JPS622752A - 遅延検波回路 - Google Patents

遅延検波回路

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JPS622752A
JPS622752A JP60142188A JP14218885A JPS622752A JP S622752 A JPS622752 A JP S622752A JP 60142188 A JP60142188 A JP 60142188A JP 14218885 A JP14218885 A JP 14218885A JP S622752 A JPS622752 A JP S622752A
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JP
Japan
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phase
signal
output
multiplier
series
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Application number
JP60142188A
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English (en)
Inventor
Shigeo Nakajima
繁雄 中島
Tsutomu Sakai
勉 坂井
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Nippon Telegraph and Telephone Corp
Original Assignee
Nippon Telegraph and Telephone Corp
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  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 「産業上の利用分野」 この発明はディジタル信号により搬送波をn相位相変調
したディジタル位相変調波を、そのディジタル信号のク
ロック周期の整数倍に相当する時間遅延しにものと遅延
しないものとを乗算してディジタル位相調級を復==す
る遅延検波回路に関する。
「従来の技術」 遅延検波回路ではディジタル信号の1立退速度(クロッ
ク周波数)が遅くなるに伴って前記クロック周期の整数
倍相当の時間だけ遅延する遅延器の遅延時間長が長くな
り、無線回線の周波数変換器の局部発振器で生じる周波
数変動により遅延器で大きな位相誤差が生じる。この位
相誤差は遅延検波された出力信号の振幅全低下させ、符
号誤り率を悪化させる原因となる。特に数GH2Ia上
の高い頷線椴送波を用いろ無線システムで、(分送速度
が数百bpsの低速度の信号伝送を行う場合、遅延検波
回路とは別に高精度の周波数変動補正回路が必要となり
、それだけ灯線機が高価となる欠点があった。
「問題点を解決するための手段」 この発明によれば入力信号波を互に直交する搬送波で乗
算し、この出力である互に直交する2つの信号波の位相
を、遅延検波した復調信号を利用して制御し、遅延検波
用の遅延器で生じる位(目誤差を小さくする。すなわち
この発明では入力ディジタル位相変調αは第1、第2の
乗算器へ供給され、第1、第20乗詠器にはそれぞれ局
部発振器の出力、その出力乞π/2移相したものがそれ
ぞれ供給され、これら乗算器から互に直交する搬送波の
2つつ系列の信号が得られる。これら2系列の信号は位
相閂]御部で位相5・)1・旬されて遅延検波部へ供給
される。遅延器を支部ではその2系列の信号が遅延検波
され、その1つは復調出力とされる。
この2系列の遅延検波出力は制御信号抽出部へ供給され
、制御信号抽出部はその2系列の遅延検波出力から位相
変調分を除去して2系列間の位相誤差を検出して制御信
号を作り、その制御信号により前記位↑1制御部を制御
して、搬送波間仮数の変動に基づく検改出力の位相誤差
を低減するようにする。つまりこ0発明では遅延検波部
の遅延器で発生する搬送5.問a数変動に基づく位相誤
差を。
遅延検波部へ入力子るディジタル位相変調波の位相を制
御して押圧する。
「実施例」 第1図はこの発明の実施例を示す。信号入力端子11か
らのディジタル位相変調波S (t)は2つの系列の乗
算512a、12bへ供給される。局部発振器13から
の局部信号L2 (t)は乗算器12bへ直接供給され
ると共にπ/2移相器14でπ/2位相がずらされ、信
号L2 (t)として乗算器12aへ供給される。乗算
器12a 、12bの各出力はそれぞれ低域通過フィル
タ15a、15bを通じて位31制御部16へ供給され
る。以下ではディジタル位相変調波S (t)として2
相位相変調波を対架として説明する。2相位相変調波S
 (t)は一般に次式のように表わせる。
5(t) = m (ωct+Δωt+θKt) )た
だしωc(=2rfc)は搬送波の公称中心角周波数、
Δω)よ角周洩数変動散、Xl)は時間間隔T毎に0ま
たはπの値をとるディジタル変調信号である。
乗算器12a、12bに入力される局部信号L+ (t
) 、L2 (t) y式(2)とすると、乗算器12
a。
12b、低域通過フィルタ15a、15b¥経由した出
力波A+ (t) 、 A2(gは式(3)のようにな
る。
L、 (t)= 2帽ω。1+φ> 、 R2(t)=
 2(ロ)(ωC1+φ)・・・・・・・・・(2) AI(t)=を幀Δωを十〇(1)−φ)A2(t)=
 5X11(Δωt+6(1)−φ)      ・・
・・・−= (3)ただしφは局部発振器13の切貼位
相である。
位相制御部16に入力された信号A、 (t) 、 A
2(t)は制御信号抽出部17からの制御信号により位
相が制御される。いま制御信号抽出部17からの制御信
号R+ (’)〜R3(Iを式(4)のように表わすと
、後述で明らかにするが位相制御部16の動作により、
その出力波B+ (’)、 B2 (t)は式(5)の
ようになる。
R,(t)=澗”(’) 、 R2(t)−制の(t)
、 R3(t)=−追Φ(1)・・・・・・・・・(4
) B+(t)=画(、X(t)+Φ(t) ) 、B2 
(’)”坦(X(t)+Φ(t))・・・・・・・・・
