JP2002247003A - 直交周波数分割多重変調方式を用いた伝送装置 - Google Patents
直交周波数分割多重変調方式を用いた伝送装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＯＦＤＭ信号伝送方式の伝送装置において、
周波数選択性フェージングの下でも符号誤り率の低いＴ
ＭＣＣの復調ができる復調回路を提供する。 【解決手段】 互いに直交するＮ本のキャリアで情報符
号を伝送する直交周波数分割多重変調方式を用いた伝送
装置において、伝送装置の送信装置に、Ｎ本のキャリア
内にＭ本(Ｍ＜Ｎ)有するＴＭＣＣキャリアをシンボル毎
に同一の符号を割り当てて差動変調するＴＭＣＣ変調回
路を有し、伝送装置の受信装置に、受信信号から差動復
調したＴＭＣＣキャリアの内、所定の閾値より大きなレ
ベルを有するＴＭＣＣキャリアのみを加算平均して符号
判別を行い、ＴＭＣＣキャリアを復調するＴＭＣＣ復調
回路を有する伝送装置。
周波数選択性フェージングの下でも符号誤り率の低いＴ
ＭＣＣの復調ができる復調回路を提供する。 【解決手段】 互いに直交するＮ本のキャリアで情報符
号を伝送する直交周波数分割多重変調方式を用いた伝送
装置において、伝送装置の送信装置に、Ｎ本のキャリア
内にＭ本(Ｍ＜Ｎ)有するＴＭＣＣキャリアをシンボル毎
に同一の符号を割り当てて差動変調するＴＭＣＣ変調回
路を有し、伝送装置の受信装置に、受信信号から差動復
調したＴＭＣＣキャリアの内、所定の閾値より大きなレ
ベルを有するＴＭＣＣキャリアのみを加算平均して符号
判別を行い、ＴＭＣＣキャリアを復調するＴＭＣＣ復調
回路を有する伝送装置。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は直交周波数分割多重
(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)変調信
号伝送方式(以下、ＯＦＤＭ方式と称す)に関するもの
で、特に、伝送信号中に挿入される、制御情報符号であ
るＴＭＣＣ(Transmission and MultiplexingConfigurat
ion Control)の復調方式に関するものである。
(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)変調信
号伝送方式(以下、ＯＦＤＭ方式と称す)に関するもの
で、特に、伝送信号中に挿入される、制御情報符号であ
るＴＭＣＣ(Transmission and MultiplexingConfigurat
ion Control)の復調方式に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】現在、移動体や地上波系のデジタル無線
通信においてＯＦＤＭ方式が注目されている。 この方
式は、図３に示すように互いに同じ周波数ｆｓの間隔を
持って配置された多数の搬送波(キャリア)を、それぞれ
同一のシンボル周波数でデジタル変調して情報符号を伝
送する方式である。ここで、各搬送波のデジタル変調方
式としては、４相位相偏移変調(ＱＰＳＫ：Quadrature
Phase Shift Keying)方式、１６値直交振幅変調(１６Ｑ
ＡＭ：16Quadrature Amplitude Modulation)、３２ＱＡ
Ｍ方式、６４ＱＡＭ方式などが用いられている。ＯＦＤ
Ｍ方式においては、キャリア単位で変調が可能であるの
で、これらの変調方式をシンボル内で同時に２つ以上使
用することができる。 このような伝送方式を階層化伝
送という。 階層化伝送を行った場合、受信装置側では
復調の際に階層化情報が必要となる。 その情報を伝送
するために用意されているキャリアがＴＭＣＣである。
このＴＭＣＣ情報符号は、変調方式やインタリーブ長
の指定などの制御信号に用いられることから、特に正確
な再生が要求されるものである。ＴＭＣＣ情報の伝送に
ついては、従来から誤り耐性の強化について検討されて
おり、例えば、映像メディア学会技術報告 Ｔｅｃｈｎ
ｉｃａｌ ＲｅｐｏｒｔＶｏｌ.２３ Ｎｏ.１３ ｐｐ１
３〜１８に記載されている。 この報告によれば、地上
波デジタル放送に用いられるＴＭＣＣ信号の伝送特性と
して、ＴＭＣＣキャリア受信レベルを加算平均して復調
する方法や、多数決による判定方法を用いた復調が提案
されている。
通信においてＯＦＤＭ方式が注目されている。 この方
式は、図３に示すように互いに同じ周波数ｆｓの間隔を
持って配置された多数の搬送波(キャリア)を、それぞれ
同一のシンボル周波数でデジタル変調して情報符号を伝
送する方式である。ここで、各搬送波のデジタル変調方
式としては、４相位相偏移変調(ＱＰＳＫ：Quadrature
Phase Shift Keying)方式、１６値直交振幅変調(１６Ｑ
ＡＭ：16Quadrature Amplitude Modulation)、３２ＱＡ
Ｍ方式、６４ＱＡＭ方式などが用いられている。ＯＦＤ
Ｍ方式においては、キャリア単位で変調が可能であるの
で、これらの変調方式をシンボル内で同時に２つ以上使
用することができる。 このような伝送方式を階層化伝
送という。 階層化伝送を行った場合、受信装置側では
復調の際に階層化情報が必要となる。 その情報を伝送
するために用意されているキャリアがＴＭＣＣである。
