JPH04172040A - 周波数オフセット補正付遅延検波回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、差動符号化４相位相変調（以下ＤＱＰＳＫと
略す）やπ凶シフト４相位相変調（以下π／４シフ）　
ＱＰＳＫと略す）などのデジタル位相変調波を受信する
装置に使用される周波数オフセット補正付遅延検波回路
に関する。

従来の技術 近年、移動体通信において、ＤＱＰＳＫやπ／４シフト
ＱＰＳＫなどの差動符号化位相変調と時分割多重を用い
た自動車電話などの移動体通信システムが検討されてい
る。

差動符号化位相変調波の復調系としては、復調器内部で
、デジタル変調波のキャリア信号を再生し、この再生キ
ャリア信号を基に、受信された差動符号化位相変調波を
同期検波した後、得られたシンボル・データにより差動
複合する同期検波復調系と、送信されるデジタル変調波
が、前後のシンボル間での位相変化に情報があることを
利用して復調する遅延検波復調系が知られている。

移動体と固定局との間の無想伝送路は、よく知られてい
るように、移動体の移動速度、無線伝送路を伝搬する搬
送波信号の周波数により関係づけられるドツプラー周波
数を最大とするフェージング伝送路である。

フェージング伝送路においては、搬送波信号の振幅は一
般的にレーレ分布により変動するといわれている。また
位相は、ランダムに一様分布する。

このようなフェージング伝送路を通過しだ差動符合化デ
ジタル位相変調波を同期検波復調系で復調すると、一般
的にランダムな位相変動に、キャリア再生系が完全に追
従することが困難であるため、遅延検波復調系の復調系
より特性が劣化する。また、時分割多重のデジタル変調
波をバースト受信するためには、一般的な同期検波復調
系ではキャリア信号を再生するために、ある一定時間を
必要とする。

このような理由によシ、移動体通信用の差動符号化位相
変調の復調系としては、遅延検波復調系がよく使用され
る。

第４図は、従来よく知られている中間周波数帯で処理す
る、π／４シフ）　ＱＰＳＫ変調用の、遅延検波復調系
を示すブロック結線図である。第４図については、「デ
ジタル　コミュニケーション」マグロウヒル　１９８３
年　　ジョン　シイ　プローヒス１７４頁（ＭｃＧｒｏ
ｗ　Ｈｉｌｌ、　１９８３．　ＪｏｈｎＱ、　ｐｐｒｏ
ａｈｉｓ　Ｐ１７４）、および「デジタル　コミュニケ
ーション」フレンチイス　ホール　１９８１年力ミコノ
エノ１１７１頁（Ｐｒｅｎｔｉｃｅ　Ｈａｌｌ。

１ｇＢ１．　Ｋａｍｉｌｏ　　Ｆｅｈｅｒ、　Ｐ１７１
）を参照されたい。

第４図において、入力端子４１に入力された受信変調波
は、広帯域雑音を抑圧し、符号量干渉をおこさない程度
の帯域を持つＢＰＦ４２により、帯域制限された後、シ
ンボル・レート間隔Ｔｓの遅延素子４３に入力され、１
シンボル・レート間隔時間Ｔｓ　（すなわち２ビツト時
間間隔）だけ遅延された後、−力は、９００位相シフト
され、それぞれ乗算器４５および４６の一方の入力とな
る。乗算器４５および４６の他力の入力には、ＢＰＦ４
２の出力がそのまま入力される。

乗算器４５および４６の出力は、高調波成分を除去する
ため、それぞれＬＰＦ４７および４８によシ低域通過さ
れた後、判定器５０および５１に入力される。判定は、
ＬＰＦ４７および４８の出力をもとに、シンボルクロッ
ク再生器４９により再生された、シンボル・クロックご
とに行われる。

