JP2014147196A - 電源システム及び電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】スレーブの制御を速めることにより、マスターの出力電圧が定格を超えてしまうことを防止する。
【解決手段】電源システム１０は直列に接続された電源装置１１ａ，１１ｂを備え、電源装置１１ａは、電流指令値Ｉ^＊に基づくフィードバック電流制御により変調率ｍ_１を生成する電流制御部１３_１と、変調率ｍ_１に基づいて直流電力を生成する主回路１２_１とを有し、電源装置１１ｂは、電流指令値Ｉ^＊に関連する内部電流指令値Ｉ^＊ _ｉに基づくフィードバック制御と、電源装置１１ａに関する物理量に基づくフィードフォワード制御とを組み合わせてなる電流制御により変調率ｍ_２を生成する電流制御部１３_２と、変調率ｍ_２に基づいて直流電力を生成する主回路１２_２とを有する。
【選択図】図２

Description

本発明は電源システム及び電源装置に関し、特に直列に接続された複数の電源装置からなる電源システム及びそのような電源システムを構成する電源装置に関する。

ハイブリッドカーのバッテリなどの充放電試験には回生型の電源装置（回生型充放電装置）が用いられるが、近年、この種の電源装置の中に直並列拡張を実現するものが誕生している（例えば非特許文献１を参照）。直並列拡張とは同種の電源装置を複数個直列又は並列に接続して用いることであり、これにより、個々の電源装置の定格を超える電圧値や電流値で充放電試験を行うことが可能になる。

ｐＣＵＢＥ（登録商標）のカタログ、［online］、Ｍｙｗａｙプラス株式会社、［平成24年5月9日検索］、インターネット〈URL：http://www.myway.co.jp/products/pcube.html〉

しかしながら、上述した回生型充放電装置を複数個直列に接続し、１つの定電流源として用いようとすると、電源装置の故障リスクが大きくなってしまう場合や、一部の回生型充放電装置の負荷が一時的に過大になってしまう場合がある。以下、図面を参照しながら詳しく説明する。

図１３は、それぞれ回生型充放電装置である３個の電源装置２ａ〜２ｃを直列接続して構成した電源システム１ａを示す図である。この電源システム１ａを負荷３の充放電試験用に用いる場合、電源装置２ａ〜２ｃそれぞれが外部から供給される電流指令値Ｉ^＊に等しい電流を出力するように、これらを制御する必要がある。これを実現するための最も簡単な制御方法は、同図にも示すように、電源装置２ａ〜２ｃそれぞれに電流指令値Ｉ^＊を供給し、電源装置ごとに、内蔵する電流計によって検出された出力電流のモニタ電流値が電流指令値Ｉ^＊に等しくなるよう電流制御（ＣＣ制御）を行うことである。この方法は簡便であるが、実際には電源装置の故障リスクがあり、使うことができない。

詳しく説明する。電源装置２ａ〜２ｃは直列に接続されているのであるから、それぞれの出力電流の電流値は互いに等しい値となる。図１３では、これをＩｏｕｔとしている。しかしながら、電源装置２ａ〜２ｃそれぞれの内蔵電流計によって検出されるモニタ電流値は、必ずしも互いに等しいものとはならない。図１３の例では、電源装置２ｂ，２ｃに入力されるモニタ電流値がＩｏｕｔとなっているのに対し、電源装置２ａに入力されるモニタ電流値はＩｏｕｔ−αとなっている。このような違いが出るのは、内蔵電流計に検出誤差があるためである。

図１３の例に即して説明すると、電源装置２ａは、モニタ電流値が正常値より小さな値となるのであるから、仮にＩｏｕｔが電流指令値Ｉ^＊に等しくなっている場合、出力電流を増やす方向に電流制御を行うことになる。これにより、Ｉｏｕｔは電流指令値Ｉ^＊より大きくなってしまう。すると、正しいモニタ電流値が供給されている電源装置２ｂ，２ｃにより、出力電流を減らす方向での電流制御が行われる。その結果、Ｉｏｕｔは減少して電流指令値Ｉ^＊に近づくが、これに伴い、電源装置２ａは再度、出力電流を増やす方向に電流制御を行うことになる。つまり、電源装置２ａは出力電流を増やし続け、電源装置２ｂ，２ｃは出力電流を減らし続けることになるので、電源装置２ａ〜２ｃの負荷が過大になり、故障するリスクが高まることになる。

