¥経由した出
力波A+ (t) 、 A2(gは式(3)のようにな
る。
力波A+ (t) 、 A2(gは式(3)のようにな
る。
L、 (t)= 2帽ω。1+φ> 、 R2(t)=
2(ロ)(ωC1+φ)・・・・・・・・・(2) AI(t)=を幀Δωを十〇(1)−φ)A2(t)=
5X11(Δωt+6(1)−φ) ・・
・・・−= (3)ただしφは局部発振器13の切貼位
相である。
2(ロ)(ωC1+φ)・・・・・・・・・(2) AI(t)=を幀Δωを十〇(1)−φ)A2(t)=
5X11(Δωt+6(1)−φ) ・・
・・・−= (3)ただしφは局部発振器13の切貼位
相である。
位相制御部16に入力された信号A、 (t) 、 A
2(t)は制御信号抽出部17からの制御信号により位
相が制御される。いま制御信号抽出部17からの制御信
号R+ (’)〜R3(Iを式(4)のように表わすと
、後述で明らかにするが位相制御部16の動作により、
その出力波B+ (’)、 B2 (t)は式(5)の
ようになる。
2(t)は制御信号抽出部17からの制御信号により位
相が制御される。いま制御信号抽出部17からの制御信
号R+ (’)〜R3(Iを式(4)のように表わすと
、後述で明らかにするが位相制御部16の動作により、
その出力波B+ (’)、 B2 (t)は式(5)の
ようになる。
R,(t)=澗”(’) 、 R2(t)−制の(t)
、 R3(t)=−追Φ(1)・・・・・・・・・(4
) B+(t)=画(、X(t)+Φ(t) ) 、B2
(’)”坦(X(t)+Φ(t))・・・・・・・・・
(5) ただしX(t)=−1ωを十〇(1)−φである。位相
制御部16の出力信号Bs (’) 、 B2 (t)
は遅延検波部18に入力される。遅延検波部18では信
号B1(t)、B2(t)は七れぞれ遅延1519a、
19bを経由して乗算器212.21b、22a、22
bへ加えられる信号と11′g接乗Δ−器21a、22
b、21b、22aへ加えられる信号とに分岐される。
、 R3(t)=−追Φ(1)・・・・・・・・・(4
) B+(t)=画(、X(t)+Φ(t) ) 、B2
(’)”坦(X(t)+Φ(t))・・・・・・・・・
(5) ただしX(t)=−1ωを十〇(1)−φである。位相
制御部16の出力信号Bs (’) 、 B2 (t)
は遅延検波部18に入力される。遅延検波部18では信
号B1(t)、B2(t)は七れぞれ遅延1519a、
19bを経由して乗算器212.21b、22a、22
bへ加えられる信号と11′g接乗Δ−器21a、22
b、21b、22aへ加えられる信号とに分岐される。
乗算器21a。
21bの出力を加算器23aに、乗算器22a。
22bの出力ヲIJD n 器23 b E 入力シテ
i 式111− 示す検波出力信号c、 (1、C2(
t)を得る。
i 式111− 示す検波出力信号c、 (1、C2(
t)を得る。
C,(t)=パ((X(1)−X(t−T))+(Φ(
1)−の(t−T)))C!(t)=訓((X(t)−
X(L−T))+(Φ(1)−Φ(t−T)))・・・
・・・・・ (6) ただしX(t)−X(t−T) =ΔωT+(θ(1)
−θ(t−T))検波出力信号C+ (’) 、C2t
)は制御信号抽出部17へ供給される。式(6)に示す
ように周波数変動Δω:二よる位相誤差ΔωTはΦ(1
)−Φ(t−T)=−Δ(IJTとすることにより打消
すことが可能となる。式(6)の検波出力信号C+(’
)は復調信号として端子24じ出力される。
1)−の(t−T)))C!(t)=訓((X(t)−
X(L−T))+(Φ(1)−Φ(t−T)))・・・
・・・・・ (6) ただしX(t)−X(t−T) =ΔωT+(θ(1)
−θ(t−T))検波出力信号C+ (’) 、C2t
)は制御信号抽出部17へ供給される。式(6)に示す
ように周波数変動Δω:二よる位相誤差ΔωTはΦ(1
)−Φ(t−T)=−Δ(IJTとすることにより打消
すことが可能となる。式(6)の検波出力信号C+(’
)は復調信号として端子24じ出力される。
第2図は第1図の位相制御部16の具体的構成伊jfz
0:示したもので、入力端子25a 、25bから入力
する式(3)に示す信号A+ (1) 、 A2(t)
は端子26a。
0:示したもので、入力端子25a 、25bから入力
する式(3)に示す信号A+ (1) 、 A2(t)