このＴＭＣＣ情報符号は、変調方式やインタリーブ長
の指定などの制御信号に用いられることから、特に正確
な再生が要求されるものである。ＴＭＣＣ情報の伝送に
ついては、従来から誤り耐性の強化について検討されて
おり、例えば、映像メディア学会技術報告 Ｔｅｃｈｎ
ｉｃａｌ ＲｅｐｏｒｔＶｏｌ.２３ Ｎｏ.１３ ｐｐ１
３〜１８に記載されている。 この報告によれば、地上
波デジタル放送に用いられるＴＭＣＣ信号の伝送特性と
して、ＴＭＣＣキャリア受信レベルを加算平均して復調
する方法や、多数決による判定方法を用いた復調が提案
されている。
【０００３】従来技術によるＯＦＤＭ伝送方式の一例と
して、各搬送波を６４ＱＡＭ方式でデジタル変調するよ
うにした、送信装置を図４に、受信装置を図５に示す。
送信装置では、伝送すべき情報符号を、変調回路１で６
４ＱＡＭ方式の複素ベクトル信号(以下、６４ＱＡＭ信
号と記す)に変調する。 また、ＴＭＣＣ情報符号は、
ＴＭＣＣ符号回路６で差集合巡回符号(273，191)の短縮
符号(184，102)による誤り訂正の符号化を施こされ、Ｔ
ＭＣＣ変調回路７において、ＤＢＰＳＫ(Differential
Binary Phase Shift Keying)変調される。 これらの６
４ＱＡＭ信号及びＴＭＣＣ変調信号を、キャリア分配回
路２で、予め決めたキャリア配置に従い各搬送波に分配
した後、ＩＦＦＴ(Inverse Fast Fourie Transform)回
路３で逆離散フーリェ変換(ＩＦＦＴ)する。 このＩＦ
ＦＴ処理により、直交周波数分割多重変調方式で多重化
されたベースバンドのＯＦＤＭ信号に変換される。その
後、ＯＦＤＭ信号はアップコンバータ(Up Converter)４
で高周波信号に周波数変換され、電力増幅されて送信ア
ンテナ５から送信される。一方、図５の受信装置では、
受信アンテナ８で受信した受信信号は増幅され、ダウン
コンバータ(Down Converter)９で周波数変換され、多重
化されたベースバンドのＯＦＤＭ信号が再生される。
次いで、このＯＦＤＭ信号はＦＦＴ回路１０にて離散フ
ーリエ変換(ＦＦＴ)され、各搬送波のベースバンドの複
素ベクトル信号に分離される。こうして分離された各搬
送波の複素ベクトル信号は、キャリア結合回路１１で、
キャリア分配回路２に入力される前の順序に並べ替えら
れ、復調回路１２で復調され情報信号として出力され
る。 また、ＴＭＣＣキャリアはキャリア結合回路１１
で検出され、ＴＭＣＣ復調回路１３’に入力される。Ｔ
ＭＣＣ復調回路１３’の内部は図６に示すような構成で
ある。 入力されたＴＭＣＣキャリアは、差動復調回路
３０にて差動復調をされた後、加算平均回路３１で差動
復調後の値を加算平均される。 加算平均の結果は符号
判別回路３５にて符号判別され、図５のＴＭＣＣ復号回
路１４で誤り訂正をされて、ＴＭＣＣ情報符号に再生さ
れる。
して、各搬送波を６４ＱＡＭ方式でデジタル変調するよ
うにした、送信装置を図４に、受信装置を図５に示す。
送信装置では、伝送すべき情報符号を、変調回路１で６
４ＱＡＭ方式の複素ベクトル信号(以下、６４ＱＡＭ信
号と記す)に変調する。 また、ＴＭＣＣ情報符号は、
ＴＭＣＣ符号回路６で差集合巡回符号(273，191)の短縮
符号(184，102)による誤り訂正の符号化を施こされ、Ｔ
ＭＣＣ変調回路７において、ＤＢＰＳＫ(Differential
Binary Phase Shift Keying)変調される。 これらの６
４ＱＡＭ信号及びＴＭＣＣ変調信号を、キャリア分配回
路２で、予め決めたキャリア配置に従い各搬送波に分配
した後、ＩＦＦＴ(Inverse Fast Fourie Transform)回
路３で逆離散フーリェ変換(ＩＦＦＴ)する。 このＩＦ
ＦＴ処理により、直交周波数分割多重変調方式で多重化
されたベースバンドのＯＦＤＭ信号に変換される。その
後、ＯＦＤＭ信号はアップコンバータ(Up Converter)４
で高周波信号に周波数変換され、電力増幅されて送信ア
ンテナ５から送信される。一方、図５の受信装置では、
受信アンテナ８で受信した受信信号は増幅され、ダウン
コンバータ(Down Converter)９で周波数変換され、多重
化されたベースバンドのＯＦＤＭ信号が再生される。
次いで、このＯＦＤＭ信号はＦＦＴ回路１０にて離散フ
ーリエ変換(ＦＦＴ)され、各搬送波のベースバンドの複
素ベクトル信号に分離される。こうして分離された各搬
送波の複素ベクトル信号は、キャリア結合回路１１で、
キャリア分配回路２に入力される前の順序に並べ替えら
れ、復調回路１２で復調され情報信号として出力され
る。 また、ＴＭＣＣキャリアはキャリア結合回路１１
で検出され、ＴＭＣＣ復調回路１３’に入力される。Ｔ
ＭＣＣ復調回路１３’の内部は図６に示すような構成で
ある。 入力されたＴＭＣＣキャリアは、差動復調回路
３０にて差動復調をされた後、加算平均回路３１で差動
復調後の値を加算平均される。 加算平均の結果は符号
判別回路３５にて符号判別され、図５のＴＭＣＣ復号回
路１４で誤り訂正をされて、ＴＭＣＣ情報符号に再生さ
れる。
【０００４】
【発明が解決しようとしている課題】ところで、周波数
選択性フェージングが起きると、図７に示す様に、その
影響で伝送帯域内にＳ／Ｎの劣化が生じる。 ＴＭＣＣ
