JP3256661B2 - 交流振幅検出装置 - Google Patents
交流振幅検出装置Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、電力系統に接続
された機器、たとえば遮断器、電力変換器、電力調整装
置などの制御や保護に用いる交流信号（交流電圧や交流
電流）の振幅を検出する交流振幅検出装置に関するもの
である。
された機器、たとえば遮断器、電力変換器、電力調整装
置などの制御や保護に用いる交流信号（交流電圧や交流
電流）の振幅を検出する交流振幅検出装置に関するもの
である。
【０００２】
【従来の技術】図６は特開平７−２２５２４９号公報に
開示された従来の交流振幅検出装置を示す構成図であ
り、図において、１は被検出系、２は振幅Ｖ、角周波数
ω0の単相交流電源、３は単相交流電源２に接続された
負荷、４は被検出系の交流電圧を検出し、その交流電圧
に比例した電圧信号（交流信号）ｖを出力する交流電圧
検出器（交流信号検出手段）、１００は電圧信号ｖを微
分し、電圧信号ｖ2を出力する微分回路、１０１は交流
電圧検出器４および微分回路１００の出力を、三角関数
計算器１０８の演算結果に基づいて回転座標変換し、交
流電圧検出器４及び微分回路１００の出力を電圧信号ｖ
の余弦波成分と正弦波成分とに変換する積和算器、１０
２は電圧信号ｖに余弦波成分を乗算する乗算回路、１０
４は電圧信号ｖに正弦波成分を乗算する乗算回路、１０
３は電圧信号ｖ2に余弦波成分を乗算する乗算回路、１
０５は電圧信号ｖ2に正弦波成分を乗算する乗算回路、
１０６は乗算器１０２の出力から乗算器１０５の出力を
減算する減算器、１０７は乗算器１０３の出力と乗算器
１０４の出力とを加算し、その加算結果の符号を反転す
る加算器である。１０８は電圧信号ｖの基準位相θ0の
余弦および正弦を演算する三角関数計算器である。
開示された従来の交流振幅検出装置を示す構成図であ
り、図において、１は被検出系、２は振幅Ｖ、角周波数
ω0の単相交流電源、３は単相交流電源２に接続された
負荷、４は被検出系の交流電圧を検出し、その交流電圧
に比例した電圧信号（交流信号）ｖを出力する交流電圧
検出器（交流信号検出手段）、１００は電圧信号ｖを微
分し、電圧信号ｖ2を出力する微分回路、１０１は交流
電圧検出器４および微分回路１００の出力を、三角関数
計算器１０８の演算結果に基づいて回転座標変換し、交
流電圧検出器４及び微分回路１００の出力を電圧信号ｖ
の余弦波成分と正弦波成分とに変換する積和算器、１０
２は電圧信号ｖに余弦波成分を乗算する乗算回路、１０
４は電圧信号ｖに正弦波成分を乗算する乗算回路、１０
３は電圧信号ｖ2に余弦波成分を乗算する乗算回路、１
０５は電圧信号ｖ2に正弦波成分を乗算する乗算回路、
１０６は乗算器１０２の出力から乗算器１０５の出力を
減算する減算器、１０７は乗算器１０３の出力と乗算器
１０４の出力とを加算し、その加算結果の符号を反転す
る加算器である。１０８は電圧信号ｖの基準位相θ0の
余弦および正弦を演算する三角関数計算器である。
【０００３】また、１０９は積和算器１０１により出力
された電圧信号ｖの余弦波成分ａと正弦波成分ｂとを極
座標変換することにより電圧信号ｖの振幅Ｖを検出する
振幅・位相差検出手段である。１１０は電圧信号ａを２
乗する乗算器、１１１は電圧信号ｂを２乗する乗算器、
１１２は乗算器１１０、１１１の乗算結果を加算する加
算器、１１３は加算機１１２の加算結果の平方根を演算
する平方根演算回路、１１４は電圧信号ａを平方根演算
回路１１３の演算結果で割り算する除算器、１１５は除
算器１１４の出力の逆余弦（０〜１８０度の範囲内）を
演算する逆余弦演算回路、１１６は電圧信号ｂが正のと
き”１”を出力し、負のとき、”−１”を出力する符号
演算回路、１１７は逆余弦演算回路１１５の出力に符号
演算回路１１６の出力を乗算し、−１８０〜１８０度の
範囲で電圧信号ｖの位相θを演算する乗算器である。こ
の例では、交流信号として交流電圧を検出しているが、
交流信号として交流電流を検出するようにしてもよい。
された電圧信号ｖの余弦波成分ａと正弦波成分ｂとを極
座標変換することにより電圧信号ｖの振幅Ｖを検出する
振幅・位相差検出手段である。１１０は電圧信号ａを２
乗する乗算器、１１１は電圧信号ｂを２乗する乗算器、
１１２は乗算器１１０、１１１の乗算結果を加算する加
算器、１１３は加算機１１２の加算結果の平方根を演算
する平方根演算回路、１１４は電圧信号ａを平方根演算
回路１１３の演算結果で割り算する除算器、１１５は除
算器１１４の出力の逆余弦（０〜１８０度の範囲内）を
演算する逆余弦演算回路、１１６は電圧信号ｂが正のと
き”１”を出力し、負のとき、”−１”を出力する符号
演算回路、１１７は逆余弦演算回路１１５の出力に符号
演算回路１１６の出力を乗算し、−１８０〜１８０度の
範囲で電圧信号ｖの位相θを演算する乗算器である。こ
の例では、交流信号として交流電圧を検出しているが、
交流信号として交流電流を検出するようにしてもよい。
【０００４】次に動作について説明する。交流電圧検出
器４が電圧信号ｖを検出すると微分回路１００は、その
電圧信号ｖを微分し、その電圧信号ｖと９０度位相が異
なる電圧信号ｖ2を出力する。すなわち、電圧信号ｖ＝
Ｖcosθであるとすると、電圧信号ｖ2＝-Ｖsinθを出力
する。一方、三角関数計算器１０８は、電圧信号ｖの基
準位相θ0を入力し、その基準位相θ0の余弦cosθ0およ
び正弦sinθ0を演算する。基準位相θ0は、被検出系１
の周波数と等しい周波数の位相である。
器４が電圧信号ｖを検出すると微分回路１００は、その
電圧信号ｖを微分し、その電圧信号ｖと９０度位相が異
なる電圧信号ｖ2を出力する。すなわち、電圧信号ｖ＝
Ｖcosθであるとすると、電圧信号ｖ2＝-Ｖsinθを出力
する。一方、三角関数計算器１０８は、電圧信号ｖの基
準位相θ0を入力し、その基準位相θ0の余弦cosθ0およ
び正弦sinθ0を演算する。基準位相θ0は、被検出系１
の周波数と等しい周波数の位相である。
【０００５】そして、積和算器１０１は、電圧信号ｖと
電圧信号ｖ2とを、基準位相θ0の余弦cosθ0および正弦
sinθ0に基づいて回転座標変換し、電圧信号ｖと電圧信
号ｖ2とを電圧信号ｖの余弦波成分ａと正弦波成分ｂと
に変換する。積和算器１０１の回転座標変換を式で表す