したがって、本発明の目的の一つは、複数の電源装置を直列に接続した場合の、各電源装置の故障リスクを低減できる電源システム及びそのような電源システムを実現する電源装置を提供することにある。

一方、このような課題を解決する方法のひとつとして、直列に接続された複数の電源装置のうちのひとつをマスター、他をスレーブとするマスター／スレーブ構成を採用し、マスターである電源装置については上記同様の電流制御を行い、スレーブである電源装置については、その出力電圧がマスターである電源装置の出力電圧のモニタ電圧値に等しくなるよう電圧制御（ＣＶ制御）を行う構成が考えられる。この構成によれば、電源装置２ｂ，２ｃは電源装置２ａに合わせた動作を行うことになるので、電源システム１ａのように、出力電流を増加又は減少させ続けるようなことにはならない。しかし、このような構成を採用しても、電流指令値が大きく変化すると、一時的ではあるが、マスターである電源装置の負荷が過大になってしまう可能性がある。以下、詳しく説明する。

図１４は、図１３に示した電源システム１ａの構成を、上述したマスター／スレーブ構成に変更してなる電源システム１ｂを示す図である。電源システム１ｂでは、電源装置２ａがマスター、電源装置２ｂ，２ｃがスレーブである。マスターである電源装置２ａでは、電源システム１ａにおけるものと同じ電流制御が行われる。一方、スレーブである電源装置２ｂ，２ｃでは、電源装置ごとに、内蔵する電圧計によって検出された出力電圧のモニタ電圧値Ｖｏｕｔ_２が、電源装置２ａの出力電圧のモニタ電圧値Ｖｏｕｔ_１に等しくなるよう、電圧制御が行われる。

図１５は、電源システム１ｂを構成する電源装置２ａ〜２ｃの機能ブロックを示す図である。同図に示すように、電源装置２ａ〜２ｃはそれぞれ、直流電力を生成する主回路４と、電流制御を行う電流制御部５とを有している。また、電源装置２ｂ，２ｃはそれぞれ、電圧制御を行う電圧制御部６をさらに有している。

主回路４は、図示しない系統電源より供給される系統電力から直流電力を生成するスイッチング電源である。スイッチング電源を構成するスイッチ素子の変調率（開閉の割合）は、電流制御部５から供給される変調率ｍによって制御される。電源装置２ａの電流制御部５は、外部から供給される電流指令値Ｉ^＊とモニタ電流値Ｉｏｕｔとが等しくなるよう、変調率ｍを生成する。これにより、電源装置２ａの出力電流の電流値は、電流指令値Ｉ^＊に等しくなる。ただし、上述したようにモニタ電流値に誤差がある場合には、出力電流はその誤差分だけ電流指令値Ｉ^＊からずれることになる。

電源装置２ｂ，２ｃの電圧制御部６は、電源装置２ａの出力電圧のモニタ電圧値Ｖｏｕｔ_１とそれぞれのモニタ電圧値Ｖｏｕｔ_２とが等しくなるよう、内部電流指令値Ｉ^＊ _ｉを生成する。そして、電源装置２ｂ，２ｃの電流制御部５は、この内部電流指令値Ｉ^＊ _ｉとそれぞれのモニタ電流値Ｉｏｕｔとが等しくなるよう、変調率ｍを生成する。これらの制御の結果として、電源装置２ａ〜２ｃの出力電圧は互いに等しくなる。

ここで、電源装置２ｂ，２ｃにおいて電流制御を行っているのは設計上の都合等からであるが、そのようにしている結果、図１５にも示すように、電源装置２ｂ，２ｃでは２つのフィードバックループ（モニタ電流値Ｉｏｕｔのフィードバックとモニタ電圧値Ｖｏｕｔ_２のフィードバック）を利用することになる。このような場合、外側に位置するフィードバックループの制御は内側に位置するフィードバックループに対して遅れるので、電流指令値Ｉ^＊が変化した場合、電源装置２ｂ，２ｃの出力電圧が安定化するまでには、電源装置２ａの出力電流が安定化するまでの時間に比べて長い時間を要することになる。

