JPS62221872A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、直流電源装置に係り、特に直流電源の並列運
転に関する。

〔従来の技術〕

従来の電源装置の並列運転は、個々に独立した出力電圧
制御回路を持つ電源装置を並列接続して動作させる単純
並列運転方式や主電源と従電源にそれぞれ電圧制御回路
を持ちかり出方電流の分担を監視して各電源の出力バラ
ンスを取る電源装置がある。なおこの種の装置として関
連するものには、たとえば特開昭５７−２０２８７９号
公報、特開昭５８−１３（Ｓ２３５号公報、特開昭６０
−１３４７７１等が挙げられる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上記従来技術は、以下の点について問題があった。電源
装置の並列運転で前者においては、出力電圧制御回路が
各々に必要で、第５図の各ユニットの出力電流分担持性
に示すように、各出力インピーダンスの値により、電流
分担にばらつきが生じる。そのため必ず同一タイプの電
源ユニットを組合わせて使用することが多い。最大出力
電流は並列台数の中１台は過電流垂下領域で動作するた
め各ユニットの定格に対し余裕を持たせなければならず
、最大出力で各ユニットの出力電圧が同一になる様に出
力電圧を設定しなければならない。

過電流検出値は各ユニットの最大出力電流値を越えない
範囲に設定し、過電圧保護検出値はできるだけ等しく設
定する必要がある等これらの設定には多大な工数を必要
とする。

また後者においては、第６図に示される各ユニットの出
力電流分担持性のように、各ユニ、トの出力電流は全出
力に対して同一配分となるが、すべての出力電流を検出
し、比較して出力電流を制御する回路が必要である。前
者も後者も並列接続数に比例して制御回路が増すという
問題があり信頼性向上、価格低減への隘路となっていた
。

本発明の目的は、簡略化した制御回路を用いて、各ユニ
ット間の電流分担のばらつきを抑えることにより信頼性
の向上、調整工数低減、価格低減に効果のある電源装置
の並列運転手法を提供することにある。

〔問題点を解決するための手段〕

上記目的は、電源装置の主電源のみに出力電圧制御回路
を持たせ、従電源は主電源の動作用スイッチングパルス
と同一パルスにより動作させ、第８図の主電源と従電源
の負荷電流に対する出力電圧特性（主電源と従電源の出
力を分離し、それぞれに同一負荷を接続して動作させた
場合の特性を示す）に示す様に、主電源と従電源の出力
を分離した場合の出力電圧特性は、主電源より従電源が
約１．１倍高（なる回路定数を設定してなり、これらを
並列接続した場合に出力電流ゼロより定格出力電流まで
は電流分担を主電源より従電源を犬とし、出力電流がよ
り増大し従電源の出力電流が定格以上のときは、従電源
の出力制限回路の動作により従電源の出力電流の増加を
主電源の１０％以下とし、出力短絡等過電流時には主電
源の過電流遮断回路を動作させることにより達成される
。

〔作用〕

上記手段による電源装置は、第７図の出力電流分担持性
に示す様に、小出力時は主電源より従電源が電流分担が
大きく、動作用スイッチングパルスは主電源より従電源
に出力するために負荷電流の変化に対して主電源と従電
源の電流分担は変化しない。また従電源の定格電流以上
の負荷条件の場合、従電源の定格出力電流検出回路が動
作し、出力制限回路が動作し、第９図のスイツチングノ
く・　３　・ ルスのデー−ティ変化特性に示す様に、負荷の増大によ
り従電源が定格出力するとそれ以上は従電源のスイッチ
ングパルスのデユーティ増加が主電源の１０％以内とな
り、主電源の負担が増加する。

また過負荷時には、主電源の過電流垂下回路の動作によ
り電源装置全体の出力を停止する。

〔実施例〕

以下、本発明の一実施例について図面を用いて説明する
。

第１図は、電源装置の並列運転における一実施例の構成
を示す。主電源１００は出力電圧を安定化させる制御回
路を持つユニットを示し、従電源２００は主電源１００
から送られる制御信号に従って動作するユニットである
。

交流電源１は、主電源１００の整流回路２と従電源２０
０の整流回路２６に接続されている。まず主電源１００
の構成を述べる。交流電圧を整流回路２で整流し、整流
回路２の出力はコンデンサ３に接続して充電する。コン
デンサ６の電圧はトランス４およびトランジスタ５から
構成されるインバータ、　４　。