と下記のようになる。 ａ＝Ｖcosθcosθ0＋Ｖsinθsinθ0＝Ｖcos(θ-θ0） ・・・（１） ｂ＝Ｖsinθcosθ0−Ｖcosθsinθ0＝Ｖsin(θ-θ0） ・・・（２）
電圧信号ｖ2とを、基準位相θ0の余弦cosθ0および正弦
sinθ0に基づいて回転座標変換し、電圧信号ｖと電圧信
号ｖ2とを電圧信号ｖの余弦波成分ａと正弦波成分ｂと
に変換する。積和算器１０１の回転座標変換を式で表す
と下記のようになる。 ａ＝Ｖcosθcosθ0＋Ｖsinθsinθ0＝Ｖcos(θ-θ0） ・・・（１） ｂ＝Ｖsinθcosθ0−Ｖcosθsinθ0＝Ｖsin(θ-θ0） ・・・（２）
【０００６】振幅・位相差検出手段１０９は、積和算器
１０１により変換された電圧信号ａと電圧信号ｂとを極
座標変換し、その振幅Ｖと位相差(θ-θ0）を検出す
る。その詳細を下記に示す。
１０１により変換された電圧信号ａと電圧信号ｂとを極
座標変換し、その振幅Ｖと位相差(θ-θ0）を検出す
る。その詳細を下記に示す。
【０００７】まず、電圧信号ａ，ｂはそれぞれ乗算器１
１０、１１１で２乗された後、加算器１１２で加え合わ
される。その後、平方根演算回路１１３で平方根を演算
される。即ち、 平方根演算回路１１３の出力＝（Ｖ2cos2(θ-θ0）＋Ｖ2sin2(θ-θ0））1/2 ＝（Ｖ2（cos2(θ-θ0）＋sin2(θ-θ0）））1/2 ＝（Ｖ2）1/2 ＝Ｖ ・・・（３） となり、交流信号の振幅Ｖを出力する。
１０、１１１で２乗された後、加算器１１２で加え合わ
される。その後、平方根演算回路１１３で平方根を演算
される。即ち、 平方根演算回路１１３の出力＝（Ｖ2cos2(θ-θ0）＋Ｖ2sin2(θ-θ0））1/2 ＝（Ｖ2（cos2(θ-θ0）＋sin2(θ-θ0）））1/2 ＝（Ｖ2）1/2 ＝Ｖ ・・・（３） となり、交流信号の振幅Ｖを出力する。
【０００８】また、電圧信号ａは除算器１１４によって
平方根演算回路１１３の出力で割り算され、逆余弦演算
回路１１５が、除算器１１４の出力の逆余弦を下記に示
すように演算する。 逆余弦演算回路１１５の出力＝cos-1（Ｖcos(θ-θ0）/Ｖ） ＝(θ-θ0） ・・・（４） ただし、０＜θ＜１８０度。電圧信号ｂは(θ-θ0）が
負の時は負の値になるので、逆余弦演算回路１１５の出
力に、符号演算回路１１６の出力を乗算器１１７で乗算
すれば、−１８０〜１８０度の範囲で位相差(θ-θ0)を
検出できる。
平方根演算回路１１３の出力で割り算され、逆余弦演算
回路１１５が、除算器１１４の出力の逆余弦を下記に示
すように演算する。 逆余弦演算回路１１５の出力＝cos-1（Ｖcos(θ-θ0）/Ｖ） ＝(θ-θ0） ・・・（４） ただし、０＜θ＜１８０度。電圧信号ｂは(θ-θ0）が
負の時は負の値になるので、逆余弦演算回路１１５の出
力に、符号演算回路１１６の出力を乗算器１１７で乗算
すれば、−１８０〜１８０度の範囲で位相差(θ-θ0)を
検出できる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】従来の交流振幅検出装
置は以上のように構成されているので、演算部分に遅れ
要素を含まず、交流電圧の振幅Ｖと位相θとが高速に検
出されるが、平方根演算などの複雑な演算処理が必要
で、回路構成が複雑になったり、本方式をソフトウェア
で実現する場合には演算時間やメモリを多く必要とする
問題点がある。また、検出誤差も各回路要素の誤差の集
積値となり、精度上不利となる場合があった。更に、電
圧低下によって、遮断器を動作させるなどの用途では、
振幅成分のみを検出できれば十分であり、位相検出が不
必要な用途も多い。
置は以上のように構成されているので、演算部分に遅れ
要素を含まず、交流電圧の振幅Ｖと位相θとが高速に検
出されるが、平方根演算などの複雑な演算処理が必要
で、回路構成が複雑になったり、本方式をソフトウェア
で実現する場合には演算時間やメモリを多く必要とする
問題点がある。また、検出誤差も各回路要素の誤差の集
積値となり、精度上不利となる場合があった。更に、電
圧低下によって、遮断器を動作させるなどの用途では、
振幅成分のみを検出できれば十分であり、位相検出が不
必要な用途も多い。
【００１０】この発明は、以上のような問題点を解消す
るためになされたもので、回路構成を簡略化でき、誤差
の集積を軽減して検出精度の良好な交流振幅検出装置を
得ることを目的とする。また、検出速度の向上および位
相検出に伴う誤差の振幅検出への影響を低減することを
目的とする。
るためになされたもので、回路構成を簡略化でき、誤差
の集積を軽減して検出精度の良好な交流振幅検出装置を
得ることを目的とする。また、検出速度の向上および位
相検出に伴う誤差の振幅検出への影響を低減することを
目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】請求項１に係る交流振幅
検出装置は、被検出系の交流信号を検出する交流信号検
出手段、この交流信号検出手段により検出された上記交
流信号に同期した位相信号を出力する位相検出手段、上
記位相信号に基づいて交流基準波を生成する交流基準波
生成手段、上記交流信号の振幅推定値に上記交流基準波
を乗算することにより交流推定信号を生成する乗算手
段、上記交流信号と上記交流推定信号との差を取ること
により交流誤差信号を出力する減算手段、上記交流誤差
信号を極性が反転しない直流誤差信号に変換する直流化
手段、および上記直流誤差信号に基づき上記交流信号の
振幅推定値を制御する振幅推定値制御手段を備えたもの
である。
検出装置は、被検出系の交流信号を検出する交流信号検
出手段、この交流信号検出手段により検出された上記交
流信号に同期した位相信号を出力する位相検出手段、上
記位相信号に基づいて交流基準波を生成する交流基準波
生成手段、上記交流信号の振幅推定値に上記交流基準波
を乗算することにより交流推定信号を生成する乗算手
段、上記交流信号と上記交流推定信号との差を取ること
により交流誤差信号を出力する減算手段、上記交流誤差
信号を極性が反転しない直流誤差信号に変換する直流化
手段、および上記直流誤差信号に基づき上記交流信号の
振幅推定値を制御する振幅推定値制御手段を備えたもの
である。
【００１２】また、請求項２に係る交流振幅検出装置