このことは、例えば電流指令値Ｉ^＊が急上昇した場合、しばらくの間（電源装置２ｂ，２ｃの出力電圧が十分に大きくなるまでの間）、電源装置２ａが単体で電流指令値Ｉ^＊を賄うのに十分な電圧を出力しなければならないということを意味する。場合によっては、電源装置２ａの出力電圧が定格を超えてしまうことも考えられる。このように、電源システム１ｂは、電流指令値Ｉ^＊が大きく変化した際、一時的に電源装置２ａの負荷が過大になってしまう場合があり、改善が求められている。

したがって、本発明の目的の他の一つは、電流指令値が大きく変化した際のマスター電源装置の負荷の増大を抑制できる電源システム及びそのような電源システムを実現する電源装置を提供することにある。

上記目的を達成するための本発明による電源システムは、直列に接続された第１及び第２の電源装置を備え、前記第１の電源装置は、電流指令値に基づくフィードバック電流制御により第１の変調率を生成する第１の電流制御部と、前記第１の変調率に基づいて直流電力を生成する第１の主回路とを有し、前記第２の電源装置は、前記電流指令値に関連する内部電流指令値に基づくフィードバック制御と、前記第１の電源装置に関する物理量に基づくフィードフォワード制御とを組み合わせてなる電流制御により第２の変調率を生成する第２の電流制御部と、前記第２の変調率に基づいて直流電力を生成する第２の主回路とを有することを特徴とする。

本発明によれば、第１の電源装置に関する物理量に基づくフィードフォワード制御が第２の変調率の生成過程に組み入れられているので、第１の電源装置と第２の電源装置とが互いに反対方向に制御を続けるような事態の発生を抑制することができる。したがって、第１及び第２の電源装置の故障リスクを低減できる。

上記電源システムにおいて、前記第２の電源装置は、前記第１の電源装置の出力電圧に基づくフィードバック電圧制御により前記内部電流指令値を生成する電圧制御部をさらに有することとしてもよい。この場合、さらに、前記物理量は前記電流指令値であり、前記第２の電流制御部は、前記内部電流指令値と前記第２の電源装置の出力電流との偏差に前記物理量を加算した結果を入力値とする電流制御により、前記第２の変調率を生成することとしてもよい（後述する第１の実施の形態）し、前記物理量は前記第１の変調率であり、前記第２の電流制御部は、前記内部電流指令値と前記第２の電源装置の出力電流との偏差を入力値とする電流制御により得られる第３の変調率に前記物理量を加算した結果を前記第２の変調率として出力することとしてもよい（後述する第２の実施の形態）。

第２の電源装置を、第１の電源装置の出力電圧に基づくフィードバック電圧制御により内部電流指令値を生成するように構成した場合、そのこと自体によっても第１及び第２の電源装置の故障リスクを低減できるようになる一方で、上述したように、電流指令値が大きく変化した際のマスター電源装置の負荷が増大してしまう場合がある。この点、上記のようにすることにより、第２の変調率の生成過程に第１の電源装置に関する物理量が直接反映されるので、電流指令値が大きく変化してから第２の電源装置の出力電圧が安定化するまでの時間を短縮できる。したがって、マスターである第１の電源装置の負荷の増大を抑制できるようになる。

また、上記電源システムにおいて、前記物理量は前記第１の電源装置の出力電圧であり、前記第２の主回路は、前記第２の変調率に基づいて第１の直流電圧から第２の直流電圧を生成するＤＣ／ＤＣコンバータと、出力端と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータと前記出力端との間に設けられたインダクタンスとを含み、前記第２の電流制御部は、前記内部電流指令値に基づくＰＩＤ制御により前記インダクタンスの両端電位差を生成するＰＩＤ制御部と、前記ＰＩＤ制御部によって生成された前記両端電位差に前記物理量を加算した結果と、前記第１の直流電圧とに基づいて前記第２の変調率を算出する変調率算出部とを有することとしてもよい（後述する第３及び第５の実施の形態）。これによれば、第２の主回路が、第２の変調率に基づいて第１の直流電圧から第２の直流電圧を生成するＤＣ／ＤＣコンバータと、出力端と、ＤＣ／ＤＣコンバータと出力端との間に設けられたインダクタンスとを含んで構成される場合に、第１及び第２の電源装置の故障リスクを低減できるようになる。