第５図（ａ）　（ｂ）は、それぞれＤＱＰＳＫおよびπ
／４シフ）　ＱＰＳＫ変調の連続する１シンボル間での
位相変化の例を示す位相図である。第５図（ａ）に示す
ように、ＤＱＰＳＫにおいては、時刻ｔ＝（ｋｌ）Ｔｓ
（ｋは任意の整数、Ｔｓは、シンボル・レート間隔時間
）での変調位相φ（ｋ−１）に対して、次に続く２ビツ
トのデータが、「０゜０」の場合には、ｔ＝ｋＴｓ　　
での変調波位相φにはφ（ｋ−１）＋０となる。同様に
、次に続く２ビツトのデータが、ｒＯ，ＩＪ、「１．Ｉ
Ｊ、「１．ＯＪの場合は、それぞれφに＝φ（ｋ−１）
＋π／２、φに一φ（ｋ−１）＋π、φに一φ（ｋ−１
）−π／２となる。

第５図（ｂ）は、π／４シフトＱＰＳＫ変調での、連続
する１シンボル間での位相変化の例である。

ｔ　−（ｋ　−’１　）　Ｔｓでの変調波位相φ（ｋ−
１）に対して、次に続（ｔ＝ｋＴｓ　　での変調波位相
φには、””（ｋ−１）Ｔｓの次に続く２ビツトのデー
タが、［１，ＩＪ、「０，１」、ｒｏ、　ＯＪ、［１，
ＯＪの場合に対して、それぞれ、φに一φ（ｋ−１）十
π／４、φに一φ（ｋ−１）＋３π／４、φに一φ（ｋ
−１）−３π／４、φに；φ（ｋ−１）−π／４となる
。

以下、第４図に示す回路の動作を式を用いて説明する。

時間’＝（ｋ−１）Ｔｓでの受信変調波をＶｋ−ｌ　＝
　Ａｃｏｓ　（Ｗｃｔ＋φに一］＋θ）　十Ｎｎ　−１
とし、ｔ＝ｋＴｓ　　での受信変調波をＶｋ＝Ａｃｏｓ
　（Ｗｃｔ　＋φに十θ）十Ｎｎ　　とする。ここで、
φに一］、　φには、それぞれ、時刻ｔ＝（ｋ−１）　
Ｔｓ　、　ｔ＝ｋＴｓ　　での送信変調波の位相である
。θは、受信機での固定位相ズレ、Ｎｎ−１、Ｎｎは、
それぞれ、時刻””（ｋ−１）　Ｔｓ　、　　ｔ　＝ｋ
Ｔｓ　　での雑音、Ｗｃは搬送波角周波数である。第４
図における、乗算器４５および４６のＬＰＦ’出力は、
それぞれ下記のように示される。

ＬＰＦ［Ｖｋ−１・Ｖｋ〕 ＝ＡＣＯ５（φに一φに−１） 十Ａ、　−Ｎｎ−Ｉ　　Ｃｏｓ　（Ｗｃ　ｔ＋φに十θ
）−１−Ａ　　Ｎｎ　−ｃｏｓ　（Ｗｃｔ＋φに一１＋
θ）十Ｎｎ　Ｎｎ−１−−−（１） ＬＰＦ〔Ｖｋ−１（９００）・■ｋ〕 ＝Ａｓ＋ｎ（φに一φに−１） ＋Ａ　・Ｎｎ−１−ｃｏｓ　（Ｗｃｔ＋φに＋θ）＋　
Ａ　・Ｎｎ　−ｃｏｓ　（Ｗｃｔ＋φに一１十〇）＋Ｎ
ｎ　Ｎｎ−１（９０°）　　　　　　　−、・・・−（
２１（１）および（２）式において、雑音項が小さいと
きは、（１）および（２）式は、それぞれ、Ａ　Ｃ０３
（φに一φに−１）およびＡ　ｓ＋ｎ　（φに一φに−
１）となり、第５図（ｂ）に示すビット・データが復調
される。

以上、第４図を用いて、π／４シフ）　　ＱＰＳＫ変調
の中間周波数帯での遅延検波復調系を述べたが、ＤＱＰ
ＳＫの場合には、第４図において、遅延素子４３の後で
、乗算器４６の前に一４５°の位相器を追加し、位相器
の移相量を４５°とすれば、同様にして中間周波数帯で
の遅延検波復調系が構成できる。このことについては、
「デジタル　コミュニケーション」　マグロウヒル　１
９８３年ジョン　シイ　ブローヒス　１７３頁（ＭｃＧ
ｒｏｗＨｉｌｌ、　１９８３．　Ｊｏｈｎ　Ｑ、　Ｐｒ
ｏａｈｉｓ　ｐ１７３　）を参照されたい。