キャリアが割り当てられている個所に、このようなＳ／
Ｎの劣化が生じると、ＴＭＣＣキャリアの受信レベルは
小さくなり、復調したＴＭＣＣ情報符号の符号誤り率が
増加するといった問題が生じる。従来の技術では、Ｓ／
Ｎ低下対策に、１シンボル内のＴＭＣＣキャリアの復調
結果を全て加算した後に平均化を行う、加算平均方法が
用いられている。 例えば、１シンボル内のＴＭＣＣキ
ャリアの本数をｎ本とし、ＴＭＣＣキャリア信号成分Ｓ
TCにガウス雑音ＮTCが加わったとすると、 Ｓ／Ｎ＝(ｎ×ＳTC)／√(ｎ×ＮTC 2) ・・・・・・ (１) となる。 仮にＴＭＣＣキャリアの本数を６本(ｎ＝６)
とすると、この計算によって、約２．４５倍、Ｓ／Ｎが
改善することになる。しかし、１シンボル内のＴＭＣＣ
キャリアを全て加算すると、周波数選択性のフェージン
グにより一部またはそれ以上のＴＭＣＣキャリアの信号
レベルが低下した時には、上記式１の分子のｎは、ｎ'
（ｎ'＜ｎ）になり、下記式２のように、Ｓ／Ｎ改善の
効果が少なくなる。 (Ｓ／Ｎ)'＝(ｎ'×ＳTC)／√(ｎ×ＮTC 2) (ｎ'＜ｎ) ・・・ (２) ＴＭＣＣキャリアの信号レベルが低下した本数が多くな
る(ｎ'が小さくなる)程、加算平均によるＳ／Ｎ改善の
効果が減少することになる。 その結果、階層化情報の
誤り率は増加し、映像・音声などの伝送情報を正しく復
調できなくなってしまう。本発明は上記の問題点を克服
し、ＯＦＤＭ信号伝送方式の伝送装置において、受信レ
ベルの大きいＴＭＣＣキャリアの値のみを加算平均する
ことで、周波数選択性フェージングの下でも符号誤り率
の低いＴＭＣＣ復調回路を提供することを目的とする。
選択性フェージングが起きると、図７に示す様に、その
影響で伝送帯域内にＳ／Ｎの劣化が生じる。 ＴＭＣＣ
キャリアが割り当てられている個所に、このようなＳ／
Ｎの劣化が生じると、ＴＭＣＣキャリアの受信レベルは
小さくなり、復調したＴＭＣＣ情報符号の符号誤り率が
増加するといった問題が生じる。従来の技術では、Ｓ／
Ｎ低下対策に、１シンボル内のＴＭＣＣキャリアの復調
結果を全て加算した後に平均化を行う、加算平均方法が
用いられている。 例えば、１シンボル内のＴＭＣＣキ
ャリアの本数をｎ本とし、ＴＭＣＣキャリア信号成分Ｓ
TCにガウス雑音ＮTCが加わったとすると、 Ｓ／Ｎ＝(ｎ×ＳTC)／√(ｎ×ＮTC 2) ・・・・・・ (１) となる。 仮にＴＭＣＣキャリアの本数を６本(ｎ＝６)
とすると、この計算によって、約２．４５倍、Ｓ／Ｎが
改善することになる。しかし、１シンボル内のＴＭＣＣ
キャリアを全て加算すると、周波数選択性のフェージン
グにより一部またはそれ以上のＴＭＣＣキャリアの信号
レベルが低下した時には、上記式１の分子のｎは、ｎ'
（ｎ'＜ｎ）になり、下記式２のように、Ｓ／Ｎ改善の
効果が少なくなる。 (Ｓ／Ｎ)'＝(ｎ'×ＳTC)／√(ｎ×ＮTC 2) (ｎ'＜ｎ) ・・・ (２) ＴＭＣＣキャリアの信号レベルが低下した本数が多くな
る(ｎ'が小さくなる)程、加算平均によるＳ／Ｎ改善の
効果が減少することになる。 その結果、階層化情報の
誤り率は増加し、映像・音声などの伝送情報を正しく復
調できなくなってしまう。本発明は上記の問題点を克服
し、ＯＦＤＭ信号伝送方式の伝送装置において、受信レ
ベルの大きいＴＭＣＣキャリアの値のみを加算平均する
ことで、周波数選択性フェージングの下でも符号誤り率
の低いＴＭＣＣ復調回路を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明は上記目的を達成
するため、互いに直交するＮ本のキャリアで情報符号を
伝送する直交周波数分割多重変調方式を用いた伝送装置
において、伝送装置の送信装置に、Ｎ本のキャリア内に
Ｍ本(Ｍ＜Ｎ)有するＴＭＣＣキャリアをシンボル毎に同
一の符号を割り当てて差動変調するＴＭＣＣ変調回路を
有し、伝送装置の受信装置に、受信信号から差動復調し
たＴＭＣＣキャリアの内、所定の閾値より大きなレベル
を有するＴＭＣＣキャリアのみを加算平均して符号判別
を行い、当該ＴＭＣＣキャリアを復調するＴＭＣＣ復調
回路を有するものであるまた、ＴＭＣＣ復調回路を、受
信したＴＭＣＣキャリアの信号レベルを検出する信号レ
ベル検出回路と、ＴＭＣＣキャリアを差動復調して差動
復調結果を出力する差動復調回路と、差動復調結果の信
号レベルを検出する復調レベル検出回路と、検出したＴ
ＭＣＣキャリア信号レベルと所定の閾値ＴＨAの比較及
び検出した復調結果の信号レベルと所定の閾値ＴＨBの
比較を行い、当該それぞれの閾値より大きなレベルを有
するＴＭＣＣキャリアの差動復調結果のタイミング信号
を出力する比較回路と、該タイミング信号に従ってシン
ボル毎にＴＭＣＣキャリアの差動復調結果を加算平均
し、加算平均値を出力する加算平均回路と、加算平均結
果を入力して符号判別を行い、ＴＭＣＣキャリア復調結
果として出力する判別回路を有する構成としたものであ
る。また、所定の閾値ＴＨA、ＴＨBを、ＴＭＣＣキャリ
アの信号より算出する閾値決定回路を有するものであ
る。その結果、周波数選択性フェージングにより一部の
キャリアレベルが下がっても、ＴＭＣＣ検出におけるＳ
／Ｎ低下を抑えられ、ＴＭＣＣ情報符号の符号誤り率を
低下でき、確実にＴＭＣＣ符号を再生することができ
る。
するため、互いに直交するＮ本のキャリアで情報符号を
