CN1823490B - 在ofdm网络中用于确定链路质量的方法和设备 - Google Patents

Abstract

一种用于确定具有导频子载波的OFDM通信链路的链路质量的设备，该设备包括用于确定与通信链路相关的信号功率的装置；和用于比较在导频子载波上接收的导频信号的特性和从在通信链路上接收的训练码元中确定的信道系数，以允许确定失真测量结果，其中信号功率与失真测量结果的比值提供了对通信链路的链路质量确定。

Description

在OFDM网络中用于确定链路质量的方法和设备

技术领域

本发明涉及用于确定OFDM通信链路的链路质量的设备和方法。

背景技术

正交频分复用OFDM是多载波调制的特殊形式，其安排以通过将数据在多个子载波上进行调制而提供高数据率通信。无线局域网WLAN标准802.11a和Hiperlan/2是采用OFDM调制的系统的两个例子，其中，对于每个系统，将数据码元在48个数据子载波上进行调制，使用4个导频子载波来帮助相位追踪以允许相干解调。

安排OFDM系统来提供若干调制和编码替代(alternative)，其中每个调制和编码替代允许不同类型的数据映射到各自的数据子载波。

例如，在HiperLan/2规范中定义了七物理层模式，范围从用于二进制相移键控BPSK的6Mbps的物理层比特率到64正交幅度调制64QAM的54Mbps。

在OFDM信号的发射和接收期间，除了噪声和/或干扰会添加到每个子载波上的信号中以外，信号将会由于频率选择性信道而衰减和失真(即，在单独子载波上发射的信号将衰减和失真不同量，其取决于信道系数所定义的信道特性的环境)。噪声和/或干扰的组合限定了通信信道(即通信链路)的质量，被称为链路质量。

合适调制方案的选择取决于通信链路的链路质量，这样，如果所选的数据率不匹配相关链路质量，通信链路数据就可能丢失，如果所选的数据率对于给定链路质量来说太快，则通信链路可能欠利用(underutilised)。

但是，由于无线系统的不同环境状况，通信链路的链路质量将在一段时间内上下波动。因此，OFDM系统被安排来使用链路自适应步骤而动态地选择合适的调制和编码速率参数，从而动态测量链路质量和选择合适的调制方案。

一种用于测量链路质量的技术基于误帧率估计，该估计是从在解码接收数据上的循环冗余校验CRC获得的。该技术要求接收许多帧的数据以获得可靠的信息，其对于链路质量快速变化的通信链路来说是不合需要的。

用于测量链路质量的另一种技术，如US 2002/0110138 A1所述，基于信噪比测量，该测量是在前同步内的训练码元上进行的，该训练码元作为数据突发的一部分在数据子载波上发射，并且使用解调和解码过的数据码元重编码和重调制。该技术十分复杂，需要附加的处理功率，并且可能引入附加的误差。而且，该技术的实现并不理想地适用于所有应用，所确定的链路质量可能并不是对于所有情况都是最优化的。

希望改善这种情况和/或提供可替换的技术来确定链路质量。

发明内容

根据本发明的第一方面，提供了一种用于确定具有导频子载波的OFDM通信链路的链路质量的设备，所述设备包括：用于确定在OFDM通信链路上传输的OFDM信号的信号功率的装置；以及用于通过从信道系数中减去导频信号特性来比较在与接收数据码元相关的导频子载波上接收的导频信号的特性与从在通信链路上接收的训练码元中确定的信道系数的装置，以允许对失真测量的确定，其中信号功率对失真测量的比值提供了对通信链路的链路质量确定。

优选地，用于确定信号功率的装置使用从训练码元中确定的信道系数来计算信号功率。

优选地，用于确定信号功率的装置基于下面的方程计算具有48个数据子载波和4个导频子载波的通信链路的平均信号功率：

$S^2=\underset{i=1}{\overset{52}{\mathrm{\Σ}}}{\left(H_i\right)}^2/52$

其中，H_i是第i个子载波的信道系数。

优选地，与信道系数进行比较的导频信号的特性是导频信号的相位和幅度。

优选地，导频信号的相位是通过相位补偿值进行校正的。

优选地，具有4个导频子载波的通信链路的失真测量基于下面的方程：

${\mathrm{NI}}^2\left(k\right)=\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{(H_i-P_i{e}^{-j{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{comp},i}\left(k\right)})}^2/4$