は、請求項１において、その直流化手段は、交流誤差信
号に交流基準波を乗算して出力する乗算回路からなるも
のである。
は、請求項１において、その直流化手段は、交流誤差信
号に交流基準波を乗算して出力する乗算回路からなるも
のである。
【００１３】また、請求項３に係る交流振幅検出装置
は、請求項１において、その直流化手段は、交流誤差信
号を交流基準波で除算して出力する除算回路からなるも
のである。
は、請求項１において、その直流化手段は、交流誤差信
号を交流基準波で除算して出力する除算回路からなるも
のである。
【００１４】また、請求項４に係る交流振幅検出装置
は、被検出系の交流信号を検出する交流信号検出手段、
この交流信号検出手段により検出された上記交流信号に
同期した位相信号を出力する位相検出手段、上記交流信
号検出手段により検出された交流信号の位相を所定値だ
けシフトさせた移相交流信号を出力する移相回路、上記
位相信号に基づいて第１の交流基準波を生成する第１の
交流基準波生成回路、上記交流信号の振幅推定値に上記
第１の交流基準波を乗算することにより第１の交流推定
信号を生成する第１の乗算回路、上記交流信号と上記第
１の交流推定信号との差を取ることにより第１の交流誤
差信号を出力する第１の減算回路、上記第１の交流基準
波の位相を上記所定値だけシフトさせた第２の交流基準
波を生成する第２の交流基準波生成回路、上記交流信号
の振幅推定値に上記第２の交流基準波を乗算することに
より第２の交流推定信号を生成する第２の乗算回路、上
記移相交流信号と上記第２の交流推定信号との差を取る
ことにより第２の交流誤差信号を出力する第２の減算回
路、上記第１の交流誤差信号に上記第１の交流基準波を
乗算したものと上記第２の交流誤差信号に上記第２の交
流基準値を乗算したものとを加算して誤差信号を出力す
る乗加算回路、および上記誤差信号に基づき上記交流信
号の振幅推定値を制御する振幅推定値制御回路を備えた
ものである。
は、被検出系の交流信号を検出する交流信号検出手段、
この交流信号検出手段により検出された上記交流信号に
同期した位相信号を出力する位相検出手段、上記交流信
号検出手段により検出された交流信号の位相を所定値だ
けシフトさせた移相交流信号を出力する移相回路、上記
位相信号に基づいて第１の交流基準波を生成する第１の
交流基準波生成回路、上記交流信号の振幅推定値に上記
第１の交流基準波を乗算することにより第１の交流推定
信号を生成する第１の乗算回路、上記交流信号と上記第
１の交流推定信号との差を取ることにより第１の交流誤
差信号を出力する第１の減算回路、上記第１の交流基準
波の位相を上記所定値だけシフトさせた第２の交流基準
波を生成する第２の交流基準波生成回路、上記交流信号
の振幅推定値に上記第２の交流基準波を乗算することに
より第２の交流推定信号を生成する第２の乗算回路、上
記移相交流信号と上記第２の交流推定信号との差を取る
ことにより第２の交流誤差信号を出力する第２の減算回
路、上記第１の交流誤差信号に上記第１の交流基準波を
乗算したものと上記第２の交流誤差信号に上記第２の交
流基準値を乗算したものとを加算して誤差信号を出力す
る乗加算回路、および上記誤差信号に基づき上記交流信
号の振幅推定値を制御する振幅推定値制御回路を備えた
ものである。
【００１５】また、請求項５に係る交流振幅検出装置
は、請求項４において、その第２の交流基準波生成回路
は、位相検出手段からの位相信号に基づいて第２の交流
基準波を生成するようにしたものである。
は、請求項４において、その第２の交流基準波生成回路
は、位相検出手段からの位相信号に基づいて第２の交流
基準波を生成するようにしたものである。
【００１６】また、請求項６に係る交流振幅検出装置
は、請求項４または請求項５において、その移相回路に
おける移相量を、進み９０度または９０度に近い値とし
たものである。
は、請求項４または請求項５において、その移相回路に
おける移相量を、進み９０度または９０度に近い値とし
たものである。
【００１７】また、請求項７に係る交流振幅検出装置
は、請求項６において、その移相回路は、微分演算回路
からなるものである。
は、請求項６において、その移相回路は、微分演算回路
からなるものである。
【００１８】
実施の形態１．以下、この発明の実施の形態を図につい
て説明する。図１はこの発明の実施の形態１による交流
振幅検出装置を示す構成図であり、図において、従来の
ものと同一符号は同一または相当部分を示すので説明を
省略する。図において、５は電圧信号ｖを所定の位相だ
け位相を進める移相回路としての位相進み回路、６は交
流電圧検出器４の出力から後述する乗算回路１４の出力
を減算して第１の交流誤差信号を出力する第１の減算回
路としての減算器、７は位相進み回路５の出力から後述
する乗算回路１５の出力を減算して第２の交流誤差信号
を出力する第２の減算回路としての減算器、８は減算器
６の出力と後述する三角関数計算器１３の出力である第
１の交流基準波とを乗算する乗算器、９は減算器７の出
力と三角関数計算器１３の出力である第２の交流基準波
を乗算する乗算器、１０は乗算器８の出力と乗算器９の
出力とを加算する加算器、１１は加算器１０の出力が正
の値ならばその出力である交流振幅推定値を増加し、負
の値ならばその出力を減少させる振幅推定値制御回路と
しての制御器、１２は電圧信号ｖより、それに同期した
位相を出力する位相検出手段としての位相検出回路、１
３は電圧信号ｖと同位相の第１の交流基準波と、位相進
み回路５の位相進み量だけ位相を進めた第２の交流基準
波とを演算する第１および第２の交流基準波生成回路と
しての三角関数計算器、１４は交流振幅推定値と第１の
交流基準波とを乗算する第１の乗算回路としての乗算
器、１５は交流振幅推定値と第２の交流基準波とを乗算
する第２の乗算回路としての乗算器である。
て説明する。図１はこの発明の実施の形態１による交流
振幅検出装置を示す構成図であり、図において、従来の
ものと同一符号は同一または相当部分を示すので説明を
省略する。図において、５は電圧信号ｖを所定の位相だ
け位相を進める移相回路としての位相進み回路、６は交
流電圧検出器４の出力から後述する乗算回路１４の出力
を減算して第１の交流誤差信号を出力する第１の減算回
路としての減算器、７は位相進み回路５の出力から後述