この電源システムにおいてさらに、前記ＰＩＤ制御部は、前記内部電流指令値と前記第２の電源装置の出力電流との偏差を入力値とする電流制御により、前記両端電位差を生成することとしてもよく、さらに、前記第２の電源装置は、前記第１の電源装置の出力電圧に基づくフィードバック電圧制御により前記内部電流指令値を生成する電圧制御部をさらに有することとしてもよい（後述する第３の実施の形態）し、前記内部電流指令値は前記電流指令値であることとしてもよい（後述する第５の実施の形態）。

また、上記電源システムにおいて、前記物理量は、前記電流指令値である第１の物理量と、前記第１の電源装置の出力電圧である第２の物理量とを含み、前記第２の主回路は、前記第２の変調率に基づいて第１の直流電圧から第２の直流電圧を生成するＤＣ／ＤＣコンバータと、出力端と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータと前記出力端との間に設けられたインダクタンスとを含み、前記第２の電流制御部は、前記内部電流指令値と前記第２の電源装置の出力電流との偏差に前記第１の物理量を加算した結果を入力値とする電流制御により、前記インダクタンスの両端電位差を生成するＰＩＤ制御部と、前記ＰＩＤ制御部によって生成された前記両端電位差に前記第１の物理量を加算した結果と、前記第１の直流電圧とに基づいて前記第２の変調率を算出する変調率算出部とを有することとしてもよい（後述する第４の実施の形態）。この場合、前記第２の電源装置は、前記第１の電源装置の出力電圧に基づくフィードバック電圧制御により前記内部電流指令値を生成する電圧制御部をさらに有することとしてもよい。

また、上記各電源システムにおいて、前記第２の電源装置と同一の内部構成を有する第３の電源装置をさらに備え、前記第１乃至第３の電源装置は直列に接続されることとしてもよい。

また、本発明による電源装置は、電流指令値に基づくフィードバック電流制御により第１の変調率を生成する第１の電流制御部と、前記第１の変調率に基づいて直流電力を生成する第１の主回路とを有する第１の電源装置と直列に接続され、前記電流指令値に関連する内部電流指令値に基づくフィードバック制御と、前記第１の電源装置に関する物理量に基づくフィードフォワード制御とを組み合わせてなる電流制御により第２の変調率を生成する第２の電流制御部と、前記第２の変調率に基づいて直流電力を生成する第２の主回路とを有することを特徴とする。

本発明によれば、第１の電源装置に関する物理量に基づくフィードフォワード制御が第２の変調率の生成過程に組み入れられているので、第１の電源装置と第２の電源装置とが互いに反対方向に制御を続けるような事態の発生を抑制することができる。したがって、第１及び第２の電源装置の故障リスクを低減できる。

また、電流指令値が大きく変化してから第２の電源装置の出力電圧が安定化するまでの時間を短縮できるので、第２の電源装置を、第１の電源装置の出力電圧に基づくフィードバック電圧制御により内部電流指令値を生成するように構成した場合においても、マスターである第１の電源装置の負荷の増大を抑制できるようになる。