其中，H_i是第i个子载波的信道系数，P_i是第i个导频子载波的相位和幅度，k表示第k个码元，是第k个码元的相位补偿值。

优选地，对于加扰过的导频信号，具有4个导频子载波的通信链路的失真测量基于下面的方程：

${\mathrm{NI}}^2\left(k\right)=\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{(H_i-P_i{D}_i\left(k\right)e^{-j{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{comp},i}\left(k\right)})}^2/4$

其中，H_i是第i个导频子载波的信道系数，P_i是第i个子载波的相位和幅度，k表示第k个码元，是第k个码元的相位补偿值，D_i(k)是解扰函数。

这提供了允许在接收整个帧之前进行链路质量测量的优点，并且通常在可以进行对通信链路的链路质量的良好近似之前只要求接收前同步加上几个码元。而且，这还提供了不要求附加计算以对帧进行重编码和重调制的优点。

根据本发明的第二方面，提供一种用于确定具有导频子载波的OFDM通信链路的链路质量的方法，所述方法包括：确定在OFDM通信链路上传输的OFDM信号的信号功率；以及通过从信道系数中减去导频信号特性来比较在导频子载波上接收的导频信号的特性与从在通信链路上接收的训练码元中确定的信道系数，以允许对失真测量的确定，其中信号功率对失真测量的比值提供了对通信链路的链路质量确定。

附图说明

现在将参考作为示例的附图描述本发明的实施例，其中：

图1显示了根据本发明实施例的OFDM接收机；

图2显示了OFDM媒体访问帧；

图3显示了根据本发明实施例的信号对噪声/干扰比测量单元。

具体实施方式

下面的实施例基于HIPERLAN/2 OFDM WLAN系统，其中通信信道定义为具有20MHz的带宽，具有52个非零子载波，间隔312.5kHz，其中52个子载波包含48个数据子载波和4个导频子载波。但是，可以使用任意形式的基于OFDM的系统，其可以具有不同数量的数据和导频子载波。

图1显示了OFDM接收机1。OFDM接收机1包括连接到RF前端模块3的天线2，RF前端模块3连接到同步单元4，同步单元4连接到解调单元5，解调单元5连接到相位偏移补偿单元6和均衡单元7，均衡单元7还连接到相位偏移补偿单元6，相位偏移补偿单元6连接到数据解码器8。相位偏移补偿单元6和均衡单元7还连接到信号与噪声和干扰比测量单元9，其遵照本发明的实施例，如下所述。信号与噪声和干扰比测量单元9连接到链路自适应模块10。

OFDM接收机1接收通信信道上的OFDM信号，并且通过解调单元5将时域码元解调成频域子载波，通过数据解码器8解码该信道上接收的数据，这是本领域技术人员公知的。

均衡单元7补偿由于频率选择性信道造成的衰减，首先在信道系数估计期间测量信道系数，其在于储存在前同步长码元期间接收的非零子载波信息，然后，如果只有相位需要补偿，通过除以信道系数或者乘以信道系数的复共轭来补偿数据子载波，这是本领域技术人员公知的。因此，信道系数可以被看作是在子载波中接收的复数子载波码元，如果发射了单位幅度和零相位偏移的数据码元的话。这样，信道系数不仅反映了信道传输函数，而且也是对于接收码元的直接幅度和相位测量，假定使用了恒定的发射功率。

相位偏移补偿单元6补偿存在于发射机和接收机载波中心频率之间的频率偏移。OFDM收发机对于这个频率偏移非常敏感，第一频率偏移补偿是在时域实现的(在同步单元4)。但是，第二相位补偿是在频域实现的，在相位误差补偿单元6中实现，其更精细而且可以对每一码元进行重新计算。相位误差补偿单元6提供相位补偿给数据码元，包括对于码元k，以出现在子载波i上的相位差的反方向旋转每一子载波(即对于Φ_error，i(k)：Φ_comp，i(k)＝-Φ_error，i(k))。相位误差部分地源自频率偏移，是由同步单元4在接收前同步时测量的。相位误差补偿通过每一数据子载波乘以一复数而实现。