に接続される。トランジスタ５は制御回路から受けるパ
ルスによりスイッチング動作をして、トランス４の一次
側にコンデンサ６に充電された電圧をパルス状に印加す
る働きをする。トランス４の二次側には、トランジスタ
５の導通時にパルス電圧が誘起し、二次電流を得られる
。トランジスタ５の遮断時には、トランス４の一次側の
インダクタンスに蓄えられたエネルギーにより、トラン
ス４の二次側に逆極性のパルス電圧が発生する。逆極性
のパルス電圧による電流を阻止するために整流ダイオー
ド７をトランス４の二次側に直列に接るので、直流電圧
に変換するフィルタ回路を接続する。フィルタ回路は、
ダイオード８１チヨークコイル９およびコンデンサ１０
より構成される。チョークコイル９により、整流ダイオ
ード９の出力波形がフィルタ回路の出力に現れにくく、
またコンデンサ１０により出力電圧は負荷電流の変化に
影響されに（い。チョークコイル９に定電流性があるの
で、整流ダイオード７の遮断時にチョークコイルの電流
を連続させるために、整流ダイオードの出力端子間にフ
ライホイールダイオード８が接続される。フィルタ回路
の出力は、電源装置の出力端子に接続される。

次に出力電圧を安定化する制御回路について述べる。上
述の回路において、出力端子１１の電圧は、Ｖｏｕｔ　
−ｔｏｎ／Ｔ　ｘ　Ｖｉｎ　（Ｖｏｕｔ　；出力電圧、
Ｖｉｎ　：　入７［圧。

Ｔ：繰り返しパルスの周期＋ｊＯｎニー周期当りのトラ
ンジスタの導通時間）に示される様に、トランジスタ５
の導通期間に比例する。よってトランジスタ５に印加さ
れる一定周期のパルスのデユーティを調整することで出
力端子１１の電圧を安定化できる。０８Ｃ２１は一定周
期のパルスを発生する回路で、そのパルス電圧は■−■
変換回路２０に入力される。Ｖ−ＦＷ変換回路２０は制
御電圧を入力すると制御電圧値に応じて一定周期のパル
ス波形のデユーティを変化させる。Ｖ　−ＰＷ変換回路
２０の出力波形はドライバ１９によりトランジスタ５を
駆動できる電力に増幅され、トランジスタ５に印加され
る。

回路が動作して得られる。比較増幅回路１２により、出
力端子１１の電圧と基準電圧１３が比較され、差電圧を
増幅し出力される。電源装置の一次側にあるｖ　−ｐｗ
変換回路２０へ比較電圧を送るために、フォトカプラ１
４の発光ダイオードに比較増幅回路１２の出力が接続さ
れ、フォトカプラ１４のフォトトランジスタによりｖ　
−ｐｗ変換回路２０に入力する制御電圧を変化させる。

以上の回路構成で安定な出力が得られるが、その他に過
電流から電源装置を保護する回路が以下の構成で接続さ
れる。出力電流検出回路６の出力電圧と基準電圧１５と
を比較回路１６で比較し、過電流時にフリップフロップ
１７へ信号を出力し、フリップフロップ１７が信号をラ
ッチし、フリップフロップ１７の出力信号をトランジス
タ１８に加え、トランジスタ１８により、ｖ　−ｐｗ変
換回路２０への制御電圧がｖ　−ｐｗ変換回路２０の出
カッくルスを停止させる電圧へ変化させ、電源装置の出
力を停止させる。

以上の出力電圧制御回路の電源は、補助電源２２より供
給される。但し、出力端子１１電圧と基準電圧１６の比
較増幅回路１２は、出力端子１１の電圧で動作する。以
上の回路により、入力電圧変動、負荷変動に対して安定
な出力電圧が得られる。

次に従電源２００の構成を述べる。交流電源１が整流回
路２３に接続後、平滑コンデンサ２４．トランス２５．
トランジスタ２６．ダイオード２Ｂ　、　２９　、チョ
ークコイル３０．コンデンサ６１および出力端子１１ま
での電力変換部の構成は主電源１００と同様である。

相違点は以下の通りである。従電源２００を制御する基
本パルスは、主電源１ＤＯのドライバ１９より出力され
るものを用いる。主電源１００のドライバ１９の出力は
、従電源２００のフォトカプラ５４の発光ダイオードに
接続される。これは主電源１００と従電源２００の一次
回路においてＯ■の電位が一致しないからである。フォ
トカプラ６４の出力波形はＶ　−ＰＷ変換回路６６に入
力される。