は端子26a。
25b 、26Cから入力する式(4)の信号g、(t
)。
)。
R2(t)、R3(t)と乗算器27a 、27b、2
8a 。
8a 。
28bで乗算されろ。すなわち乗算器27aでAI(1
) 、 R,(t)、乗算器27bでA2(t) 、
R2(t)、乗算器283でA、 (1) 、 R23
1)、乗’J−W 28bでA2 (t)。
) 、 R,(t)、乗算器27bでA2(t) 、
R2(t)、乗算器283でA、 (1) 、 R23
1)、乗’J−W 28bでA2 (t)。
R3C1)の各乗算が行われる。乗算器27a、27b
の出力が加算器29aで、乗算器28a 、28bの出
力がjiD算器29bでそれぞれ加算され、信号B、
(1)、 B2<t)が端子31a、31b+:、出力
サレル。
の出力が加算器29aで、乗算器28a 、28bの出
力がjiD算器29bでそれぞれ加算され、信号B、
(1)、 B2<t)が端子31a、31b+:、出力
サレル。
この動作を式で表わすと次式のようになる。
Bl (t)= Al (t)・R+ (’)+ A2
(t)・R2(t)。
(t)・R2(t)。
B2(t)= A、(1)・R2C’)+ A2(t)
・P、1(t) ・・・・・・・・・(7)上式
に式(3)、式(4)乞代入すると式(5)が得られる
。
・P、1(t) ・・・・・・・・・(7)上式
に式(3)、式(4)乞代入すると式(5)が得られる
。
¥3図は第1図中の計1何煩゛号抽8部17の具体的構
成例を示したもので、遅延検波信号C+ (t) 。
成例を示したもので、遅延検波信号C+ (t) 。
C2(t)から制御信号R1(t) 、 R2(t)
、 R8Ct>¥作る。端子32a + 32bに入力
された式(6)の信号C1(t) 。
、 R8Ct>¥作る。端子32a + 32bに入力
された式(6)の信号C1(t) 。
C2(t)は各々2分岐され、乗算器33と絶対値化回
路34a、34bにイ目加される。乗算器33の出力に
は次式に示す信号D (t)が得られる。
路34a、34bにイ目加される。乗算器33の出力に
は次式に示す信号D (t)が得られる。
D(t)=C,(t)X C2(+1=、s((X(1
)−X(t−T) )+(Φ(1)−の(j−T)))
si((X(t)−X(t−T)+(Φ(t)−Φ(t
−T)))=Silll(2(X(t)−X(t−T)
)+2(Φ(1)−の(t−T)))/2=呵(2(Δ
ωT+θ(L)−〇(t−T))+2(Φ(t′)−Φ
(t−T)))/2ここではディジタル位相変調波5C
I)として2相位相変牌彼を対果としているため、2(
θ(1)−θ(t−T))はOまたは2πであり、上式
は次式のよう(二なる。
)−X(t−T) )+(Φ(1)−の(j−T)))
si((X(t)−X(t−T)+(Φ(t)−Φ(t
−T)))=Silll(2(X(t)−X(t−T)
)+2(Φ(1)−の(t−T)))/2=呵(2(Δ
ωT+θ(L)−〇(t−T))+2(Φ(t′)−Φ
(t−T)))/2ここではディジタル位相変調波5C
I)として2相位相変牌彼を対果としているため、2(
θ(1)−θ(t−T))はOまたは2πであり、上式
は次式のよう(二なる。
D(t)=−甥(2(jωT+Φ(1)−(ρ(t−r
)))”−−3In (2Z(t) ) ・=
・= =−・・・(8>このよう(−して位相変調成
分が2倍(二されて位相変調成分が除去され、位相誤差
成分が検出される。
)))”−−3In (2Z(t) ) ・=
・= =−・・・(8>このよう(−して位相変調成
分が2倍(二されて位相変調成分が除去され、位相誤差
成分が検出される。
ま二絶対値化回路34a 、34bの各出力は減算器3
5で減算され、次式の信号が得られる。
5で減算され、次式の信号が得られる。
E(t)二I C+ (’) l l C2(’)
l ・・・・・・・・・・・(9)ここで式(9)
の3算が必要となる理由を脱明する。
l ・・・・・・・・・・・(9)ここで式(9)
の3算が必要となる理由を脱明する。
5irI(2Z(t))=’となり、Z (t)ii
30°/2まり)マ150°/2の2通りの値となる。
30°/2まり)マ150°/2の2通りの値となる。
この2.勇りの値あり、式(9)はこの演算(二対応す
る。従ってD (t)の値とE(t)の極性の正負とを