伝送する直交周波数分割多重変調方式を用いた伝送装置
において、伝送装置の送信装置に、Ｎ本のキャリア内に
Ｍ本(Ｍ＜Ｎ)有するＴＭＣＣキャリアをシンボル毎に同
一の符号を割り当てて差動変調するＴＭＣＣ変調回路を
有し、伝送装置の受信装置に、受信信号から差動復調し
たＴＭＣＣキャリアの内、所定の閾値より大きなレベル
を有するＴＭＣＣキャリアのみを加算平均して符号判別
を行い、当該ＴＭＣＣキャリアを復調するＴＭＣＣ復調
回路を有するものであるまた、ＴＭＣＣ復調回路を、受
信したＴＭＣＣキャリアの信号レベルを検出する信号レ
ベル検出回路と、ＴＭＣＣキャリアを差動復調して差動
復調結果を出力する差動復調回路と、差動復調結果の信
号レベルを検出する復調レベル検出回路と、検出したＴ
ＭＣＣキャリア信号レベルと所定の閾値ＴＨAの比較及
び検出した復調結果の信号レベルと所定の閾値ＴＨBの
比較を行い、当該それぞれの閾値より大きなレベルを有
するＴＭＣＣキャリアの差動復調結果のタイミング信号
を出力する比較回路と、該タイミング信号に従ってシン
ボル毎にＴＭＣＣキャリアの差動復調結果を加算平均
し、加算平均値を出力する加算平均回路と、加算平均結
果を入力して符号判別を行い、ＴＭＣＣキャリア復調結
果として出力する判別回路を有する構成としたものであ
る。また、所定の閾値ＴＨA、ＴＨBを、ＴＭＣＣキャリ
アの信号より算出する閾値決定回路を有するものであ
る。その結果、周波数選択性フェージングにより一部の
キャリアレベルが下がっても、ＴＭＣＣ検出におけるＳ
／Ｎ低下を抑えられ、ＴＭＣＣ情報符号の符号誤り率を
低下でき、確実にＴＭＣＣ符号を再生することができ
る。
【０００６】
【発明の実施の形態】本発明は、図５の受信装置のＴＭ
ＣＣ復調回路１３’の内部構成が図６の従来構成と異な
る。 送信装置の動作と送信される信号の構造は、従来
と全く同一なので説明を省略する。 また、受信装置に
おいても、ダウンコンバータ９、ＦＦＴ回路１０、キャ
リア結合回路１１、(情報符号)復調回路１２を用い情報
符号を復号する信号処理方法については、従来の受信装
置と同一なので説明を省略し、従来回路と異なるＴＭＣ
Ｃ復調回路１３’内部の信号処理方法についてのみ説明
する。図１は、本発明によるＴＭＣＣ復調回路１３の内
部回路構成を示す第１の実施例である。 図１の本発明
の回路構成は、図６の従来の回路構成に、ＴＭＣＣキャ
リアの受信レベルを検出する信号レベル検出回路３２
と、差動復調をした結果の信号レベルを検出する復調レ
ベル検出回路３６と、受信した時間波形を用いて加算平
均に用いるＴＭＣＣキャリアの差動復調結果を検出する
ための閾値を決定する閾値決定回路３３と、その閾値
と、ＴＭＣＣキャリア受信レベル及び復調結果の信号レ
ベルを比較して、加算平均に用いるＴＭＣＣキャリアの
差動復調結果のタイミングを検出する比較回路３４を追
加した点が異なる。ＴＭＣＣ復調回路１３には、ＴＭＣ
Ｃキャリア信号と受信装置が受信した時間信号が入力さ
れる。 受信時間信号は、閾値決定回路３３に入力さ
れ、閾値決定回路３３において、受信信号全体のパワー
値が計算され、その値に、あらかじめ設定しておいた係
数１／Ａ（Ａ≧１）、１／Ｂ（Ｂ＞０）を乗算して閾値
ＴＨAと閾値ＴＨBが算出される。 算出された閾値ＴＨ
AとＴＨBは比較回路３４に入力される。
ＣＣ復調回路１３’の内部構成が図６の従来構成と異な
る。 送信装置の動作と送信される信号の構造は、従来
と全く同一なので説明を省略する。 また、受信装置に
おいても、ダウンコンバータ９、ＦＦＴ回路１０、キャ
リア結合回路１１、(情報符号)復調回路１２を用い情報
符号を復号する信号処理方法については、従来の受信装
置と同一なので説明を省略し、従来回路と異なるＴＭＣ
Ｃ復調回路１３’内部の信号処理方法についてのみ説明
する。図１は、本発明によるＴＭＣＣ復調回路１３の内
部回路構成を示す第１の実施例である。 図１の本発明
の回路構成は、図６の従来の回路構成に、ＴＭＣＣキャ
リアの受信レベルを検出する信号レベル検出回路３２
と、差動復調をした結果の信号レベルを検出する復調レ
ベル検出回路３６と、受信した時間波形を用いて加算平
均に用いるＴＭＣＣキャリアの差動復調結果を検出する
ための閾値を決定する閾値決定回路３３と、その閾値
と、ＴＭＣＣキャリア受信レベル及び復調結果の信号レ
ベルを比較して、加算平均に用いるＴＭＣＣキャリアの
差動復調結果のタイミングを検出する比較回路３４を追
加した点が異なる。ＴＭＣＣ復調回路１３には、ＴＭＣ
Ｃキャリア信号と受信装置が受信した時間信号が入力さ
れる。 受信時間信号は、閾値決定回路３３に入力さ
れ、閾値決定回路３３において、受信信号全体のパワー
値が計算され、その値に、あらかじめ設定しておいた係
数１／Ａ（Ａ≧１）、１／Ｂ（Ｂ＞０）を乗算して閾値
ＴＨAと閾値ＴＨBが算出される。 算出された閾値ＴＨ
AとＴＨBは比較回路３４に入力される。
【０００７】一方、ＴＭＣＣキャリアは１キャリアずつ
信号レベル検出回路３２に入力されてＴＭＣＣキャリア
信号レベルが算出され、比較回路３４に入力される。
また、ＴＭＣＣキャリアは差動復調回路３０に入力さ
れ、１シンボル前のＴＭＣＣキャリアの共役複素信号と
複素乗算が行われ、その結果の複素信号を差動復調結果
として、一方は加算平均回路３１へ、もう一方は復調レ