する乗算回路１５の出力を減算して第２の交流誤差信号
を出力する第２の減算回路としての減算器、８は減算器
６の出力と後述する三角関数計算器１３の出力である第
１の交流基準波とを乗算する乗算器、９は減算器７の出
力と三角関数計算器１３の出力である第２の交流基準波
を乗算する乗算器、１０は乗算器８の出力と乗算器９の
出力とを加算する加算器、１１は加算器１０の出力が正
の値ならばその出力である交流振幅推定値を増加し、負
の値ならばその出力を減少させる振幅推定値制御回路と
しての制御器、１２は電圧信号ｖより、それに同期した
位相を出力する位相検出手段としての位相検出回路、１
３は電圧信号ｖと同位相の第１の交流基準波と、位相進
み回路５の位相進み量だけ位相を進めた第２の交流基準
波とを演算する第１および第２の交流基準波生成回路と
しての三角関数計算器、１４は交流振幅推定値と第１の
交流基準波とを乗算する第１の乗算回路としての乗算
器、１５は交流振幅推定値と第２の交流基準波とを乗算
する第２の乗算回路としての乗算器である。
【００１９】次に動作について説明する。まず、従来の
ものと同様に、交流電圧検出器４が被検出系１の交流電
圧を検出し、その交流電圧に比例した電圧信号ｖを出力
する。そして、その電圧信号ｖを入力すると位相進み回
路５はその電圧信号ｖをその電圧信号ｖの周波数で所定
の位相進み量だけ位相の進んだ移相電圧信号ｖ2を出力
する。その詳細は下記に示す。
ものと同様に、交流電圧検出器４が被検出系１の交流電
圧を検出し、その交流電圧に比例した電圧信号ｖを出力
する。そして、その電圧信号ｖを入力すると位相進み回
路５はその電圧信号ｖをその電圧信号ｖの周波数で所定
の位相進み量だけ位相の進んだ移相電圧信号ｖ2を出力
する。その詳細は下記に示す。
【００２０】図２は位相進み回路５の詳細構成例を示す
ブロック図で、図において、２１は時定数Ｔの位相遅れ
回路、２２はゲイン乗算回路、２３はゲイン乗算回路２
２の出力から位相遅れ回路２１の出力を減算する減算回
路である。位相遅れ回路２１及びゲイン乗算回路２２に
おけるゲインＫ1、Ｋ2は以下の式で表される。
ブロック図で、図において、２１は時定数Ｔの位相遅れ
回路、２２はゲイン乗算回路、２３はゲイン乗算回路２
２の出力から位相遅れ回路２１の出力を減算する減算回
路である。位相遅れ回路２１及びゲイン乗算回路２２に
おけるゲインＫ1、Ｋ2は以下の式で表される。
【００２１】 Ｋ1＝cosψ＋（1／ω0T）sinψ ・・・（５） Ｋ2＝（（1＋ω0 2T2）／ω0T）sinψ ・・・（６） ただし、ψは所定の位相進み量。
【００２２】位相進み回路５の出力は電圧信号ｖをｖ＝
Ｖsinθとおくと、以下の式になる。 位相進み回路５の出力＝Im｛（Ｋ1 − Ｋ2/(1+jω0T) ）Ｖｅｘｐ（jθ）｝ ＝Im｛（cosψ＋(1/ω0T)sinψ）Ｖｅｘｐ（jθ） −（（((1+ω0 2T2)/ω0T)sinψ）/(1+jω0T)）Ｖｅｘｐ（jθ）｝ ＝（cosψ＋(1/ω0T)sinψ）Ｖsinθ −（(1/ω0T)sinψ）Ｖsinθ＋（sinψ）Ｖcosθ ＝Ｖcosψsinθ＋Ｖsinψcosθ ＝Ｖsin(θ+ψ) ・・・（７） 従って、位相進み回路５の出力ｖ2は入力信号に比べ
て、所定の位相ψだけ進んだ信号が出力される。
Ｖsinθとおくと、以下の式になる。 位相進み回路５の出力＝Im｛（Ｋ1 − Ｋ2/(1+jω0T) ）Ｖｅｘｐ（jθ）｝ ＝Im｛（cosψ＋(1/ω0T)sinψ）Ｖｅｘｐ（jθ） −（（((1+ω0 2T2)/ω0T)sinψ）/(1+jω0T)）Ｖｅｘｐ（jθ）｝ ＝（cosψ＋(1/ω0T)sinψ）Ｖsinθ −（(1/ω0T)sinψ）Ｖsinθ＋（sinψ）Ｖcosθ ＝Ｖcosψsinθ＋Ｖsinψcosθ ＝Ｖsin(θ+ψ) ・・・（７） 従って、位相進み回路５の出力ｖ2は入力信号に比べ
て、所定の位相ψだけ進んだ信号が出力される。
【００２３】また、位相検出回路１２は電圧信号ｖの位
相をＰＬＬなどの手法で検出するので、三角関数計算器
１３は振幅が１の第１の交流基準波sinθを出力でき
る。また、位相進み回路５の位相進み量ψも既知である
から、三角関数計算器１３は振幅が１の第２の交流基準
波sin(θ+ψ)も出力できる。制御器１１の出力である交
流振幅推定値をＶhatとすると、乗算器１４により電圧
信号ｖの第１の交流推定信号Ｖhat・sinθが、また乗算
器１５により第２の交流推定信号Ｖhat・sin(θ+ψ)が
演算される。
相をＰＬＬなどの手法で検出するので、三角関数計算器
１３は振幅が１の第１の交流基準波sinθを出力でき
る。また、位相進み回路５の位相進み量ψも既知である
から、三角関数計算器１３は振幅が１の第２の交流基準
波sin(θ+ψ)も出力できる。制御器１１の出力である交
流振幅推定値をＶhatとすると、乗算器１４により電圧
信号ｖの第１の交流推定信号Ｖhat・sinθが、また乗算
器１５により第２の交流推定信号Ｖhat・sin(θ+ψ)が
演算される。
【００２４】従って、減算器６の出力は、電圧信号ｖ
(＝Ｖsinθ)と第１の交流推定信号Ｖhat・sinθとの差
となり、減算器７の出力は、位相進み回路５の出力ｖ2
(＝Ｖsin(θ+ψ))と第２の交流推定信号Ｖhat・sin(θ+
ψ)との差となる。それらの出力にそれぞれ第１、第２
の交流基準波sinθ、sin(θ+ψ)を掛け、更に、それら
を加算して得られる加算器１０の出力Δｖは、以下の式
になる。 Δｖ＝(Ｖsinθ−Ｖhat・sinθ)sinθ +(Ｖsin(θ+ψ)−Ｖhat・sin(θ+ψ))sin(θ+ψ) ＝(Ｖ−Ｖhat )(sin2θ+sin2(θ+ψ)） ・・・（８） ８式の(sin2θ+sin2(θ+ψ)）は正の数字であるから、
加算器１０の出力Δｖが０に近くなるように制御器１１
を積分器にして、その出力であるＶhatを変化させてや
れば、Ｖ≒Ｖhatとなり、対象とする交流電圧の振幅値
が検出できる。
(＝Ｖsinθ)と第１の交流推定信号Ｖhat・sinθとの差
となり、減算器７の出力は、位相進み回路５の出力ｖ2
(＝Ｖsin(θ+ψ))と第２の交流推定信号Ｖhat・sin(θ+
ψ)との差となる。それらの出力にそれぞれ第１、第２
の交流基準波sinθ、sin(θ+ψ)を掛け、更に、それら