(5) ただしX(t)=−1ωを十〇(1)−φである。位相
制御部16の出力信号Bs (’) 、 B2 (t)
は遅延検波部18に入力される。遅延検波部18では信
号B1(t)、B2(t)は七れぞれ遅延1519a、
19bを経由して乗算器212.21b、22a、22
bへ加えられる信号と11′g接乗Δ−器21a、22
b、21b、22aへ加えられる信号とに分岐される。
乗算器21a。
21bの出力を加算器23aに、乗算器22a。
22bの出力ヲIJD n 器23 b E 入力シテ
i 式111− 示す検波出力信号c、 (1、C2(
t)を得る。
C,(t)=パ((X(1)−X(t−T))+(Φ(
1)−の(t−T)))C!(t)=訓((X(t)−
X(L−T))+(Φ(1)−Φ(t−T)))・・・
・・・・・ (6) ただしX(t)−X(t−T) =ΔωT+(θ(1)
−θ(t−T))検波出力信号C+ (’) 、C2t
)は制御信号抽出部17へ供給される。式(6)に示す
ように周波数変動Δω:二よる位相誤差ΔωTはΦ(1
)−Φ(t−T)=−Δ(IJTとすることにより打消
すことが可能となる。式(6)の検波出力信号C+(’
)は復調信号として端子24じ出力される。
第2図は第1図の位相制御部16の具体的構成伊jfz
0:示したもので、入力端子25a 、25bから入力
する式(3)に示す信号A+ (1) 、 A2(t)
は端子26a。
25b 、26Cから入力する式(4)の信号g、(t
)。
R2(t)、R3(t)と乗算器27a 、27b、2
8a 。
28bで乗算されろ。すなわち乗算器27aでAI(1
) 、 R,(t)、乗算器27bでA2(t) 、 
R2(t)、乗算器283でA、 (1) 、 R23
1)、乗’J−W 28bでA2 (t)。
R3C1)の各乗算が行われる。乗算器27a、27b
の出力が加算器29aで、乗算器28a 、28bの出
力がjiD算器29bでそれぞれ加算され、信号B、 
(1)、 B2<t)が端子31a、31b+:、出力
サレル。
この動作を式で表わすと次式のようになる。
Bl (t)= Al (t)・R+ (’)+ A2
(t)・R2(t)。
B2(t)= A、(1)・R2C’)+ A2(t)
・P、1(t)    ・・・・・・・・・(7)上式
に式(3)、式(4)乞代入すると式(5)が得られる
¥3図は第1図中の計1何煩゛号抽8部17の具体的構
成例を示したもので、遅延検波信号C+ (t) 。
C2(t)から制御信号R1(t) 、 R2(t) 
、 R8Ct>¥作る。端子32a + 32bに入力
された式(6)の信号C1(t) 。
C2(t)は各々2分岐され、乗算器33と絶対値化回
路34a、34bにイ目加される。乗算器33の出力に
は次式に示す信号D (t)が得られる。
D(t)=C,(t)X C2(+1=、s((X(1
)−X(t−T) )+(Φ(1)−の(j−T)))
si((X(t)−X(t−T)+(Φ(t)−Φ(t
−T)))=Silll(2(X(t)−X(t−T)
)+2(Φ(1)−の(t−T)))/2=呵(2(Δ
ωT+θ(L)−〇(t−T))+2(Φ(t′)−Φ
(t−T)))/2ここではディジタル位相変調波5C
I)として2相位相変牌彼を対果としているため、2(
θ(1)−θ(t−T))はOまたは2πであり、上式
は次式のよう(二なる。
D(t)=−甥(2(jωT+Φ(1)−(ρ(t−r
)))”−−3In (2Z(t) )     ・=
 ・= =−・・・(8>このよう(−して位相変調成
分が2倍(二されて位相変調成分が除去され、位相誤差
成分が検出される。
ま二絶対値化回路34a 、34bの各出力は減算器3
5で減算され、次式の信号が得られる。
E(t)二I C+ (’) l  l C2(’) 
l   ・・・・・・・・・・・(9)ここで式(9)
の3算が必要となる理由を脱明する。
5irI(2Z(t))=’となり、Z (t)ii 
30°/2まり)マ150°/2の2通りの値となる。
この2.勇りの値あり、式(9)はこの演算(二対応す
る。従ってD (t)の値とE(t)の極性の正負とを
例えばROMの変換テーブル36に入力してD(1)の
角度情報である次式の位相誤差信号Y (t)を得る。
このD (t) 、 E (t)とY (t)との関係
は変換テーブル36に予め記憶しておく。
Y(t)=ΔωT+Φ(1)−Φ(t−T)    ・
・・・・・・・(10)このY (t)は平滑化回路3
7でP波され、電圧制御発振器3Bに入力する。電圧制
御発振器38ではY(t)=Oとなるように位相が制御
される。すなわちΦ(1)−Φ(t−T)=−ΔωT 
となるΦ(1)の正弦波が発振器38から出力され、周
波数変動Δωによる位相誤差が消去される。発振器38
の出力は3分岐され、1つは端子26aに、1つは反転
器39を介して端子26bに、1つはπ/2移相器41
を介して端子26Cにそれぞれ導かれ、式(4)の制御
信号R,(II 、 R2(t’l 、 R,(t)が
得られる。
以上の説明は2相位相変調波について行ったが、この発
明は4相位相変調波や8相位相変調波等の多相PSKe
Lについても同様に適用することができ、これに応じて
第1図から第3図(二示した回路を適切に変更すること
により実現可能となる。
「発明の効果」 以上説明したように、この発明によれば周波数変動を有
する入力信号波は、入力信号波の公称周波数に等しい周
波数発振器の正弦および余・弦の出力波と各々乗算され
、この乗算後の各信号波の位相が遅延器で生じる位相誤
差を打消すように位相制御部で制御されるため、遅延検
波後の出力(式(6)のC+(t))を二含まれる周波
数変動に起因する位相誤差を低減することができる利点
がある。これにより遅延検波回路とは別に周波数変動補
正回路を別に用意することが不要となる。
【図面の簡単な説明】
第1図はこの発明の実施例を示す構成図、第2図は第1
図中の位相制御部16の構成図、第3図は第1因中の制
御信号抽出部17の構成図である。 11:信号入力端子、121112b12mat21b
 、22a 、22b :乗算器、13:局部発振器、
14 : π/2 H相器、15a、15b:低域6過
フィルタ、16二位相制御部、17:制御信号抽出部、
18:遅延検波部 1ga 。 19b:遅延器、24:信号出力端子。