ベル検出回路３６に出力される。復調レベル検出回路３
６に入力された差動復調結果は、ここで、信号レベルが
算出され、復調レベル信号として比較回路３４に入力さ
れる。 比較回路３４では、閾値決定回路３３で算出さ
れた閾値ＴＨAとＴＭＣＣキャリア信号レベル、閾値Ｔ
ＨBと差動復調結果の信号レベルをそれぞれ比較する。
閾値ＴＨBを用いた比較は、１シンボル前のＴＭＣＣキ
ャリアの受信レベルが小さくて差動復調結果に誤りが生
じた場合、その誤った差動復調の結果が、現在のシンボ
ルのＴＭＣＣ符号判別に影響を与えないために行う。こ
こで、比較回路３４では、それぞれの比較結果が、各閾
値以上の信号レベルとなるＴＭＣＣキャリア復調結果の
タイミングを検出して、加算平均回路３１ヘタイミング
信号を出力する。 加算平均回路３１では、比較回路３
４から出力されたタイミング信号に従って、ＴＭＣＣキ
ャリアの差動復調結果をシンボル毎に加算平均し、その
結果を符号判別回路３５に出力する。符号判別回路３５
では加算平均の結果を符号判別し、ＴＭＣＣ復調結果と
して出力する。 復調された信号は図５のＴＭＣＣ復号
回路１４で誤り訂正をされてＴＭＣＣ情報符号に再生さ
れる。
信号レベル検出回路３２に入力されてＴＭＣＣキャリア
信号レベルが算出され、比較回路３４に入力される。
また、ＴＭＣＣキャリアは差動復調回路３０に入力さ
れ、１シンボル前のＴＭＣＣキャリアの共役複素信号と
複素乗算が行われ、その結果の複素信号を差動復調結果
として、一方は加算平均回路３１へ、もう一方は復調レ
ベル検出回路３６に出力される。復調レベル検出回路３
６に入力された差動復調結果は、ここで、信号レベルが
算出され、復調レベル信号として比較回路３４に入力さ
れる。 比較回路３４では、閾値決定回路３３で算出さ
れた閾値ＴＨAとＴＭＣＣキャリア信号レベル、閾値Ｔ
ＨBと差動復調結果の信号レベルをそれぞれ比較する。
閾値ＴＨBを用いた比較は、１シンボル前のＴＭＣＣキ
ャリアの受信レベルが小さくて差動復調結果に誤りが生
じた場合、その誤った差動復調の結果が、現在のシンボ
ルのＴＭＣＣ符号判別に影響を与えないために行う。こ
こで、比較回路３４では、それぞれの比較結果が、各閾
値以上の信号レベルとなるＴＭＣＣキャリア復調結果の
タイミングを検出して、加算平均回路３１ヘタイミング
信号を出力する。 加算平均回路３１では、比較回路３
４から出力されたタイミング信号に従って、ＴＭＣＣキ
ャリアの差動復調結果をシンボル毎に加算平均し、その
結果を符号判別回路３５に出力する。符号判別回路３５
では加算平均の結果を符号判別し、ＴＭＣＣ復調結果と
して出力する。 復調された信号は図５のＴＭＣＣ復号
回路１４で誤り訂正をされてＴＭＣＣ情報符号に再生さ
れる。
【０００８】上記の実施例を用いると以下の様な効果が
得られる。 例えば、送信ＴＭＣＣキャリア本数を６本
とし、ＴＭＣＣ受信信号成分ＳTCにガウス雑音ＮTCが加
わったＴＭＣＣキャリアを受信したとする。この場合の
ＴＭＣＣキャリア１本のＳ／Ｎは、ＳTC／ＮTCとなる。
ここで６本のＴＭＣＣ受信信号を加算してＳ／Ｎを求
めると、下記式３のようになり、加算処理前に比べてＳ
／Ｎが約２．４５倍大きくなる。 Ｓ／Ｎ＝(６×ＳTC)／√(６×ＮTC 2) ＝√６×(ＳTC／ＮTC) ・・・・・・・・・ (３) ここで周波数選択性フェージングの影響により６本中３
本のＴＭＣＣキャリアだけが信号成分ＳTCを含まず、ノ
イズ成分ＮTCだけのレベルで受信された場合を考える。
この時、６本のＴＭＣＣキャリアを加算しＳ／Ｎを求
めると、下記式４のようになる。 Ｓ／Ｎ＝(３×ＳTC)／√(６×ＮTC 2) ＝(√３／√２)×(ＳTC／ＮTC) ・・・・・・ (４) 前述の従来技術では、このようなＳ／Ｎの改善方法を用
いている。しかし、上記した本発明による手段では、閾
値を仮にＮTCと設定した場合、この閾値以下のＴＭＣＣ
キャリアレベルを加算しないので、下記式５のようにな
る。 Ｓ／Ｎ＝(３×ＳTC)／√(３×ＮTC 2) ＝√３×(ＳTC／ＮTC) ・・・・・・・・・・ (５) 上記従来技術による算出結果(式４)と本発明による算出
結果(式５)を比較すると、Ｓ／Ｎは約３．０ｄＢ改善さ
れる。 そのため、符号誤り率は低下し、復調精度は向
上する。
得られる。 例えば、送信ＴＭＣＣキャリア本数を６本
とし、ＴＭＣＣ受信信号成分ＳTCにガウス雑音ＮTCが加
わったＴＭＣＣキャリアを受信したとする。この場合の
ＴＭＣＣキャリア１本のＳ／Ｎは、ＳTC／ＮTCとなる。
ここで６本のＴＭＣＣ受信信号を加算してＳ／Ｎを求
めると、下記式３のようになり、加算処理前に比べてＳ
／Ｎが約２．４５倍大きくなる。 Ｓ／Ｎ＝(６×ＳTC)／√(６×ＮTC 2) ＝√６×(ＳTC／ＮTC) ・・・・・・・・・ (３) ここで周波数選択性フェージングの影響により６本中３
本のＴＭＣＣキャリアだけが信号成分ＳTCを含まず、ノ
イズ成分ＮTCだけのレベルで受信された場合を考える。
この時、６本のＴＭＣＣキャリアを加算しＳ／Ｎを求
めると、下記式４のようになる。 Ｓ／Ｎ＝(３×ＳTC)／√(６×ＮTC 2) ＝(√３／√２)×(ＳTC／ＮTC) ・・・・・・ (４) 前述の従来技術では、このようなＳ／Ｎの改善方法を用
いている。しかし、上記した本発明による手段では、閾