を加算して得られる加算器１０の出力Δｖは、以下の式
になる。 Δｖ＝(Ｖsinθ−Ｖhat・sinθ)sinθ +(Ｖsin(θ+ψ)−Ｖhat・sin(θ+ψ))sin(θ+ψ) ＝(Ｖ−Ｖhat )(sin2θ+sin2(θ+ψ)） ・・・（８） ８式の(sin2θ+sin2(θ+ψ)）は正の数字であるから、
加算器１０の出力Δｖが０に近くなるように制御器１１
を積分器にして、その出力であるＶhatを変化させてや
れば、Ｖ≒Ｖhatとなり、対象とする交流電圧の振幅値
が検出できる。
【００２５】なお、制御器１１としては、積分器の他、
比例積分器や、それに一時遅れ要素などのフィルタを組
み合わせたものなどでもよい。
比例積分器や、それに一時遅れ要素などのフィルタを組
み合わせたものなどでもよい。
【００２６】以上のように、この発明の実施の形態１
は、交流振幅推定値Ｖhatを作成し、検出対象である交
流信号ｖの振幅値Ｖとの誤差Δｖが零となるよう制御器
１１を制御してその出力であるＶhatから振幅値Ｖを求
める方式としたので、従来のような、平方根演算は不要
となり、回路構成が簡単となる。また、演算要素に誤差
が存在しても、例えば８式に乗算の形で加わる誤差分
は、検出精度に影響を及ぼさないなど、全体として検出
誤差を低減することができる。
は、交流振幅推定値Ｖhatを作成し、検出対象である交
流信号ｖの振幅値Ｖとの誤差Δｖが零となるよう制御器
１１を制御してその出力であるＶhatから振幅値Ｖを求
める方式としたので、従来のような、平方根演算は不要
となり、回路構成が簡単となる。また、演算要素に誤差
が存在しても、例えば８式に乗算の形で加わる誤差分
は、検出精度に影響を及ぼさないなど、全体として検出
誤差を低減することができる。
【００２７】実施の形態２．以上で説明した実施の形態
１では、位相進み量ψは特定しなかった。従って、８式
から判るように、制御器１１の制御入力であるΔｖは、
常に正でその極性が反転することはないが、その振幅は
一般に時間（θ）とともに変動する。このため、制御器
１１には積分の要素を備えたものが必要となり、この
分、検出速度が低下することになる。実施の形態２は、
この位相進み量ψを９０度に設定して、検出速度の向上
を実現し得るようにしたものである。
１では、位相進み量ψは特定しなかった。従って、８式
から判るように、制御器１１の制御入力であるΔｖは、
常に正でその極性が反転することはないが、その振幅は
一般に時間（θ）とともに変動する。このため、制御器
１１には積分の要素を備えたものが必要となり、この
分、検出速度が低下することになる。実施の形態２は、
この位相進み量ψを９０度に設定して、検出速度の向上
を実現し得るようにしたものである。
【００２８】即ち、８式でψを９０度とすると、 Δｖ＝（Ｖ−Ｖｈａｔ）（sin2θ＋cos2θ）＝Ｖ−Ｖhat ・・・（９） となり、Δｖは時間（θ）によって変化しない量となる
ので、制御器１１としては特に積分要素を備えることな
くΔｖを零にする制御が可能となり、その分検出速度が
向上する。
ので、制御器１１としては特に積分要素を備えることな
くΔｖを零にする制御が可能となり、その分検出速度が
向上する。
【００２９】図３は位相進み量ψ＝９０度を実現するた
めの位相進み回路５の構成例を示すもので先の図２と対
比する形で説明すると以下の通りである。即ち、図３に
おいて、２１ａは微分演算回路、２２は設定値を０とし
たゲイン乗算回路で、省略可能なものである。
めの位相進み回路５の構成例を示すもので先の図２と対
比する形で説明すると以下の通りである。即ち、図３に
おいて、２１ａは微分演算回路、２２は設定値を０とし
たゲイン乗算回路で、省略可能なものである。
【００３０】今、電圧信号ｖ＝Ｖsinθとおくと、微分
演算回路２１ａの出力は、−Ｖcosθとなり、減算器２
３を経てその出力はＶcosθとなり、位相進み量ψ＝９
０度が実現する。
演算回路２１ａの出力は、−Ｖcosθとなり、減算器２
３を経てその出力はＶcosθとなり、位相進み量ψ＝９
０度が実現する。
【００３１】ところで、位相検出回路１２は電圧信号ｖ
を入力してそれに同期した位相信号θ0を出力するが、
この位相信号θ0に誤差を想定した場合、即ち、θ0≠θ
とした場合、加算器１０の出力Δｖに及ぼす位相誤差Δ
θ＝θ−θ0の影響は、位相進み量ψを９０度に設定し
たときに最小となる。以下、この理由について説明す
る。
を入力してそれに同期した位相信号θ0を出力するが、
この位相信号θ0に誤差を想定した場合、即ち、θ0≠θ
とした場合、加算器１０の出力Δｖに及ぼす位相誤差Δ
θ＝θ−θ0の影響は、位相進み量ψを９０度に設定し
たときに最小となる。以下、この理由について説明す
る。
【００３２】即ち、θ0≠θとした場合の加算器１０の
出力Δｖは９式で得られる。 Δｖ＝(Ｖsinθ−Ｖhat・sinθ0)sinθ0 +(Ｖsin(θ+ψ)−Ｖhat・sin(θ0+ψ))sin(θ0+ψ) ＝Ｖ(sinθsinθ0 +sin(θ+ψ)sin(θ0+ψ)) −Ｖhat・(sin2θ0+sin2(θ0+ψ)） ＝Ｖ{sin2θ0 + sin2(θ0+ψ)}cos(θ-θ0) + Ｖ{sinθ0 cosθ0 + sin(θ0+ψ)cos(θ0+ψ)}sin(θ-θ0) −Ｖhat(sin2θ0+sin2(θ0+ψ)） ・・・（９） ここで、ψ＝９０度を代入すると、加算器１０の出力 Δｖ＝Ｖ{sin2θ0 + cos2θ0}cos(θ-θ0) + Ｖ{sinθ0 cosθ0 - cosθ0 sinθ0 }sin(θ-θ0) −Ｖhat(sin2θ0+cos2θ0） ＝Ｖcos(θ-θ0)−Ｖhat ・・・（１０） となり、ここで、cos（θ-θ0）≒１となることから、
位相誤差（θ-θ0）の影響を最小にできる。なお、位相
進み量ψは正確に９０度でなくても、９０度に近い値で
あれば９式において、位相進み量ψに関係する量が、si
n(θ0+ψ)≒cosθ0などとみなせるので、ほぼ同様の効
果を奏する。