Claims (3)

    【特許請求の範囲】
  1. (1)ディジタル位相変調波が入力される2つの系列の
    第1及び第2の乗算器と、 これら第1、第2の乗算器の出力側に接続される第1、
    第2の低域通過フィルタと、 前記第1の乗算器には直接、第2の乗算器にはπ/2移
    相器を介して接続される局部発振器と、前記2系列の第
    1、第2の低域通過フィルタの出力波の位相を制御する
    位相制御部と、 その位相制御部で位相制御された2系列の信号を各々を
    遅延検波する遅延検波部と、 その遅延検波部より2系列の遅延検波出力が入力され、
    2系列間の位相誤差を検出し、前記ディジタル位相変調
    波の搬送波周波数変動に基づく前記検波出力の位相誤差
    を低減するように前記位相制御部を駆動する制御信号を
    発生する制御信号抽出部とを具備する遅延検波回路。
  2. (2)前記遅延検波部は、前記位相制御された第1の系
    列の信号を、その変調波のディジタルパルスのクロック
    周期の整数倍に相当する時間だけ遅延する第1の遅延器
    と、その第1の遅延器の入力信号及び出力信号を互に乗
    算する第3の乗算器と、前記位相制御された第2の系列
    の信号を前記第1の遅延器と同じ時間だけ遅延させる第
    2の遅延器と、その第2の遅延器の入力信号及び出力信
    号を互に乗算する第4の乗算器と、前記第1の遅延器の
    出力と前記位相制御された第2の系列の信号とを乗算す
    る第5の乗算器と、前記第2の遅延器の出力と前記位相
    制御された第1の系列の信号とを乗算する第6の乗算器
    と、前記第3の乗算器の出力と第4の乗算器の出力とを
    加算して検波出力とする第1の加算器と、前記第5の乗
    算器の出力と第6の乗算器の出力とを加算する第2の加
    算器から構成され、前記第1の加算器の出力及び前記第
    2の加算器の出力を前記制御信号抽出部へ供給するもの
    であることを特徴とする特許請求の範囲(1)に記載の
    遅延検波回路。
  3. (3)前記制御信号抽出部は入力された前記2系列の遅
    延検波出力の各々の絶対値をとる第1、第2の絶対値化
    回路と、これら第1、第2の絶対値化回路の出力絶対値
    を互に減算する減算器と、前記入力された2系列の遅延
    検波出力を互に乗算する乗算器と、その乗算器の乗算出
    力値と前記減算器の出力の極性とに応じた位相誤差信号
    を出力する手段と、その位相誤差信号により位相制御さ
    れる発振器と、その発振器の発振出力の極性を反転する
    反転器と、前記発振出力をπ/2移相するπ/2移相器
    とより構成されることを特徴とする特許請求の範囲(1
    )記載の遅延検波回路。
JP60142188A 1985-06-28 1985-06-28 遅延検波回路 Pending JPS622752A (ja)

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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH04172040A (ja) * 1990-11-05 1992-06-19 Matsushita Electric Ind Co Ltd 周波数オフセット補正付遅延検波回路

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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH04172040A (ja) * 1990-11-05 1992-06-19 Matsushita Electric Ind Co Ltd 周波数オフセット補正付遅延検波回路

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