图2图示说明了HIPERLAN/2媒体访问控制MAC传输帧200。MAC帧200包括广播控制信道BCCH 201，随后是帧控制信道FCC202，然后是分别的下行链路业务203和上行链路业务204，其后是随机访问信道205。

作为下行链路业务203一部分传输的数据包含在包括前同步部分207和协议数据单元208的突发206内。

前同步部分207包括循环前缀和两个训练码元(未示出)，其中，训练码元由均衡单元7使用来进行信道系数估计，如本领域技术人员所公知。

图3显示了信号与噪声/干扰比测量单元9。信号与噪声和干扰比测量单元9包括信号功率估计器模块301，导频噪声和干扰功率模块302和信号对噪声/干扰比计算器模块303。

信号功率估计器模块301从均衡单元7接收信道系数估计信息，导频噪声和干扰功率模块302从相位偏移补偿单元6接收相位信息，信号对噪声/干扰比计算器模块303连接到信号功率估计器模块301和导频噪声和干扰功率模块302二者的输出，以允许计算接收信号的信号对噪声/干扰比303，如下所述。

信号对噪声/干扰比测量单元9安排用来计算SNIR，其用于逐码元地确定通信链路的链路质量(即，在52个子载波上确定SNIR)。

对于每个接收码元，均衡单元7使用包含在OFDM突发的前同步中的训练码元信息计算每一子载波上的信道系数估计。为了该实施例的目的，信道系数估计可以是(为了更准确)得自前同步内包含的两个训练码元的平均。具体地说，均衡单元7可以计算信道系数Hi作为接收到的子载波码元幅度，用于单位能量和零相位偏移的发射码元。因此，每一子载波的信道系数的平方H_i ²指示信道中的衰减以及(对于恒定发射功率)接收码元的能量。

使用均衡单元7所提供的信道系数估计H，信道功率估计器模块301使用下面的方程计算子载波的平均信号功率：

$S^2=\underset{i=1}{\overset{52}{\mathrm{\Σ}}}{\left(H_i\right)}^2/52$

其中，i用于表示子载波，(H_i)²是子载波i的信道系数的平方，等价于子载波i中接收到的码元的能量。均衡单元7由此确定对于给定码元接收到的平均能量，具体地，这个平均能量是针对训练码元计算的，对于训练码元来说，码元值和发射的码元能量都是已知和恒定的。因此，S²是对应于包括52个子载波码元的训练码元的接收的平均信号能量的能量测量。

平均信号能量值提供给信号对噪声/干扰比计算器模块303。

对于每一接收的非训练数据码元k，其在48个数据子载波上接收，导频噪声和干扰功率模块302计算对于在四个导频子载波上发射的相关导频信息的子载波变化的平均能量，如下所述。因此，对于非训练数据，导频噪声和干扰功率模块302通过评估在四个导频子载波中接收到的导频数据码元与不存在噪声(包括非补偿信道变化)和干扰时的期望值之差，来确定噪声和干扰指示。

首先，由导频噪声和干扰功率模块302通过用导频子载波信道系数估计H_i减去已经对相位补偿进行了校正的第k个码元接收的导频子载波P_i(k)，来计算与接收数据码元k相关的导频信号的噪声和干扰NI_i(k)，如下面的方程所给出的那样：

${\mathrm{NI}}_i\left(k\right)=|H_i-P_i\left(k\right)e^{-j{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{comp},i}\left(k\right)}|$

H_i是信道估计所确定的信道系数，因此对应于训练数据的导频子载波i中接收的子载波码元。假定相同子载波码元在数据码元k的相同导频子载波中发射。相应地，如果在训练数据和数据码元k的发射之间没有噪声或信道变化，期望H_i等于P_i(k)。但是，频率误差将导致对于训练数据的数据码元k的相位变化，该相位变化标为Φ_comp(k)，是由相位偏移补偿单元6估计的。因此，因子补偿频率误差。