発明が解決しようとする課題 このような、従来から知られている中間周波数帯での遅
延検波復調系では、中間周波数帯で、正確なシンボルレ
ート間隔の遅延素子が必要なこと、中間周波数帯での９
０°位相器が必要である。近年は、遅延素子として、シ
フト・レジスタを用いることなどが検討されているが、
中間周波数帯で最ｔＪ−９０°の位相を識別する必要が
あることから、シフト・レジスタの段数が多くなるなど
の欠点がある。

また中間周波数帯の遅延検波復調系においては、遅延検
波復調器に入力される受信変調波の周波数誤差に対して
、敏感に特性が劣化する欠点がある。

これは、中間周波数帯の周波数変動により、乗算器入力
での１シンボル遅延した変調波の位相が、中間周波数帯
で変化するためである。中間周波数帯の遅延検波復調器
の受信入力変調波の周波数変動による劣化を改良する検
討が近年性われている。

［ディジタル移動通信用ＱＰＳＫ遅延検波方式復調器の
検討Ｊ　（１９８９年、電子情報通信学会春季全国大会
、Ｂ　−８３７、中村他）においては、遅延素子をシフ
ト・レジスタで構成し、復調したペース・バンド信号を
アナログ的に４逓倍し、シフト・レジスタのクロックを
アダプティブに変化させるものであるが、クロック発振
器を制御する必要があるなど、構成が複雑になると共に
制御応答時間が長くなる難点がある。

また、「移動通信におけるパース）　ＱＰＳＫ信号の遅
延検波Ｊ　（１９８９年、電子情報通信学会春季全国大
会、Ｂ　−８３９、大野他）は、バーストデータの先頭
に無変調信号を数サンプル送信して、周波数オフセット
量を受信側で推定し、これにより補正を行なうものであ
る。

この方法では、バーストごとに先頭に数シンボル無変調
波を送信する必要がある。

−力、中間周波数帯での遅延素子を必要としないベース
φバンド帯での遅延検波方式がπ／４シフ）　ＱＰＳＫ
変調方式においては知られている。

これは、π／４シフ）　ＱＰＳＫ受信変調波を非同期の
直交復調後、ペース・バンド帯の２つの出力を利用して
、等化的に位相差に基づく■およびＱでのシンボル・デ
ータを復調するものである。

第６図を参照して、本復調器の動作を説明する。

第６図において、第４図と同様のものは、同一の番号で
示しである。

受信変調波は、ＢＰＦ４２で、雑音帯域を制限された後
、リミッタ６１　で振幅変動を除去される。

その後、発振器６４．９０°位相器６５、乗算器６２お
よび６３で構成される非同期の直交復調器に入力され、
ペース・バンド帯に変換された後、ＬＰＦ６６および６
７で高周波成分を除去される。

この後は、Ａ／Ｄコンバータ６８および６９でデジタル
信号に変換され、ベー　ス・パント遅延検波処理部７０
で送信シンボル・データＩおよびＱを復号するものであ
る。

今、送信ンンボノム参データと１＝ｋＴｓＳ　ｔ＝＝（
ｋ−１）Ｔｓでの送信・変調位相φｋ、φに〜１の関係
を以下のように仮定する。すなわち、送信シンボル拳デ
ータが（１，１）のとき、φに一φに−１−π／４、送
信シンボル・データが（０、］）のとき、φに一φに一
１＝３π／４、　送信シンボル・データが（０，０）の
とき、φに一φに一］＝−３π／４、送信シンボルψデ
ータが（ｌ、０）のとき、φに一φに−１−一π／４と
する。