ｖ　−ｐｗ変換回路３３に入力する制御電圧は以下の回
路により決定される。従電源２００の出力電流を電流検
出回路２７により検出し、検出電圧を比較回路３７で基
準電圧６８と比較する、従電源が定格電流を出力する時
、電流検出回路２７の出力電圧と基準電圧３８の値が等
しく設定され、従電源２００の出力電流がさらに増すと
誤差増幅回路３７の出力に増幅された差電圧が現われる
。この電圧でトランジスタ３６を駆動し、トランジスタ
３６がｖ　−ｐｗ変換回路６６に入力する制御電圧を決
定する。ただし抵抗５９により電流帰還がかかり、Ｖ　
−ＰＷ回路６３に入力する開側１電圧はなだらかに出力
が減少する様に変化する。よって第８図に示す様に動作
し、本実施例では従電源垂下時の電流増加は主電源の１
０％以下となっている。ｖ　−ｐｗ変換回路３３の出力
は主電源１００と同じくドライバ６２を通してトランジ
スタ２６に印加される。従電源２００の出力が定格内の
場合、主電源１００のトランジスタ５と従電源２００の
トランジスタ２６に印加される繰り返しパルスのデー−
ティは等しい（ただしスイッチングパルスを扱う回路は
くり返しパルスの周期より十分に短い時間で動作する高
速形が必要である。）。

以上で電源装置が構成されるが、その他重要な点として
、主電源１００のトランス４０巻数比を従軍源２００の
トランス２５０巻数比の約１．１倍とすることにより、
並列接続した場合に出力電流分担は主電源１００より従
電源２００が約１１倍多くなる。よって主電源１００と
従電源２００のスイッチングパルスのデユーティが定格
負荷時等しいので、主電源と従電源の間には一定の出力
電流差を得られ、電流分担は乱れない。

なお本実施例では、スイッチング周波数は高周波２００
ＫＨｚとしているが２０〜２００ＫＨ２でも同様である
。

また本実施例以外に、インバータはプッシュプル・ハー
フブリッジ等でも良く、整流回路を別方式、二次側は多
出力回路でも良く、出力電圧制御回路は二次回路側でも
良いことは言うまでもない。本実施例ではスレーブは１
台であるが更に２台、６台と追加があっても良い。

次に第２図の主電源制御回路につ〜・て述べる。

これは第１図の主電源１００のｖ　−ｐｗ変換回路２０
゜トランジスタ１８．フリップフロップ１７．比較増幅
回路１６．基準電圧１５および電流検出回路６の具体的
回路図である。

トランジスタ４３．抵抗４４．コンデンサ４２．抵抗４
１、トランジスタ４０および抵抗３９は、ｖ　−ｐｗ変
換回路２０を示し、第４図に端子Ｃの電圧変化による各
部の波形変化を示す。端子Ｃに接続されるフォトカプラ
１４と抵抗４５で分圧された電圧は、電圧ホロワのトラ
ンジスタ４６０ベースに印加される。発振回路に接続さ
れる端子Ａは、発振回路の動作により、開放およびＯＶ
に短絡の動作を繰り返す。端子Ａが開放の場合、トラン
ジスタ４３の電圧が抵抗４４を通してコンデンサ４２に
充電され、その後端子Ａが短絡されるとトランジスタ４
０のベース端子にコンデンサ４２の両端の電圧が逆極性
で印加され、トランジスタ４０は遮断し、端子Ｂに抵抗
６９を通じて＋５■の出力電圧が得られる。その後抵抗
４１とコンデンサ４２０時定数で充電が開始され、トラ
ンジスタ４０のベース電圧が０．７■まで上昇した時、
トランジスタ４０が飽和して端子Ｂが０■となる。再び
端子Ａが開放されると、コンデンサ４２にトランジスタ
４′５のエミッタ電圧により充電が開始され、同じ動作
を繰り返す。よって端子Ａの繰り返し波形のデー−ティ
は、端子Ｃの電圧に応じて変化し、■−ＰＷ変換回路と
して動作する。

次に第１図のトランジスタ１８．フリップフロップ１７
．比較増幅回路１６．基準電圧１５および電流検出回路
６に相当する回路を、第２図を参照しながら述べる。カ
レントトランス５９により出力′電流を検出し、電流に
比例した電圧が抵抗５８に発生する。

この電圧がダイオード５７の順方向の電圧より高くなる
と、コンデンサ５６に抵抗５日の電圧よりダイオード５
７の順方向電圧を差し引いた′電圧が印加される。この
電圧は抵抗５５にも印加され、主電源の出力が過電流と
なるときトランジスタ４９０ベース・エミッタ間の電圧
がしだいに増加し、コレクタ電流が流れ始める。そこで
抵抗５０とコンデンサ５１０時定数でトランジスタ５６
０ベース電圧上昇が開始され、約０．７ｖでトランジス
タ５３のコレクタが導！し始め、トランジスタ４９のエ
ミッタ・ベース、抵抗５５および抵抗５４を通じてトラ
ンジスタ５６のコレクタ電流が流れる。よってトランジ
スタ４９が飽和・１２・ し、コレクタ電圧が＋５■に近づく。トランジスタ　　
。