出力Δｖは９式で得られる。 Δｖ＝(Ｖsinθ−Ｖhat・sinθ0)sinθ0 +(Ｖsin(θ+ψ)−Ｖhat・sin(θ0+ψ))sin(θ0+ψ) ＝Ｖ(sinθsinθ0 +sin(θ+ψ)sin(θ0+ψ)) −Ｖhat・(sin2θ0+sin2(θ0+ψ)） ＝Ｖ{sin2θ0 + sin2(θ0+ψ)}cos(θ-θ0) + Ｖ{sinθ0 cosθ0 + sin(θ0+ψ)cos(θ0+ψ)}sin(θ-θ0) −Ｖhat(sin2θ0+sin2(θ0+ψ)） ・・・（９） ここで、ψ＝９０度を代入すると、加算器１０の出力 Δｖ＝Ｖ{sin2θ0 + cos2θ0}cos(θ-θ0) + Ｖ{sinθ0 cosθ0 - cosθ0 sinθ0 }sin(θ-θ0) −Ｖhat(sin2θ0+cos2θ0） ＝Ｖcos(θ-θ0)−Ｖhat ・・・（１０） となり、ここで、cos（θ-θ0）≒１となることから、
位相誤差（θ-θ0）の影響を最小にできる。なお、位相
進み量ψは正確に９０度でなくても、９０度に近い値で
あれば９式において、位相進み量ψに関係する量が、si
n(θ0+ψ)≒cosθ0などとみなせるので、ほぼ同様の効
果を奏する。
【００３３】実施の形態３．実施の形態１および２で
は、位相進み回路５を設けて電圧信号ｖ＝Ｖsinθをψ
だけ進めた移相交流信号Ｖsin（θ＋ψ）を作成すると
ともに、位相信号θ0についても、同じψだけ進めた信
号（θ0＋ψ）を作成することにより、制御器１１の入
力である交流誤差信号をその極性が反転しない直流誤差
信号（８式のΔｖ）に変換して、Ｖhat→Ｖへの追従制
御を可能としたが、この実施の形態３では、上記した直
流誤差信号への変換手段を更に簡単なものとして、全体
の回路構成の簡便化を図った交流振幅検出装置を紹介す
る。
は、位相進み回路５を設けて電圧信号ｖ＝Ｖsinθをψ
だけ進めた移相交流信号Ｖsin（θ＋ψ）を作成すると
ともに、位相信号θ0についても、同じψだけ進めた信
号（θ0＋ψ）を作成することにより、制御器１１の入
力である交流誤差信号をその極性が反転しない直流誤差
信号（８式のΔｖ）に変換して、Ｖhat→Ｖへの追従制
御を可能としたが、この実施の形態３では、上記した直
流誤差信号への変換手段を更に簡単なものとして、全体
の回路構成の簡便化を図った交流振幅検出装置を紹介す
る。
【００３４】図４はその一例を示すもので、減算器６の
出力である交流誤差信号（Ｖsinθ−Ｖhat・sinθ）
に、交流基準波sinθを乗算して直流誤差信号Δｖとし
ている。即ち、 Δｖ＝（Ｖsinθ−Ｖhat・sinθ）sinθ ＝（Ｖ−Ｖhat）sin2θ ・・・（１１） となり、実施の形態１、２と同様、乗算器８の出力が０
に近くなるように制御器１１を積分器にして、その出力
であるＶhatを変化させてやれば、Ｖ≒Ｖhatとなり、回
路構成を簡略化しながら、交流電圧振幅が検出できる。
出力である交流誤差信号（Ｖsinθ−Ｖhat・sinθ）
に、交流基準波sinθを乗算して直流誤差信号Δｖとし
ている。即ち、 Δｖ＝（Ｖsinθ−Ｖhat・sinθ）sinθ ＝（Ｖ−Ｖhat）sin2θ ・・・（１１） となり、実施の形態１、２と同様、乗算器８の出力が０
に近くなるように制御器１１を積分器にして、その出力
であるＶhatを変化させてやれば、Ｖ≒Ｖhatとなり、回
路構成を簡略化しながら、交流電圧振幅が検出できる。
【００３５】図５は実施の形態３の他の具体例で、ここ
では、除算器１６により、減算器６の出力である交流誤
差信号（Ｖsinθ−Ｖhat・sinθ）を交流基準波sinθで
除して直流誤差信号Δｖとしている。即ち、 Δｖ＝（Ｖsinθ−Ｖhat・sinθ）／sinθ ＝Ｖ−Ｖhat ・・・（１２） となり、形としては、実施の形態２における９式と同一
となる。但し、実際の演算処理においては、除数である
sinθが０ないし０に近い値となる範囲では出力誤差が
大きくなる可能性があるので、この範囲内での除算を避
ける必要があり、結果として演算誤差が若干増大する欠
点がある。
では、除算器１６により、減算器６の出力である交流誤
差信号（Ｖsinθ−Ｖhat・sinθ）を交流基準波sinθで
除して直流誤差信号Δｖとしている。即ち、 Δｖ＝（Ｖsinθ−Ｖhat・sinθ）／sinθ ＝Ｖ−Ｖhat ・・・（１２） となり、形としては、実施の形態２における９式と同一
となる。但し、実際の演算処理においては、除数である
sinθが０ないし０に近い値となる範囲では出力誤差が
大きくなる可能性があるので、この範囲内での除算を避
ける必要があり、結果として演算誤差が若干増大する欠
点がある。
【００３６】なお、上記各実施の形態ではそれぞれの演
算回路をハードウェアとして扱ったが、コンピュータに
よる演算処理にて実現しても同様の効果を奏することは
言うまでもない。また、被検出量は、交流電圧に限られ
るものではなく、交流電流等、他の種類の交番信号であ
ってもよいのは勿論である。
算回路をハードウェアとして扱ったが、コンピュータに
よる演算処理にて実現しても同様の効果を奏することは
言うまでもない。また、被検出量は、交流電圧に限られ
るものではなく、交流電流等、他の種類の交番信号であ
ってもよいのは勿論である。
【００３７】
【発明の効果】以上のように、請求項１に係る交流振幅
検出装置においては、被検出系の交流信号を検出する交
流信号検出手段、この交流信号検出手段により検出され
た上記交流信号に同期した位相信号を出力する位相検出
手段、上記位相信号に基づいて交流基準波を生成する交
流基準波生成手段、上記交流信号の振幅推定値に上記交
流基準波を乗算することにより交流推定信号を生成する
乗算手段、上記交流信号と上記交流推定信号との差を取
ることにより交流誤差信号を出力する減算手段、上記交
流誤差信号を極性が反転しない直流誤差信号に変換する
直流化手段、および上記直流誤差信号に基づき上記交流
信号の振幅推定値を制御する振幅推定値制御手段を備え
たので、平方根演算など複雑な演算要素を必要とせず、
簡単な構成で交流振幅の検出が可能となる。
検出装置においては、被検出系の交流信号を検出する交
流信号検出手段、この交流信号検出手段により検出され
た上記交流信号に同期した位相信号を出力する位相検出
手段、上記位相信号に基づいて交流基準波を生成する交
流基準波生成手段、上記交流信号の振幅推定値に上記交
流基準波を乗算することにより交流推定信号を生成する
乗算手段、上記交流信号と上記交流推定信号との差を取
ることにより交流誤差信号を出力する減算手段、上記交
流誤差信号を極性が反転しない直流誤差信号に変換する