受信変調波をＡｃｏｓ　（Ｗｃｔ＋φｋ）とし、非同期
の直交復調器の発振信号をＣ０８（ＷＣｔ十〇）とする
と、第６図における直交復調器の各ＬＰＦ６６および６
７の出力ＸｋおよびＹｋは以下のようになる。

Ｘｋ　：　ＡＣＯ３（φに一θ）　　　　　　　　・・
　・（３）”ｙｋ＝ＡＳｉｎ（φに一θ）　　　　　　
　−・−−−（４）１シンボル前の直交復調出力は、 Ｘｋ−１＝Ａｃｏｓ　（φに−１−〇）　　　　−・・
　（５）Ｙｋ−１＝Ａｓｉｎ　（φに−１−θ）　　　
　　　　・１６１（３）　（４）　（５）　（６）より Ｘｋ　　Ｘｋ−１＋Ｙｋ　　Ｙｋ−１＝Ａｃｏｓ　（φ
に一φに−１）Ｙｋ　　Ｘｋ−１＋Ｘｋ　・Ｙｋ−１＝
Ａ　ｓ　ｉｎ　（φに＝φに−１）となり、送信シンボ
ル・データが復調できる。

上記のベースバント帯遅延検波器においては、アナログ
形の直交復調器、Ａ／Ｄコンバータが必要であること、
および周波数ズレに対する補償回路として別の回路系が
必要であることなどの欠点がある。

π／４シフ）　ＱＰＳＫ用のベース・バンド遅延検波の
例としては、［ディジタル移動通信用π／４シフトＱＰ
ＳＫベース・バンド遅延検波方式の検討Ｊ　（１９９０
年電子情報通信学会春季全国大会、Ｂ−３０５、中村他
）がある。

本発明は、従来技術の問題点を解決し、移動通信用に好
適な全デジタル化されたＤＱＰＳＫ及びπ／４シフ）　
ＱＰＳＫ用の遅延波器を提供すると共に、周波数ズレに
対しても好適な補償力式を提供するものである。

課題を解決するだめの手段 この目的を達成するために、本発明は、絶対位相を蓄積
したメモリー部と、エンベロープ一定とされた受信変調
波と内部基準信号とをデジタル的に比較して、メモリー
部よシ内部基準信号に対する絶対位相を直接検出する絶
対位相検出手段と、絶対位相検出手段が検出した絶対位
相と、１シンボル・データ時間間隔前に検出された絶対
位相との差を検出して、送信データを識別する位相差検
出データ判定手段を設けるように構成される。

作　　　　用 本発明は、ＤＱＰＳＫ及びπ／４シフト　ＱＰＳＫの送
信シンボル・データが位相差にあることに着目して行な
われる。

上記構成によシ、受信変調波の時刻ｔ＝に’ｌ’ｓ（ｋ
は整数、Ｔｓはシンボル・データ時間間隔）ごとの位相
を直接検出し、これと１シンボル時間前の位相の差を検
出して、送信シンボルデータを復調するものである。

また、周波数オフセットの補償手段として、送信シンボ
ル・タイミング毎の１シンボル・データ時間間隔ごとの
位相差を４倍して、周波数オフセット量に基づく１シン
ボル・データ時間間隔ごとの位相シフト量を推定し、こ
の推定した位相シフト量によシ、受信変調波の送信シン
ボル・タイミングごとの位相差を補正するものである。

位相の検出手段としては、０から３６０°の位相を分割
して予めメモリー部ておき、受信変調波に対応してその
位相を検出するものである。

上記の手段により、移動通信に好適的な周波数オフセッ
ト補正付きの全デジタル化されだＤＱＰＳＫ及びπ／４
ンフトＱＰＳＫ用の遅延波器を提供することができる。

実施例 以下、本発明の一実施例について図面を参照しながら説
明する。

第１図は本発明によるＤＱＰＳＫ　、特にπ／４シフ）
　ＱＰＳＫ変調用の周波数オフセット補正付遅延検波回
路の構成図を示したものである。

第１図において、入力端子１より人力された受倍変調波
は、広帯域雑音を抑制するため、　ＢＰＦ２で帯域制限
される。受信変調波は、中心周波数をｆｃ　として図中
に示しである。ＢＰＦ２で帯域制限された後に、振幅を
一定とするためリミッタ３でエンベロープ一定とされ、
デジタル化直交復調部４に入力される。