本発明の好ましい第１の実施の形態による電源システムのシステム構成を示す略ブロック図である。 本発明の好ましい第１の実施の形態による電源装置の機能ブロックを示す略ブロック図である。 本発明の好ましい第１の実施の形態による主回路内部の機能ブロックの一例を示す略ブロック図である。 本発明の好ましい第２の実施の形態による電源システムのシステム構成を示す略ブロック図である。 本発明の好ましい第２の実施の形態による電源装置の機能ブロックを示す略ブロック図である。 本発明の好ましい第３の実施の形態による電源システムのシステム構成を示す略ブロック図である。 本発明の好ましい第３の実施の形態による主回路内部の機能ブロックの一例を示す略ブロック図である。 本発明の好ましい第３の実施の形態による電源装置の機能ブロックを示す略ブロック図である。 本発明の好ましい第４の実施の形態による電源システムのシステム構成を示す略ブロック図である。 本発明の好ましい第４の実施の形態による電源装置の機能ブロックを示す略ブロック図である。 本発明の好ましい第５の実施の形態による電源システムのシステム構成を示す略ブロック図である。 本発明の好ましい第５の実施の形態による電源装置の機能ブロックを示す略ブロック図である。 本発明の背景技術による電源システムを示す図である。 本発明の背景技術による他の電源システムを示す図である。 図１４に示した電源システムを構成する電源装置の機能ブロックを示す図である。

以下、添付図面を参照しながら、本発明の好ましい実施の形態について詳細に説明する。

図１は、本発明の第１の実施の形態による電源システム１０のシステム構成を示す略ブロック図である。同図には、この電源システム１０によって生成される直流電力の供給先である負荷２０についても記載している。負荷２０の具体的な例としては、ハイブリッドカー用又は電気自動車用のモータ、ハイブリッドカー用又は電気自動車用のバッテリ、太陽電池、電気二重層コンデンサなどが挙げられる。

電源システム１０は、直列に接続された３つの電源装置１１ａ〜１１ｃ（第１乃至第３の電源装置）を有して構成される。これら電源装置１１ａ〜１１ｃは、それぞれが上述した回生型の充放電装置であり、互いに同一のハードウェア構成を有している。電源システム１０は、３つの電源装置１１ａ〜１１ｃを直列に接続することにより、個々の定格出力電圧の３倍の電圧を出力できるように構成される。また、電源システム１０は、直流電力を生成して試験対象である負荷２０に供給する直流電源装置としての機能と、負荷２０から回生される電力を吸収する機能とを有して構成される。

電源システム１０においては、電源装置１１ａをマスターとして、電源装置１１ｂ，１１ｃをスレーブとして用いる。つまり、電源装置１１ａは、図示しない制御用ＰＣ等から供給される電流指令値Ｉ^＊と、自身の出力電流のモニタ電流値Ｉｏｕｔとが等しくなるように、自身の出力電流を制御する（電流制御）。このように、指令値と出力値とが等しくなるように行う出力値の制御を「フィードバック制御」という。これに対し、電源装置１１ｂ，１１ｃはそれぞれ、電源装置１１ａの出力電圧のモニタ電圧値Ｖｏｕｔ_１と、自身の出力電圧のモニタ電圧値Ｖｏｕｔ_２とが等しくなるように自身の出力電圧を制御する（電圧制御）。モニタ電圧値Ｖｏｕｔ_１を電圧制御の指令値として用いている点で、電源装置１１ｂ，１１ｃは、電源装置１１ａのスレーブとなっている。この電圧制御も、上記「フィードバック制御」である。

電源装置１１ｂ，１１ｃはそれぞれ、上記の電圧制御に加え、電圧制御の結果として生成される内部電圧指令値Ｉ^＊ _ｉと、自身の出力電流のモニタ電圧値Ｉｏｕｔとが等しくなるように自身の出力電流を制御する（電流制御）よう構成される。この電流制御も、上記「フィードバック制御」である。また、電源装置１１ｂ，１１ｃはそれぞれ、電源装置１１ａに関する物理量に基づく制御も行う。この制御は、自身に関する各種の物理量を電源装置１１ａに関する物理量に基づいて制御するというもので、このような制御を「フィードフォワード制御」という。本実施の形態における「電源装置１１ａに関する物理量」は、電源装置１１ａに供給される電流指令値Ｉ^＊である。