因此，对应于没有噪声(包括不期望的信道波动)和干扰情况下在子载波中i中的数据码元k的要接收的期望子载波码元。因此，NI_i(k)代表对在导频子载波i中的子载波导频码元的噪声和干扰的指示。

如上所述，计算了各个导频信号的噪声和干扰NI_i(k)之后，导频噪声和干扰功率模块302使用下面的方程计算与第k个码元相关的导频信号噪声和干扰的平均能量：

${\mathrm{NI}}^2\left(k\right)=\underset{i=\mathrm{pilotnumber}}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{(H_i-P_i\left(k\right)e^{-j{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{comp},i}\left(k\right)})}^2/4$

即，对四个单独导频子载波的各个噪声和干扰估计进行平均。

可以假定导频信号噪声和干扰的平均能量与整个相关的第k个码元的噪声和干扰的平均能量相同。因此，值NI²(k)可以视为相关的第k个码元噪声和干扰的平均能量。这样，对于信道噪声和干扰(包括信道相位噪声和幅度噪声)的估计是基于接收导频子载波码元和在信道估计期间获得的子载波码元(信道系数H_i)之间的比较结果而确定的。

噪声和干扰能量值NI²(k)提供给信号对噪声/干扰比计算器模块303。

使用接收到的S²和NI²(k)的值，信号对噪声/干扰比计算器模块303计算第k个码元的SNIR，单位为分贝，其使用下面的方程：

SNIR(k)＝20log(S/NI(k))＝10log(S²)-10log(NI²(k))

$\mathrm{SNIR}=10\log \left(\underset{i=1}{\overset{52}{\mathrm{\Σ}}}{\left(H_i\right)}^2\right)-10\log \left(\underset{i=\mathrm{pilotnumber}}{\mathrm{\Σ}}{(H_i-P_i\left(k\right)e^{-j{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{comp},i}\left(k\right)})}^2\right)-10\log \left(13\right)$

计算给定码元的SNR之后，信号对噪声/干扰比计算模块303还可以平均一帧(或多帧)内所有N个码元的计算的SNIR：

$\mathrm{SNIR}\left(k\right)=\left(\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{SNIR}\left(k\right)\right)/N$

上面的描述假定导频数据码元对于所有码元k是恒定的。但是，应该认识到，该方法可以轻易地适用到考虑在不同码元k使用不同导频数据码元。这样，期望码元值可以响应于与接收码元值相关的发射数据值而确定。具体地说，相位补偿项可以修改以包括训练数据的导频码元与码元k的导频码元之间的相位差。例如，如果发射码元被发射节点加扰(例如将恒定导频码元乘以给定的1和-1的序列)，上面的方程可以修改以包括合适的解扰函数(即D_i(k))。相应地，上面的方程可以修改成如下所示：

${\mathrm{NI}}_i\left(k\right)=|H_i-P_i\left(k\right)D_i\left(k\right)e^{-j{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{comp},i}\left(k\right)}|$

${\mathrm{NI}}^2\left(k\right)=\underset{i=\mathrm{pilotnumber}}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{(H_i-P_i\left(k\right)D_i\left(k\right)e^{-j{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{comp},i}\left(k\right)})}^2/4$

$\mathrm{SNIR}\left(k\right)=10\log \left(\underset{i=1}{\overset{52}{\mathrm{\Σ}}}{\left(H_i\right)}^2\right)-10\log \left(\underset{i=\mathrm{pilotnumber}}{\mathrm{\Σ}}{(H_i-P_i\left(k\right)D_i\left(k\right)e^{-j{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{comp},i}\left(k\right)})}^2\right)-10\log \left(13\right)$

信号对噪声/干扰比计算器模块303提供SNIR信息给链路自适应模块10。链路自适应模块10使用SNIR信息来确定合适的调制模式，用来调制数据在通信链路上传送。

为了进行最优化的链路自适应(即，合适调制模式的确定和选择)，希望合并SNIR测量和有关信道类型的信息(例如延迟扩展)。

可由链路自适应模块10使用来确定合适调制模式的链路自适应算法的一个例子在下面进行描述。链路自适应算法基于这样的假设：信道类型，由其延迟扩展作为特征，是稳定的，而且在接收机呆在相同环境内时不会发生改变，由此，有可能合并SNIR和某些PER(分组(或PDU-分组数据单元)误差率)测量。