例えばROMの変換テーブル36に入力してD(1)の
角度情報である次式の位相誤差信号Y (t)を得る。
る。従ってD (t)の値とE(t)の極性の正負とを
例えばROMの変換テーブル36に入力してD(1)の
角度情報である次式の位相誤差信号Y (t)を得る。
このD (t) 、 E (t)とY (t)との関係
は変換テーブル36に予め記憶しておく。
は変換テーブル36に予め記憶しておく。
Y(t)=ΔωT+Φ(1)−Φ(t−T) ・
・・・・・・・(10)このY (t)は平滑化回路3
7でP波され、電圧制御発振器3Bに入力する。電圧制
御発振器38ではY(t)=Oとなるように位相が制御
される。すなわちΦ(1)−Φ(t−T)=−ΔωT
となるΦ(1)の正弦波が発振器38から出力され、周
波数変動Δωによる位相誤差が消去される。発振器38
の出力は3分岐され、1つは端子26aに、1つは反転
器39を介して端子26bに、1つはπ/2移相器41
を介して端子26Cにそれぞれ導かれ、式(4)の制御
信号R,(II 、 R2(t’l 、 R,(t)が
得られる。
・・・・・・・(10)このY (t)は平滑化回路3
7でP波され、電圧制御発振器3Bに入力する。電圧制
御発振器38ではY(t)=Oとなるように位相が制御
される。すなわちΦ(1)−Φ(t−T)=−ΔωT
となるΦ(1)の正弦波が発振器38から出力され、周
波数変動Δωによる位相誤差が消去される。発振器38
の出力は3分岐され、1つは端子26aに、1つは反転
器39を介して端子26bに、1つはπ/2移相器41
を介して端子26Cにそれぞれ導かれ、式(4)の制御
信号R,(II 、 R2(t’l 、 R,(t)が
得られる。
以上の説明は2相位相変調波について行ったが、この発
明は4相位相変調波や8相位相変調波等の多相PSKe
Lについても同様に適用することができ、これに応じて
第1図から第3図(二示した回路を適切に変更すること
により実現可能となる。
明は4相位相変調波や8相位相変調波等の多相PSKe
Lについても同様に適用することができ、これに応じて
第1図から第3図(二示した回路を適切に変更すること
により実現可能となる。
「発明の効果」
以上説明したように、この発明によれば周波数変動を有
する入力信号波は、入力信号波の公称周波数に等しい周
波数発振器の正弦および余・弦の出力波と各々乗算され
、この乗算後の各信号波の位相が遅延器で生じる位相誤
差を打消すように位相制御部で制御されるため、遅延検
波後の出力(式(6)のC+(t))を二含まれる周波
数変動に起因する位相誤差を低減することができる利点
がある。これにより遅延検波回路とは別に周波数変動補
正回路を別に用意することが不要となる。
する入力信号波は、入力信号波の公称周波数に等しい周
波数発振器の正弦および余・弦の出力波と各々乗算され
、この乗算後の各信号波の位相が遅延器で生じる位相誤
差を打消すように位相制御部で制御されるため、遅延検
波後の出力(式(6)のC+(t))を二含まれる周波
数変動に起因する位相誤差を低減することができる利点
がある。これにより遅延検波回路とは別に周波数変動補
正回路を別に用意することが不要となる。
第1図はこの発明の実施例を示す構成図、第2図は第1
図中の位相制御部16の構成図、第3図は第1因中の制
御信号抽出部17の構成図である。 11:信号入力端子、121112b12mat21b
、22a 、22b :乗算器、13:局部発振器、
14 : π/2 H相器、15a、15b:低域6過
フィルタ、16二位相制御部、17:制御信号抽出部、
18:遅延検波部 1ga 。 19b:遅延器、24:信号出力端子。
図中の位相制御部16の構成図、第3図は第1因中の制
御信号抽出部17の構成図である。 11:信号入力端子、121112b12mat21b
、22a 、22b :乗算器、13:局部発振器、
14 : π/2 H相器、15a、15b:低域6過
フィルタ、16二位相制御部、17:制御信号抽出部、
18:遅延検波部 1ga 。 19b:遅延器、24:信号出力端子。
Claims (3)
- (1)ディジタル位相変調波が入力される2つの系列の
第1及び第2の乗算器と、 これら第1、第2の乗算器の出力側に接続される第1、
第2の低域通過フィルタと、 前記第1の乗算器には直接、第2の乗算器にはπ/2移
相器を介して接続される局部発振器と、前記2系列の第