以下、機能ブロック図を参照しながら、電源装置１１ａ〜１１ｃが行うこれらの制御について、より詳しく説明する。

図２は、電源装置１１ａ〜１１ｃの機能ブロックを示す略ブロック図である。同図に示すように、機能ブロックは、マスターである電源装置１１ａとスレーブである電源装置１１ｂ，１１ｃとで異なっている。具体的には、電源装置１１ａは、直流電力を生成する主回路１２_１（第１の主回路）と、電流制御を行う電流制御部１３_１（第１の電流制御部）とを有している。また、電源装置１１ｂ，１１ｃはそれぞれ、直流電力を生成する主回路１２_２（第２の主回路）と、電流制御を行う電流制御部１３_２（第２の電流制御部）と、電圧制御を行う電圧制御部１４とを有している。電流制御部１３_２は、内部に電流制御部１６を有している。

図３は、主回路１２_１，１２_２内部の機能ブロックの一例を示す略ブロック図である。なお、同図に示す構成は主回路１２_１，１２_２の内部構成の一例であり、他の構成を採用することも可能である。また、同図には、電源装置１１ａ〜１１ｃに系統電力を供給する系統電源３０についても図示している。系統電力としては、例えば三相２００Ｖの商用交流電源を使用できる。以下では主回路１２_１に着目して説明するが、主回路１２_２についても同様である。

主回路１２_１は、系統電源３０より供給される系統電力から直流電力を生成するスイッチング電源であり、図３に示すように、ＡＣ／ＤＣコンバータ３１、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ３２、及び３相ＤＣ／ＤＣコンバータ３３を含んで構成される。ＡＣ／ＤＣコンバータ３１は、系統電力から直流電力を生成する回路である。絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ３２は、図示していないが、２つのインバータと、これらの間に設けられたトランスとを含んで構成される双方向コンバータであり、ＡＣ／ＤＣコンバータ３１の出力を受けて動作するよう構成される。トランスが含まれることにより、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ３２では、ＡＣ／ＤＣコンバータ３１の出力電圧を昇圧又は降圧することが可能になるとともに、２つのインバータを電気的に絶縁することも実現される。３相ＤＣ／ＤＣコンバータ３３は、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ３２の出力を受けて動作するよう構成される。３相ＤＣ／ＤＣコンバータ３３の出力が、電源装置１１ａの出力となる。

図示していないが、ＡＣ／ＤＣコンバータ３１、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ３２、及び３相ＤＣ／ＤＣコンバータ３３は、それぞれ内部に複数のスイッチ素子を含んで構成される。これらのスイッチ素子の開閉は、電流制御部１３_１より供給される変調率ｍ_１によって制御される。これにより、変調率ｍ_１の制御によって電源装置１１ａの出力を制御することが可能とされている。

図２に戻る。電流制御部１３_１は、電流指令値Ｉ^＊に基づく電流制御（フィードバック制御）によって変調率ｍ_１（第１の変調率）を生成する回路である。この電流制御では、電流指令値Ｉ^＊と、内蔵電流計によって検出されるモニタ電流値Ｉｏｕｔとが等しくなるよう、変調率ｍ_１が生成される。具体的には、図２にも示すように、電流指令値Ｉ^＊とモニタ電流値Ｉｏｕｔの偏差を入力値とする電流制御によって、変調率ｍ_１が生成される。また、電流制御として具体的には、Ｐ制御、ＰＩ制御、又はＰＩＤ制御などを用いることが好適である。この点は、後述する各種の電流制御及び電圧制御においても同様である。

なお、上述したように内蔵電流計は誤差を有しているため、モニタ電流値Ｉｏｕｔとと電源装置１１ａの出力電流の実際の電流値とは、必ずしも等しくならない。しかしながら、本実施の形態による電源システム１０は、図１４に示した電源システム１ｂと同じくマスター／スレーブ構成を採用し、外側に位置するフィードバックループを電圧制御により実現しているため、この相違によって各電源装置１１ａ〜１１ｃが永久に出力電流を増加又は減少させ続けるようなことにはならず、その影響は電流指令値Ｉ^＊と電源装置１１ａの出力電流の実際の電流値との間に誤差が生ずるという程度に留まる。したがって、ここでは、モニタ電流値Ｉｏｕｔと電源装置１１ａの出力電流の実際の電流値との相違を無視している。以下で言及する他の内蔵電流計及び内蔵電圧計についても同様である。