値を仮にＮTCと設定した場合、この閾値以下のＴＭＣＣ
キャリアレベルを加算しないので、下記式５のようにな
る。 Ｓ／Ｎ＝(３×ＳTC)／√(３×ＮTC 2) ＝√３×(ＳTC／ＮTC) ・・・・・・・・・・ (５) 上記従来技術による算出結果(式４)と本発明による算出
結果(式５)を比較すると、Ｓ／Ｎは約３．０ｄＢ改善さ
れる。 そのため、符号誤り率は低下し、復調精度は向
上する。
【０００９】次に、図２を用い、本発明によるＴＭＣＣ
復調回路１３の第２の実施例について説明する。この第
２の実施例と上記第１の実施例の異なる点は、受信時間
波形から閾値を決定するのではなく、ＴＭＣＣキャリア
のレベルを用いて閾値を決定することである。ＴＭＣＣ
復調回路１３に入力されたＴＭＣＣキャリアは、閾値決
定回路３３に入力され、ここでＴＭＣＣキャリアレベル
の最大値が検出される。 その最大値に、あらかじめ設
定しておいた係数１／Ａ（Ａ≧１）、１／Ｂ（Ｂ＞０）
を乗算して閾値ＴＨAと閾値ＴＨBが算出される。 算出
された閾値ＴＨAとＴＨBは比較回路３４に入力される。
一方、ＴＭＣＣキャリアは１キャリアずつ信号レベル検
出回路３２に入力されてＴＭＣＣキャリア信号レベルが
算出され、比較回路３４に入力される。 また、ＴＭＣ
Ｃキャリアは差動復調回路３０に入力され、１シンボル
前のＴＭＣＣキャリアの共役複素信号と複素乗算が行わ
れ、その結果の複素信号を差動復調結果として、一方は
加算平均回路３１へ、もう一方は復調レベル検出回路３
６に出力される。復調レベル検出回路３６に入力された
差動復調結果は、ここで、信号レベルが算出され、復調
レベル信号として比較回路３４に入力される。 比較回
路３４では、閾値決定回路３３で算出された閾値ＴＨA
とＴＭＣＣキャリア信号レベル、閾値ＴＨBと差動復調
結果の信号レベルをそれぞれ比較する。ここで、比較回
路３４では、それぞれの比較結果が、各閾値以上の信号
レベルとなるＴＭＣＣキャリア復調結果のタイミングを
検出して、加算平均回路３１ヘタイミング信号を出力す
る。 加算平均回路３１では、比較回路３４から出力さ
れたタイミング信号に従って、ＴＭＣＣキャリアの差動
復調結果をシンボル毎に加算平均し、その結果を符号判
別回路３５に出力する。符号判別回路３５では加算平均
の結果を符号判別し、ＴＭＣＣ復調結果として出力す
る。 復調された信号は図５のＴＭＣＣ復号回路１４で
誤り訂正をされてＴＭＣＣ情報符号に再生される。
復調回路１３の第２の実施例について説明する。この第
２の実施例と上記第１の実施例の異なる点は、受信時間
波形から閾値を決定するのではなく、ＴＭＣＣキャリア
のレベルを用いて閾値を決定することである。ＴＭＣＣ
復調回路１３に入力されたＴＭＣＣキャリアは、閾値決
定回路３３に入力され、ここでＴＭＣＣキャリアレベル
の最大値が検出される。 その最大値に、あらかじめ設
定しておいた係数１／Ａ（Ａ≧１）、１／Ｂ（Ｂ＞０）
を乗算して閾値ＴＨAと閾値ＴＨBが算出される。 算出
された閾値ＴＨAとＴＨBは比較回路３４に入力される。
一方、ＴＭＣＣキャリアは１キャリアずつ信号レベル検
出回路３２に入力されてＴＭＣＣキャリア信号レベルが
算出され、比較回路３４に入力される。 また、ＴＭＣ
Ｃキャリアは差動復調回路３０に入力され、１シンボル
前のＴＭＣＣキャリアの共役複素信号と複素乗算が行わ
れ、その結果の複素信号を差動復調結果として、一方は
加算平均回路３１へ、もう一方は復調レベル検出回路３
６に出力される。復調レベル検出回路３６に入力された
差動復調結果は、ここで、信号レベルが算出され、復調
レベル信号として比較回路３４に入力される。 比較回
路３４では、閾値決定回路３３で算出された閾値ＴＨA
とＴＭＣＣキャリア信号レベル、閾値ＴＨBと差動復調
結果の信号レベルをそれぞれ比較する。ここで、比較回
路３４では、それぞれの比較結果が、各閾値以上の信号
レベルとなるＴＭＣＣキャリア復調結果のタイミングを
検出して、加算平均回路３１ヘタイミング信号を出力す
る。 加算平均回路３１では、比較回路３４から出力さ
れたタイミング信号に従って、ＴＭＣＣキャリアの差動
復調結果をシンボル毎に加算平均し、その結果を符号判
別回路３５に出力する。符号判別回路３５では加算平均
の結果を符号判別し、ＴＭＣＣ復調結果として出力す
る。 復調された信号は図５のＴＭＣＣ復号回路１４で
誤り訂正をされてＴＭＣＣ情報符号に再生される。
【００１０】この第２の実施例は、上記第１の実施例と
同様に、受信したＴＭＣＣキャリアのＳ／Ｎの低下を抑
制する効果が得られる。 そのため、符号誤り率が低下
し、復調精度は向上する。上記の実施例では、閾値の算
出に、ＴＭＣＣキャリアレベルの最大値を用いている
が、他にＴＭＣＣキャリアレベルから求めた値、例えば
ＴＭＣＣキャリアレベルの平均値を用いても可能であ
る。また、ＴＭＣＣキャリアの複素信号と１シンボル前
のＴＭＣＣキャリアの共役複素信号とを複素演算し、そ
の結果の複素信号を加算平均の対象にしたが、ＴＭＣＣ
キャリアと１シンボル前のＴＭＣＣキャリアとの位相差
△θを加算平均しても良い。また、閾値の算出に用いる
信号は、時間波形とＴＭＣＣキャリアレベル両方を用い
て実施しても良い。また、比較回路３４内で行う比較
を、閾値ＴＨAとＴＭＣＣ信号レベルの比較、閾値ＴＨB
と差動復調結果のレベル比較の両方を一緒に用いる例を