直流化手段、および上記直流誤差信号に基づき上記交流
信号の振幅推定値を制御する振幅推定値制御手段を備え
たので、平方根演算など複雑な演算要素を必要とせず、
簡単な構成で交流振幅の検出が可能となる。
【００３８】また、請求項２に係る交流振幅検出装置の
直流化手段は、交流誤差信号に交流基準波を乗算して出
力する乗算回路からなるので、簡単な演算要素で直流誤
差信号への変換が可能となる。
直流化手段は、交流誤差信号に交流基準波を乗算して出
力する乗算回路からなるので、簡単な演算要素で直流誤
差信号への変換が可能となる。
【００３９】また、請求項３に係る交流振幅検出装置の
直流化手段は、交流誤差信号を交流基準波で除算して出
力する除算回路からなるので、振幅推定値制御手段の応
答速度を上げることができ検出速度を高めることができ
る。
直流化手段は、交流誤差信号を交流基準波で除算して出
力する除算回路からなるので、振幅推定値制御手段の応
答速度を上げることができ検出速度を高めることができ
る。
【００４０】また、請求項４に係る交流振幅検出装置に
おいては、被検出系の交流信号を検出する交流信号検出
手段、この交流信号検出手段により検出された上記交流
信号に同期した位相信号を出力する位相検出手段、上記
交流信号検出手段により検出された交流信号の位相を所
定値だけシフトさせた移相交流信号を出力する移相回
路、上記位相信号に基づいて第１の交流基準波を生成す
る第１の交流基準波生成回路、上記交流信号の振幅推定
値に上記第１の交流基準波を乗算することにより第１の
交流推定信号を生成する第１の乗算回路、上記交流信号
と上記第１の交流推定信号との差を取ることにより第１
の交流誤差信号を出力する第１の減算回路、上記第１の
交流基準波の位相を上記所定値だけシフトさせた第２の
交流基準波を生成する第２の交流基準波生成回路、上記
交流信号の振幅推定値に上記第２の交流基準波を乗算す
ることにより第２の交流推定信号を生成する第２の乗算
回路、上記移相交流信号と上記第２の交流推定信号との
差を取ることにより第２の交流誤差信号を出力する第２
の減算回路、上記第１の交流誤差信号に上記第１の交流
基準波を乗算したものと上記第２の交流誤差信号に上記
第２の交流基準値を乗算したものとを加算して誤差信号
を出力する乗加算回路、および上記誤差信号に基づき上
記交流信号の振幅推定値を制御する振幅推定値制御回路
を備えたので、平方根演算など複雑な演算要素を必要と
せず、簡単な構成で交流振幅の検出が可能となる。
おいては、被検出系の交流信号を検出する交流信号検出
手段、この交流信号検出手段により検出された上記交流
信号に同期した位相信号を出力する位相検出手段、上記
交流信号検出手段により検出された交流信号の位相を所
定値だけシフトさせた移相交流信号を出力する移相回
路、上記位相信号に基づいて第１の交流基準波を生成す
る第１の交流基準波生成回路、上記交流信号の振幅推定
値に上記第１の交流基準波を乗算することにより第１の
交流推定信号を生成する第１の乗算回路、上記交流信号
と上記第１の交流推定信号との差を取ることにより第１
の交流誤差信号を出力する第１の減算回路、上記第１の
交流基準波の位相を上記所定値だけシフトさせた第２の
交流基準波を生成する第２の交流基準波生成回路、上記
交流信号の振幅推定値に上記第２の交流基準波を乗算す
ることにより第２の交流推定信号を生成する第２の乗算
回路、上記移相交流信号と上記第２の交流推定信号との
差を取ることにより第２の交流誤差信号を出力する第２
の減算回路、上記第１の交流誤差信号に上記第１の交流
基準波を乗算したものと上記第２の交流誤差信号に上記
第２の交流基準値を乗算したものとを加算して誤差信号
を出力する乗加算回路、および上記誤差信号に基づき上
記交流信号の振幅推定値を制御する振幅推定値制御回路
を備えたので、平方根演算など複雑な演算要素を必要と
せず、簡単な構成で交流振幅の検出が可能となる。
【００４１】また、請求項５に係る交流振幅検出装置の
第２の交流基準波生成回路は、位相検出手段からの位相
信号に基づいて第２の交流基準波を生成するようにした
ので、位相検出手段が１つで済み回路構成がその分簡便
となる。
第２の交流基準波生成回路は、位相検出手段からの位相
信号に基づいて第２の交流基準波を生成するようにした
ので、位相検出手段が１つで済み回路構成がその分簡便
となる。
【００４２】また、請求項６に係る交流振幅検出装置に
おいては、移相回路における移相量を、進み９０度また
は９０度に近い値としたので、振幅推定値制御回路の応
答速度を上げることができ検出速度を高めることができ
るとともに、位相検出手段の出力誤差による交流振幅検
出精度への影響を最小することができる。
おいては、移相回路における移相量を、進み９０度また
は９０度に近い値としたので、振幅推定値制御回路の応
答速度を上げることができ検出速度を高めることができ
るとともに、位相検出手段の出力誤差による交流振幅検
出精度への影響を最小することができる。
【００４３】また、請求項７に係る交流振幅検出装置の
移相回路は、微分演算回路からなるので、簡単な演算要
素で９０度の位相処理が可能となる。
移相回路は、微分演算回路からなるので、簡単な演算要
素で９０度の位相処理が可能となる。
【図１】 この発明の実施の形態１における交流振幅検
出装置を示すブロック図である。
出装置を示すブロック図である。
【図２】 図１の位相進み回路５の内部構成を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図３】 この発明の実施の形態２の交流振幅検出装置
における位相進み回路５の内部構成を示すブロック図で
ある。
における位相進み回路５の内部構成を示すブロック図で
ある。
【図４】 この発明の実施の形態３における交流振幅検
出装置を示すブロック図である。
出装置を示すブロック図である。
【図５】 この発明の実施の形態３における図４とは異
なる交流振幅検出装置を示すブロック図である。
なる交流振幅検出装置を示すブロック図である。
【図６】 従来の交流振幅検出装置を示すブロック図で
ある。
ある。
１ 被検出系、４ 交流電圧検出器、５ 位相進み回
路、６，７ 減算器、８，９，１４，１５ 乗算器、１
０ 加算器、１１ 制御器、１２ 位相検出回路、１３
三角関数計算器、１６ 除算器、２１ａ 微分演算回