1、第2の低域通過フィルタの出力波の位相を制御する
位相制御部と、 その位相制御部で位相制御された2系列の信号を各々を
遅延検波する遅延検波部と、 その遅延検波部より2系列の遅延検波出力が入力され、
2系列間の位相誤差を検出し、前記ディジタル位相変調
波の搬送波周波数変動に基づく前記検波出力の位相誤差
を低減するように前記位相制御部を駆動する制御信号を
発生する制御信号抽出部とを具備する遅延検波回路。 - (2)前記遅延検波部は、前記位相制御された第1の系
列の信号を、その変調波のディジタルパルスのクロック
周期の整数倍に相当する時間だけ遅延する第1の遅延器
と、その第1の遅延器の入力信号及び出力信号を互に乗
算する第3の乗算器と、前記位相制御された第2の系列
の信号を前記第1の遅延器と同じ時間だけ遅延させる第
2の遅延器と、その第2の遅延器の入力信号及び出力信
号を互に乗算する第4の乗算器と、前記第1の遅延器の
出力と前記位相制御された第2の系列の信号とを乗算す
る第5の乗算器と、前記第2の遅延器の出力と前記位相
制御された第1の系列の信号とを乗算する第6の乗算器
と、前記第3の乗算器の出力と第4の乗算器の出力とを
加算して検波出力とする第1の加算器と、前記第5の乗
算器の出力と第6の乗算器の出力とを加算する第2の加
算器から構成され、前記第1の加算器の出力及び前記第
2の加算器の出力を前記制御信号抽出部へ供給するもの
であることを特徴とする特許請求の範囲(1)に記載の
遅延検波回路。 - (3)前記制御信号抽出部は入力された前記2系列の遅
延検波出力の各々の絶対値をとる第1、第2の絶対値化
回路と、これら第1、第2の絶対値化回路の出力絶対値
を互に減算する減算器と、前記入力された2系列の遅延
検波出力を互に乗算する乗算器と、その乗算器の乗算出
力値と前記減算器の出力の極性とに応じた位相誤差信号
を出力する手段と、その位相誤差信号により位相制御さ
れる発振器と、その発振器の発振出力の極性を反転する
反転器と、前記発振出力をπ/2移相するπ/2移相器
とより構成されることを特徴とする特許請求の範囲(1
)記載の遅延検波回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60142188A JPS622752A (ja) | 1985-06-28 | 1985-06-28 | 遅延検波回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60142188A JPS622752A (ja) | 1985-06-28 | 1985-06-28 | 遅延検波回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS622752A true JPS622752A (ja) | 1987-01-08 |
Family
ID=15309430
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP60142188A Pending JPS622752A (ja) | 1985-06-28 | 1985-06-28 | 遅延検波回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS622752A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH04172040A (ja) * | 1990-11-05 | 1992-06-19 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 周波数オフセット補正付遅延検波回路 |
-
1985
- 1985-06-28 JP JP60142188A patent/JPS622752A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH04172040A (ja) * | 1990-11-05 | 1992-06-19 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 周波数オフセット補正付遅延検波回路 |
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