示したが、どちらか一方の比較を使用する回路構成にし
ても良い。
同様に、受信したＴＭＣＣキャリアのＳ／Ｎの低下を抑
制する効果が得られる。 そのため、符号誤り率が低下
し、復調精度は向上する。上記の実施例では、閾値の算
出に、ＴＭＣＣキャリアレベルの最大値を用いている
が、他にＴＭＣＣキャリアレベルから求めた値、例えば
ＴＭＣＣキャリアレベルの平均値を用いても可能であ
る。また、ＴＭＣＣキャリアの複素信号と１シンボル前
のＴＭＣＣキャリアの共役複素信号とを複素演算し、そ
の結果の複素信号を加算平均の対象にしたが、ＴＭＣＣ
キャリアと１シンボル前のＴＭＣＣキャリアとの位相差
△θを加算平均しても良い。また、閾値の算出に用いる
信号は、時間波形とＴＭＣＣキャリアレベル両方を用い
て実施しても良い。また、比較回路３４内で行う比較
を、閾値ＴＨAとＴＭＣＣ信号レベルの比較、閾値ＴＨB
と差動復調結果のレベル比較の両方を一緒に用いる例を
示したが、どちらか一方の比較を使用する回路構成にし
ても良い。
【００１１】
【発明の効果】以上説明したように、本発明を用いると
受信レベルの大きいＴＭＣＣキャリアの値のみを加算平
均しているために、周波数選択性フェージングによって
一部のキャリアレベルが下がっても、ＴＭＣＣ検出にお
けるＳ／Ｎの低下を抑えられ、ＴＭＣＣ情報符号の符号
誤り率を低下でき、確実にＴＭＣＣ符号を再生すること
ができる。
受信レベルの大きいＴＭＣＣキャリアの値のみを加算平
均しているために、周波数選択性フェージングによって
一部のキャリアレベルが下がっても、ＴＭＣＣ検出にお
けるＳ／Ｎの低下を抑えられ、ＴＭＣＣ情報符号の符号
誤り率を低下でき、確実にＴＭＣＣ符号を再生すること
ができる。
【図１】本発明の第１の実施例を示すブロック図
【図２】本発明の第２の実施例を示すブロック図
【図３】ＯＦＤＭ信号伝送方式における搬送波配列を説
明する模式図
明する模式図
【図４】従来技術のＯＦＤＭ信号伝送方式の一例を示す
送信側のプロック図
送信側のプロック図
【図５】従来技術のＯＦＤＭ信号伝送方式の一例を示す
受信側のプロック図
受信側のプロック図
【図６】従来技術におけるＴＭＣＣ復調回路内の一例を
示すブロック図
示すブロック図
【図７】周波数選択性フェージングの影響による搬送波
の周波数特性劣化の説明図
の周波数特性劣化の説明図
１：変調回路、２：キャリア分配回路、３：ＩＦＦＴ回
路、４：アップコンバータ、５：送信アンテナ、６：Ｔ
ＭＣＣ符号回路、７：ＴＭＣＣ変調回路、８：受信アン
テナ、９：ダウンコンバータ、１０：ＦＦＴ回路、１
１：キャリア結合回路、１２：復調回路、１３：ＴＭＣ
Ｃ復調回路、１４：ＴＭＣＣ復号回路、３０：差動復調
回路、３１：加算平均回路３２：信号レベル検出回路３
３：閾値決定回路。
路、４：アップコンバータ、５：送信アンテナ、６：Ｔ
ＭＣＣ符号回路、７：ＴＭＣＣ変調回路、８：受信アン
テナ、９：ダウンコンバータ、１０：ＦＦＴ回路、１
１：キャリア結合回路、１２：復調回路、１３：ＴＭＣ
Ｃ復調回路、１４：ＴＭＣＣ復号回路、３０：差動復調
回路、３１：加算平均回路３２：信号レベル検出回路３
３：閾値決定回路。
Claims (3)
- 【請求項１】 互いに直交するＮ本のキャリアで情報符
号を伝送する直交周波数分割多重変調方式を用いた伝送
装置において、該伝送装置の送信装置に、上記Ｎ本のキ
ャリア内にＭ本(Ｍ＜Ｎ)有するＴＭＣＣキャリアをシン
ボル毎に同一の符号を割り当てて差動変調するＴＭＣＣ
変調回路を有し、上記伝送装置の受信装置に、受信信号
から差動復調した上記ＴＭＣＣキャリアの内、所定の閾
値より大きなレベルを有するＴＭＣＣキャリアのみを加
算平均して符号判別を行い、当該ＴＭＣＣキャリアを復
調するＴＭＣＣ復調回路を有することを特徴とする伝送
装置。 - 【請求項２】 請求項１において、上記ＴＭＣＣ復調回
路を、受信した上記ＴＭＣＣキャリアの信号レベルを検
出する信号レベル検出回路と、上記ＴＭＣＣキャリアを
差動復調して差動復調結果を出力する差動復調回路と、
該差動復調結果の信号レベルを検出する復調レベル検出
回路と、上記検出したＴＭＣＣキャリア信号レベルと所
定の閾値ＴＨAの比較及び上記検出した復調結果の信号
レベルと所定の閾値ＴＨBの比較を行い、当該それぞれ
の閾値より大きなレベルを有するＴＭＣＣキャリアの差
動復調結果のタイミング信号を出力する比較回路と、該
タイミング信号に従ってシンボル毎に上記ＴＭＣＣキャ
リアの差動復調結果を加算平均し、加算平均値を出力す
る加算平均回路と、該加算平均結果を入力して符号判別
を行い、ＴＭＣＣキャリア復調結果として出力する判別
回路を有する構成としたことを特徴とする伝送装置。 - 【請求項３】 請求項１または２において、上記所定の
閾値ＴＨA、ＴＨBを、上記ＴＭＣＣキャリアの信号より
算出する閾値決定回路を有することを特徴とする伝送装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001046750A JP2002247003A (ja) | 2001-02-22 | 2001-02-22 | 直交周波数分割多重変調方式を用いた伝送装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001046750A JP2002247003A (ja) | 2001-02-22 | 2001-02-22 | 直交周波数分割多重変調方式を用いた伝送装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002247003A true JP2002247003A (ja) | 2002-08-30 |