路、ｖ 交流信号、ｖ2 位相交流信号、θ0 位相信
号、Δｖ 直流誤差信号、Ｖhat 振幅推定値。
路、６，７ 減算器、８，９，１４，１５ 乗算器、１
０ 加算器、１１ 制御器、１２ 位相検出回路、１３
三角関数計算器、１６ 除算器、２１ａ 微分演算回
路、ｖ 交流信号、ｖ2 位相交流信号、θ0 位相信
号、Δｖ 直流誤差信号、Ｖhat 振幅推定値。
フロントページの続き (72)発明者 山本 融真 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三菱電機株式会社内 (72)発明者 大島 正明 東京都千代田区内幸町１丁目１番３号 東京電力株式会社内 (72)発明者 宮崎 聡 東京都千代田区内幸町１丁目１番３号 東京電力株式会社内 (56)参考文献 特開 平７−225249（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−297030（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G01R 19/04 G01R 19/00
Claims (7)
- 【請求項１】 被検出系の交流信号を検出する交流信号
検出手段、この交流信号検出手段により検出された上記
交流信号に同期した位相信号を出力する位相検出手段、
上記位相信号に基づいて交流基準波を生成する交流基準
波生成手段、上記交流信号の振幅推定値に上記交流基準
波を乗算することにより交流推定信号を生成する乗算手
段、上記交流信号と上記交流推定信号との差を取ること
により交流誤差信号を出力する減算手段、上記交流誤差
信号を極性が反転しない直流誤差信号に変換する直流化
手段、および上記直流誤差信号に基づき上記交流信号の
振幅推定値を制御する振幅推定値制御手段を備えた交流
振幅検出装置。 - 【請求項２】 直流化手段は、交流誤差信号に交流基準
波を乗算して出力する乗算回路からなることを特徴とす
る請求項１記載の交流振幅検出装置。 - 【請求項３】 直流化手段は、交流誤差信号を交流基準
波で除算して出力する除算回路からなることを特徴とす
る請求項１記載の交流振幅検出装置。 - 【請求項４】 被検出系の交流信号を検出する交流信号
検出手段、この交流信号検出手段により検出された上記
交流信号に同期した位相信号を出力する位相検出手段、
上記交流信号検出手段により検出された交流信号の位相
を所定値だけシフトさせた移相交流信号を出力する移相
回路、上記位相信号に基づいて第１の交流基準波を生成
する第１の交流基準波生成回路、上記交流信号の振幅推
定値に上記第１の交流基準波を乗算することにより第１
の交流推定信号を生成する第１の乗算回路、上記交流信
号と上記第１の交流推定信号との差を取ることにより第
１の交流誤差信号を出力する第１の減算回路、上記第１
の交流基準波の位相を上記所定値だけシフトさせた第２
の交流基準波を生成する第２の交流基準波生成回路、上
記交流信号の振幅推定値に上記第２の交流基準波を乗算
することにより第２の交流推定信号を生成する第２の乗
算回路、上記移相交流信号と上記第２の交流推定信号と
の差を取ることにより第２の交流誤差信号を出力する第
２の減算回路、上記第１の交流誤差信号に上記第１の交
流基準波を乗算したものと上記第２の交流誤差信号に上
記第２の交流基準値を乗算したものとを加算して誤差信
号を出力する乗加算回路、および上記誤差信号に基づき
上記交流信号の振幅推定値を制御する振幅推定値制御回
路を備えた交流振幅検出装置。 - 【請求項５】 第２の交流基準波生成回路は、位相検出
手段からの位相信号に基づいて第２の交流基準波を生成
するようにしたことを特徴とする請求項４記載の交流振
幅検出装置。 - 【請求項６】 移相回路における移相量を、進み９０度
または９０度に近い値としたことを特徴とする請求項４
または５記載の交流振幅検出装置。 - 【請求項７】 移相回路は、微分演算回路からなること
を特徴とする請求項６記載の交流振幅検出装置。
Priority Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP24623696A JP3256661B2 (ja) | 1996-09-18 | 1996-09-18 | 交流振幅検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24623696A JP3256661B2 (ja) | 1996-09-18 | 1996-09-18 | 交流振幅検出装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1090311A JPH1090311A (ja) | 1998-04-10 |
| JP3256661B2 true JP3256661B2 (ja) | 2002-02-12 |
Family
ID=17145541
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP24623696A Expired - Lifetime JP3256661B2 (ja) | 1996-09-18 | 1996-09-18 | 交流振幅検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3256661B2 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
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-
1996
- 1996-09-18 JP JP24623696A patent/JP3256661B2/ja not_active Expired - Lifetime
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| Publication number | Publication date |
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| JPH1090311A (ja) | 1998-04-10 |
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