该算法包括如下对于接收帧的步骤：

(i)使用仿真获得包含数据率的表，作为缺省信道类型(最可能的一个)的SNR的函数，将该表储存在MAC软件存储器中；

(ii)对于每一接收帧，检查PER，如果超过PER_MAX(典型值可以是0.01)则校正因子SNIR_COR递增1，但如果PER低于第二门限PER_MIN(典型地，0.001)则递减1，如果PER在这2个门限之间，则不更新SNIR_COR；

(iii)通过以SNIR-SNIR_COR读取数据率表而获得最优化数据率。

在下一帧，执行相同的处理，如果PER超过PER_MAX，校正因子增加(可以对于每一错误帧递增，以更快地收敛)。在达到小于PER_MAX的PER之后，我们知道已经选择了对应于信道延迟扩展的最优化校正值。

本领域技术人员清楚，这里公开的主题可以以多种方式进行修改，可以假定有不同于上面具体给出的优选形式的许多实施例，例如，可以使用具有任意数量的数据和导频子载波的OFDM系统。

Claims (9)

1.一种用于确定具有导频子载波的OFDM通信链路的链路质量的设备，所述设备包括：用于确定在OFDM通信链路上传输的OFDM信号的信号功率的装置；以及用于通过从信道系数中减去导频信号特性来比较在与接收数据码元相关的导频子载波上接收的导频信号的特性与从在通信链路上接收的训练码元中确定的信道系数的装置，以允许对失真测量的确定，其中信号功率对失真测量的比值提供了对通信链路的链路质量确定。

2.根据权利要求1所述的设备，其中所述的用于确定信号功率的装置使用从训练码元中确定的信道系数来计算信号功率。

3.根据权利要求2所述的设备，其中所述的用于确定信号功率的装置基于下面的方程计算具有48个数据子载波和4个导频子载波的通信链路的平均信号功率：

$S^2=\underset{i=1}{\overset{52}{\mathrm{\Σ}}}{\left(H_i\right)}^2/52$

其中，H_i是第i个子载波的信道系数。

4.根据前面任意一项权利要求所述的设备，其中所述的与信道系数进行比较的导频信号的特性是导频信号的相位和幅度。

5.根据权利要求4所述的设备，其中所述的导频信号的相位是通过相位补偿值进行校正的。

6.根据权利要求1-3中任意一项所述的设备，其中，具有4个导频子载波的通信链路的失真测量基于下面的方程：

${\mathrm{NI}}^2\left(k\right)=\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{(H_i-P_i{e}^{-j{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{comp},i}\left(k\right)})}^2/4$

其中，H_i是第i个导频子载波的信道系数，P_i是第i个导频子载波的相位和幅度，k表示第k个码元，

是第k个码元的相位补偿值。

7.根据权利要求6所述的设备，其中对于加扰过的导频信号，具有4个导频子载波的通信链路的失真测量基于下面的方程：

${\mathrm{NI}}^2\left(k\right)=\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{(H_i-P_i{D}_i\left(k\right)e^{-j{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{comp},i}\left(k\right)})}^2/4$

其中，H_i是第i个导频子载波的信道系数，P_i是第i个导频子载波的相位和幅度，k表示第k个码元，

是第k个码元的相位补偿值，D_i(k)是解扰函数。

8.一种用于选择OFDM通信传输模式的装置，所述装置包括选择器，其响应于根据权利要求1-3中任意一项所述的设备，用于根据链路质量确定而选择传输模式。

9.一种用于确定具有导频子载波的OFDM通信链路的链路质量的方法，所述方法包括：确定在OFDM通信链路上传输的OFDM信号的信号功率；以及通过从信道系数中减去导频信号特性来比较在导频子载波上接收的导频信号的特性与从在通信链路上接收的训练码元中确定的信道系数，以允许对失真测量的确定，其中信号功率对失真测量的比值提供了对通信链路的链路质量确定。

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