Family
ID=18908310
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001046750A Pending JP2002247003A (ja) | 2001-02-22 | 2001-02-22 | 直交周波数分割多重変調方式を用いた伝送装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002247003A (ja) |
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005041457A1 (ja) * | 2003-10-23 | 2005-05-06 | Sharp Kabushiki Kaisha | Ｏｆｄｍ送受信装置 |
| JP2007036730A (ja) * | 2005-07-27 | 2007-02-08 | Toshiba Corp | 受信装置 |
| JP2007214969A (ja) * | 2006-02-10 | 2007-08-23 | Sony Corp | デジタル放送受信機 |
| JP2007251435A (ja) * | 2006-03-14 | 2007-09-27 | Sharp Corp | Ｏｆｄｍ復調装置、ｏｆｄｍ復調方法、プログラム及びコンピュータ読み取り可能な記録媒体 |
| JP2008160478A (ja) * | 2006-12-22 | 2008-07-10 | Fujitsu Ltd | Ｏｆｄｍ受信機 |
| JP2008211604A (ja) * | 2007-02-27 | 2008-09-11 | Nippon Hoso Kyokai <Nhk> | 階層判定装置、階層判定方法及び階層判定プログラム |
| JP2009100422A (ja) * | 2007-10-19 | 2009-05-07 | Sony Corp | 受信装置および方法、並びにプログラム |
| WO2009069420A1 (ja) | 2007-11-27 | 2009-06-04 | Panasonic Corporation | 信号復調装置、信号復調方法、半導体集積回路および受信装置 |
| WO2009157523A1 (ja) * | 2008-06-27 | 2009-12-30 | 京セラ株式会社 | 無線通信装置及び無線通信方法 |
| JP2012257339A (ja) * | 2012-10-01 | 2012-12-27 | Fujitsu Semiconductor Ltd | Ｏｆｄｍ受信機 |
-
2001
- 2001-02-22 JP JP2001046750A patent/JP2002247003A/ja active Pending
Cited By (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005041457A1 (ja) * | 2003-10-23 | 2005-05-06 | Sharp Kabushiki Kaisha | Ｏｆｄｍ送受信装置 |
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| US8170149B2 (en) | 2006-12-22 | 2012-05-01 | Fujitsu Semiconductor Limited | OFDM receiver apparatus |
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| JP4626827B2 (ja) * | 2007-10-19 | 2011-02-09 | ソニー株式会社 | 受信装置および方法、並びにプログラム |
| US8209581B2 (en) | 2007-10-19 | 2012-06-26 | Sony Corporation | Receiving apparatus and method and program for receiving and decoding a low density parity check code |
| WO2009069420A1 (ja) | 2007-11-27 | 2009-06-04 | Panasonic Corporation | 信号復調装置、信号復調方法、半導体集積回路および受信装置 |
| WO2009157523A1 (ja) * | 2008-06-27 | 2009-12-30 | 京セラ株式会社 | 無線通信装置及び無線通信方法 |
| JP2012257339A (ja) * | 2012-10-01 | 2012-12-27 | Fujitsu Semiconductor Ltd | Ｏｆｄｍ受信機 |
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