デジタル化直交復調部４として、ここではリミッタ後の
受信変調波を２つのＥＸ　−ＯＲロジック回路６および
７のそれぞれの一方の入力端子に入力し、−力、ＥＸ−
ＯＲロジック回路６および７のそれぞれの他方の入力端
子には、よく知られている１／４分周器５で構成される
デジタル形の９００位相器の出力が入力される。ＥＸ−
ＯＲロジック回路６および７の出力は、簡単なデジタル
形のＬＰＦ８および９で、デジタル的に高域成分を除去
され、絶対位相検出部１０に入力される。

絶対位相検出部１０は、メモリ部１２　とメモリアドレ
ス指定回路１１とから構成される。メモリ部１２には、
Ｏｏから３６０°の位相を適当に分割した（はぼ１２８
分割あるいは６４分割した）位相データに対応するデー
タが予め蓄積される。メモリアドレス指定回路１１は、
直交復調部４の２つのデジタル出力■およびＱをもとに
、基準入力端子２２　より入力された基準入力信号周波
数４・（ｆｃ十△ｆ）の１／４の周波数ｆｃ＋△ｆ　を
基準とした絶対位相に対応するデータを読み出すだめの
メモリのアドレスを指定する。絶対位相検出部１０は、
受信されたπ／４シフ）　ＱＰＳＫ変調波のシンボル・
データ時間間隔Ｔｓごとの基準周波数ｆｃ十△ｆを基準
とした絶対位相φｒｋを出力する。

位相差検出データ判定部１４は、位相差計算回路１５と
、補正回路１６と、シンボル・データ判定回路１７から
構成される。

位相差計算回路１５は、絶対位相検出部１０でシンボル
・データ時間間隔Ｔｓごとに検出された絶対位相をもと
に、時間を−（ｋ−１）ＴＳでの検出位相φｒ（ｋ−１
）と、時間ｔ　＝　ｋＴｓ　　（ココテには整数）での
検出位相φｒｋの差φＤ−φｒｋ−φｒ（ｋ−］）を計
算する。

補正回路１６は、受信変調波の中心周波数ｆｃと復調器
の基準信号の周波数ｆｃ＋△ｆとの周波数オフセット△
ｆによる１シンボルデ一タ時間間隔Ｔｓでの指定された
位相シフト量Ｅｐにより検出位相差φＤを補正し、φ’
Ｄ（φ゛Ｄ−φＤ−Ｅｐ）とする。

シンボル・データ判定回路１７は、補正された検出位相
差φ′Ｄに基づき、シンボル・データの判定を行う。

シンボル・データの判定は、第５図（ｂ）に示すような
位相変化を持ったπ／４シフトＱＰＳＫ変調波の受信の
場合には、以下のように行なう。すなわち、φ′Ｄが０
０以上で９０°未満であればシンボル・データは（１，
１）と判定し、φ゛Ｄが９０゜以上で１８０　　未満で
あればシンボル・データは（０，１）と判定し、φ′Ｄ
が１８０以上で２７０未満であればシンボル・データは
（０，０）と判定し、φ′Ｄが２７０°以上で３６０°
未満であればシンボル・データ（１，０）と判定する。

周波数オフセント△ｆに基づく１シンボル・データ時間
間隔ＴＳでの位相シフト量Ｅｐの推定は、周波数オフセ
ット量推定部１８で行なわれ、周波数オフセット量推定
部１８は、位相シフト推定回路１９　と平均化回路２０
で構成される。

位相シフト推定回路１９は、検出された位相差φＤより
４５°を引き、４倍して周波数オフセット量に基づく位
相シフト量を計算する。また、平均化回路２０は、位相
シフト推定回路１９の出力を受けて平均化する。