電圧制御部１４は、電源装置１１ａの出力電圧の電圧値を電圧指令値Ｖ^＊とする電圧制御（フィードバック制御）によって、電流指令値Ｉ^＊に関連する内部電流指令値Ｉ^＊ _ｉを生成する回路である。ここでいう電源装置１１ａの出力電圧の電圧値とは、電源装置１１ａに内蔵される電圧計によって検出されたモニタ電圧値Ｖｏｕｔ_１である。この電圧制御では、モニタ電圧値Ｖｏｕｔ_１と、電源装置１１ｂ，１１ｃそれぞれの内蔵電圧計によって検出されるモニタ電圧値Ｖｏｕｔ_２とが等しくなるよう、内部電流指令値Ｉ^＊ _ｉが生成される。具体的には、図２にも示すように、モニタ電圧値Ｖｏｕｔ_１とモニタ電圧値Ｖｏｕｔ_２の偏差を入力値とする電圧制御によって、内部電流指令値Ｉ^＊が生成される。

電流制御部１３_２は、内部電流指令値Ｉ^＊ _ｉに基づくフィードバック制御と、電流指令値Ｉ^＊（電源装置１１ａに関する物理量）に基づくフィードフォワード制御とを組み合わせてなる電流制御により、変調率ｍ_２（第２の変調率）を生成する回路である。具体的には、内部電流指令値Ｉ^＊ _ｉと、内蔵電流計によって検出されるモニタ電流値Ｉｏｕｔとの偏差に電流指令値Ｉ^＊を加算し（フィードフォワード制御）、その結果を電流制御部１６に供給する。電流制御部１６は、供給された加算結果を入力値とする電流制御により、変調率ｍ_２を生成する（フィードバック制御）。

以上説明したように、本実施の形態による電源システム１０によれば、変調率ｍ_２の生成過程に、電流指令値Ｉ^＊に基づくフィードフォワード制御が組み入れられる。また、本実施の形態による電源システム１０は、図１４に示した電源システム１ｂと同じくマスター／スレーブ構成を採用し、外側に位置するフィードバックループを電圧制御により実現している。したがって、電源装置１１ａと電源装置１１ｂ，１１ｃとが互いに反対方向に制御を続けるような事態の発生を抑制することができるので、電源装置１１ａ〜１１ｃの故障リスクを低減できる。

また、変調率ｍ_２の生成過程に電流指令値Ｉ^＊が直接反映されるので、電流指令値Ｉ^＊が大きく変化してから電源装置１１ｂ，１１ｃの出力電圧が安定化するまでの時間が、従来（図１４に示した電源装置２ｂ，２ｂ）に比べて短縮される。したがって、マスターである電源装置１１ａが単体で電流指令値Ｉ^＊を賄うのに十分な電圧を出力しなければならない時間が短縮されるので、電流指令値Ｉ^＊の変化に伴う電源装置１１ａの一時的な負荷の増大が抑制される。

図４は、本発明の第２の実施の形態による電源システム１０のシステム構成を示す略ブロック図である。本実施の形態による電源システム１０は、「電源装置１１ａに関する物理量」として電流指令値Ｉ^＊ではなく変調率ｍ_１を用いる点で、第１の実施の形態による電源システム１０と相違する。以下、相違点を中心に詳しく説明する。

図５は、本実施の形態による電源装置１１ａ〜１１ｃの機能ブロックを示す略ブロック図である。同図及び図４に示すように、本実施の形態では、マスターである電源装置１１ａからスレーブである電源装置１１ｂ，１１ｃに対し、変調率ｍ_１が供給される。電流指令値Ｉ^＊ _１が直接電源装置１１ｂ，１１ｃに供給されることはない。

電流制御部１３_２の内部に設けられる電流制御部１６は、内部電流指令値Ｉ^＊ _ｉと、内蔵電流計によって検出されるモニタ電流値Ｉｏｕｔとの偏差を入力値とする電流制御により、変調率ｍ_３（第３の変調率）を生成する（フィードバック制御）。そして電流制御部１３_２は、変調率ｍ_３に、電源装置１１ａから供給された変調率ｍ_１を加算し（フィードフォワード制御）、その結果得られる変調率ｍ_１＋ｍ_３を、変調率ｍ_２として主回路１２_２に供給する。