４６のベース・エミッタ間の飽和電圧にツェナーダイオ
ード４７の電圧を加えた値よりトランジスタ４９のコレ
クタ電圧が高くなると、抵抗４８で制限されたトランジ
スタ４６のベース電流が流れ、これによりトランジスタ
４６のコレクタ電流が抵抗４５を通して流れ、最終的に
トランジスタ４６が飽和して端子Ｃの電圧がＯｖとなる
。

次に第３図の従電源制御回路について述べる。

これは第２図のｖ　−ｐｗ変換回路６３．トランジスタ
６６、抵抗３９．比較増幅回路３７．基準電圧５８およ
び電流検出回路２７の具体的回路図を示す。Ｖ　−ＰＷ
変換回路６３は、第３図の抵抗６０．トランジスタ６１
゜抵抗６２．コンデンサ６３．トランジスタ６４．抵抗
６５だよび抵抗６６で構成され、主電源のｖ　−ｐｗ変
換回路２０と同じ動作をする。ただし接続上の相違点と
して、端子Ｅは主電源１００と同じくドライバ６２に接
続されるが端子りは第１図のフォトカプラ６４に接続さ
れており、主電源１００の制御のかかったノ（ルス波形
が印加される。

次に従電源２００の出力電流制限回路につ℃・て述べる
。第３図のカレントトランス７６、抵抗７５．ダイオー
ド７４．抵抗７２およびコンデンサ７３より構成される
電流検出回路は、主電源１００のそれと同一で従電源２
００の出力電流が定格出力の際、抵抗７２０両端に電圧
が発生する。これが抵抗７０．抵抗６９゜抵抗６８．ト
ランジスタ７１．トランジスタ６７により、電流帰還の
かかった増幅回路に入力される。この増幅回路のカレン
トトランスで検出する電流値に対する、トランジスタ６
７のコレクタ電流の電流増幅率は、従電源２００か弱い
定電流垂下特性を示す様に低い値に設定している。これ
により、トランジスタ６４０ペース電圧を従電源２００
の出力電流に応じて調整し、定格出力以上の負荷が接続
された場合、弱い定電流垂下動作をする。第１図の比較
増幅回路の電流増幅度が低（・ために従電源の垂下領域
でも安定な動作が得られる。

〔発明の効果〕

本発明によれは、制御回路の簡略化や主電源と従電源と
の出力電流のノくランスの安定性力（良好で、従電源の
追加が容易で、また信頼性向上価格低減の効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の構成を示すブロック図、第
２図は本発明の一実施例で主電源の■−ＰＷ変換回路と
過電流検出回路の具体的回路図、第６図は本発明の一実
施例で従電源のｖ　−ｐｗ変換回路と定電流垂下回路、
第４図はｖ　−ｐｗ変換回路の一実施例における動作波
形を示す図、第５図は個々に独立した出力電圧制御回路
を持つ電源を並列運転した場合の出力分担持性を示す図
、第６図は個々に独立した出力電圧制御回路と各出力の
分担を等しくする制御回路を持つ電源を並列接続した場
合の出力分担持性を示す図、第７図は本発明による並列
運転時の出力分担持性を示す図、第８図は谷ユニットを
同一パルスで駆動し負荷を別々に取った場合の出力特性
を示す図、第９図は本発明による並列運転時の主電源と
従電源のパルスのデユーティ変化特性を示す図である。 １・・・交流電源、　　　　　４・・・トランス、１２
・・・誤差増幅器、　　　１６・・・誤差増幅器、１９
・・・ドライバ、　　　　　２０・・・■−■変換回路
、２１・・・発振器、　　　　　　２５・・・トランス
。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １、スイッチング電源装置の並列運転において、出力電
   圧制御回路と過電流遮断回路を持つ主電源と、主電源の
   動作パルスに基づいてスイッチング動作をし、かつ定格
   電流以上で限流特性を有する従電源とを有し、該主電源
   と従電源とによってマスタ・スレーブ動作をさせ、かつ
   該主電源と従電源の主変圧器の巻数比を変え、主電源よ
   り従電源の主変圧器の出力パルス高さを大きくしたこと
   を特徴とする電源装置。