以上のような構成において、以下、その動作を図面を用
いて説明する。

第２図は、周波数オフセット補正付遅延検波回路の直交
復調部の動作を説明する波形図である。

第２図（Ａ）　（７）　（ａ）は、第１図のＢＰＦ２で
帯域制限された後、リミッタ３で振幅一定とされた受信
変調を示したものであり、よく知られているように、振
幅一定の位相変調波である。第２図（Ａ）の（ｂ）およ
び（Ｃ）は、直交復調部内部の基準信号を示したもので
、（ｂ）および（Ｃ）の波形は、９ｏ０の位相差がある
。第２図（Ａ）の（ｄ）は、（ａ）の受信変調波と（ｂ
）の基準信号とのＥＸ−ＯＲ，出力である。

また、第２図（Ａ）の（ｅ）は、（ａ）の受信変調波と
（Ｃ）の基準信号とのＥＸ−ＯＲ出力である。（ｄ）と
（ｅ）の出力波形は、基準信号の周波数をｆ　ｒｅｆと
すると２　ｆ　ｒｅｆの周期のパルス幅変調波である。

第２図（Ｂ）は、第２図（Ａ）の（ｄ）と（ｅ）ノハル
ス幅変調波を周波数ドメイン上で示したもので、ベース
・バンドの変調波成分２５が２　ｆ　ｒｅｆ間隔で表れ
る。これをデジタ／ｌ、・フィルタで低域通過させれば
、ベース・バンドの変調波成分２５を取り出すことがで
きる。

第２図（Ａ）の出力波形（ｄ）および（ｅ）を低域通過
させた出力、すなわち第１図で示すデジタル化直交復調
部４の出力■とＱは、それぞれの振幅の２乗の和が常に
一定となる信号となシ、ＩとＱの出力を利用することに
より、第１図に示す周波数ｆｃ＋△ｆの基準信号の位相
平面上の１つの位相と対応づけることができる。

■とＱの出力信号と基準信号の位相平面上の１つの位相
が１：１で対応づけられることにより、第１図に示す絶
対位相検出部１０で、基準信号に対する絶対位相φｋが
確定する。

位相差検出データ判定部１４は、シンボル時間間隔Ｔｓ
　ごとに検出された絶対位相φにとその一つ前に検出さ
れた絶対位相φに−１との差φＤ−φに一φに−１を計
算し、受信変調波の中心周波数ｆｃと復調器の内部基準
信号の周波数ｆｃ十△ｆとの周波数オフセツト△ｆによ
るシンボル時間間隔Ｔｓごとの位相シフト量Ｅｐにより
、位相差φＤを補正した位相φＤ”−φＤ−Ｅｐをシン
ボルデータ判定部１７で判定する。データの判定は、π
／４シフトＱＰＳＫの場合には、判定の閾値をＯ，９０
，１８０，２７０、３６０とすればよく、ＤＱＰＳＫの
場合には、４５°、１３５．２２５　、３１５　　とす
ればよい。

第３図は、周波数オフセノ）Ｉτ基づく】シンボル時間
間隔ごとの位相シフト量Ｅｐを推定する原理を説明する
ための位相図である。第３図（ａ）は、ＤＱＰＳＫの場
合について、時刻ｔ＝ｋＴｓ　　での絶対位相と、時刻
ｔ−（ｋ−１）Ｔｓでの絶対位相の差の位相φＤを、雑
音と周波数オフセットに基づく位相シフトが無い理想的
な状態を示したものである。

位相差φＤは、第５図（ａ）と同様に、３１．３２．３
３．３４の４つの位相を取る。第３図（ｂ）は、周波数
オフセットと雑音がある場合の位相差φＤを示したもの
で、第３図（ａ）の３１の位相点は第３図（ｂ）の３１
１へ移動し、第３図（ａ）の３２ノ位相点は第３図（ｂ
）の３２２へ移動し、第３図（ａ）の３３の位相点は第
３図（ｂ）の３３３へ移動し、第３図（ａ）の３４の位
相点は第３図（ｂ）の３４４へと移動する。周波数オフ
セット△ｆが時間によらず一定とすると、位相差φＤの
第３図（ａ）に示す理想状態からの位相変化は、全て同
一のαとなる。

第３図（ｂ）に示す周波数オフセットに雑音がある場合
のシンボル時間間隔ＴＳごとの位相差φＤを４倍し、モ
ジー−ル２πの位相平面上に表すと、第３図（Ｃ）のよ
うになる。

第３図（Ｃ）より明らかなように、位相差φＤの４つの
状態が一つの状態として表され、４αを判定することに
より、シンボル時間間隔ＴＳごとの周波数オフセットに
基づく位相変化αを推定することができる。

第３図（Ｃ）において、位相変化量４αは、０からπま
でを反時計まわりの位相シフトとし、０から−πまでを
時計まわりの位相シフトとして識別する。雑音が無い場
合には、位相変化αは±π／４間で識別可能であり、こ
れは周波数オフセント量△ｆが、シンボル・レート１／
ＴＳの１／８まで識別可能であることになる。

本実施例においては、復調器内部の基準信号周波数ｆｃ
十△ｆに対する絶対位相を識別する手段として、デジタ
ル形の直交復調器の２つの出力を利用する場合について
説明したが、絶対位相と１：１に対応する情報を得る他
の手段を用いても同様にして行なうことができる。

発明の効果 以上のように本発明は、絶対位相を蓄積したメモリー部
と、エンベロープ一定とされた受信変調波と内部基準信
号とをデジタル的に比較して、メモリー部より内部基準
信号に対する絶対位相を直液検出する絶対位相検出手段
と、絶対位相検出手段が検出した絶対位相と、１シンボ
ル・データ時間間隔前に検出された絶対位相との差を検
出して、送信データを識別する位相差検出データ判定手
段を設けるように構成したので、移動通信用に好適万全
デジタル化されたＤＱＰＳＫ及びπ／４シフトＱＰＳＫ
用の遅延波器を提供すると共に、周波数ズレに対しても
好適な補償力式を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例における周波数オフセット補
正付遅延検波回路のブロック結線図、第２図は同実施例
における周波数オフセット補正付遅延検波回路の動作を
説明する波形図、第３図は同実施例における周波数オフ
セット補正付遅延検波回路の動作を説明する位相図、第
４図は従来のπ／４シフ）　ＱＰＳＫ変調用の遅延検波
復調回路を示すブロック結線図、第５図は従来のπ／４
シフ）　ＱＰＳＫ変調用の遅延検波復調回路の動作を示
す位相図、第６図は従来のπ／４シフトＱＰＳＫ変調用
のベースバント帯での遅延検波回路を示すブロック結線
図である。 １・・入力端子、２・・・ＢＰＦ、　３・・リミッタ、
４・・・デジタル化直交復調部、５・・・１／４分周器
、６・・・ＯＲロジック回路、８，９・・・デジタルＬ
ＰＦ。 １０・・・絶対位相検出部、】１・・・メモリアドレス
指定回路、１２・・・メモリ部、１３・・・シンボルク
ロック再生回路、１４・・・位相差検出データ判定部、
１５・・位相差計算回路、１６・・・補正回路、１７　
・・・シンボルデータ判定部、１８・・・周波数オフセ
ット量推定部、１９・・位相シフト推定回路、２０・・
・平均化回路。 代理人の氏名　弁理士　小鍜治　　　明　ほか２名第２
図 （Ａ） （Ｂ） ！＠６図 第５図

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）絶対位相を蓄積したメモリー部と、エンベロープ
   一定とされた受信変調波と内部基準信号とをデジタル的
   に比較して、前記メモリー部より前記内部基準信号に対
   する絶対位相を直接検出する絶対位相検出手段と、前記
   絶対位相検出手段が検出した絶対位相と、１シンボル・
   データ時間間隔前に検出された絶対位相との差を検出し
   て、送信データを識別する位相差検出データ判定手段と
   を具備する周波数オフセット補正付遅延検波回路。
2. （２）１シンボル・データ時間間隔ごとの位相差を４倍
   して、周波数オフセットに基づく位相シフト量を推定す
   る位相シフト推定手段を持つことを特徴とする請求項１
   記載の周波数オフセット補正付遅延検波回路。