以上説明したように、本実施の形態による電源システム１０によれば、変調率ｍ_２の生成過程に、変調率ｍ_１に基づくフィードフォワード制御が組み入れられる。また、本実施の形態による電源システム１０も、第１の実施の形態と同じくマスター／スレーブ構成を採用し、外側に位置するフィードバックループを電圧制御により実現している。したがって、電源装置１１ａと電源装置１１ｂ，１１ｃとが互いに反対方向に制御を続けるような事態の発生を抑制することができるので、電源装置１１ａ〜１１ｃの故障リスクを低減できる。

また、変調率ｍ_１は電源装置１１ａの電流制御部１３_１が電流指令値Ｉ^＊に直接基づいて生成したものであるから、変調率ｍ_１の電流指令値Ｉ^＊に対する遅延は、変調率ｍ_３のそれに比べて小さくなっている。したがって、電流指令値Ｉ^＊の変化が従来に比べて迅速に主回路１２_２に供給されることになるので、電流指令値Ｉ^＊が大きく変化してから電源装置１１ｂ，１１ｃの出力電圧が安定化するまでの時間が、従来（図１４に示した電源装置２ｂ，２ｂ）に比べて短縮される。したがって、電流指令値Ｉ^＊の変化に伴う電源装置１１ａの一時的な負荷の増大が抑制される。

図６は、本発明の第３の実施の形態による電源システム１０のシステム構成を示す略ブロック図である。本実施の形態による電源システム１０は、「電源装置１１ａに関する物理量」としてモニタ電圧値Ｖｏｕｔ_１を用いる点で、第１及び第２の実施の形態による電源システム１０と相違する。また、主回路１２_１，１２_２の具体的な構成が、第１及び第２の実施の形態で説明したもの（図３参照）とは異なっている。以下、相違点を中心に詳しく説明する。

初めに、主回路１２_１，１２_２の具体的な構成について説明する。図７は、本実施の形態による主回路１２_１，１２_２内部の機能ブロックの一例を示す略ブロック図である。同図に示すように、本実施の形態による主回路１２_１，１２_２は、外部の電解コンデンサから系統電力としての直流電圧Ｖｄｃ＿ｉｎの供給を受けて直流電圧Ｖｄｃ＿ｏｕｔを生成するＤＣ／ＤＣコンバータ３５と、一対の出力端３６_１，３６_２と、ＤＣ／ＤＣコンバータ３５と出力端３６_１との間に設けられたインダクタンス３７とを含んで構成される。主回路１２_１，１２_２の出力電圧Ｖｏｕｔは出力端３６_１，３６_２間の電位差であり、インダクタンス３７の両端の電位差を両端電位差ΔＶとすると、Ｖｏｕｔ＝Ｖｄｃ＿ｏｕｔ−ΔＶとなる。

図示していないが、ＤＣ／ＤＣコンバータ３５は、内部に複数のスイッチ素子を含んで構成される。つまり、本実施の形態による主回路１２_１，１２_２も、第１の実施の形態と同様、スイッチング電源である。ＤＣ／ＤＣコンバータ３５内の各スイッチ素子の開閉は、主回路１２_１では電流制御部１３_１より供給される変調率ｍ_１によって、主回路１２_２では電流制御部１３_２より供給される変調率ｍ_２によって、それぞれ制御される。これにより、変調率ｍ_１，ｍ_２の制御によって電源装置１１ａ〜１１ｃの出力を制御することが可能とされている。

次に、図８は、本実施の形態による電源装置１１ａ〜１１ｃの機能ブロックを示す略ブロック図である。同図及び図６に示すように、本実施の形態では、マスターである電源装置１１ａからスレーブである電源装置１１ｂ，１１ｃに対して供給されるのは、モニタ電圧値Ｖｏｕｔ_１のみである。

電流制御部１３_２の内部に設けられる電流制御部１６は、図８に示すように、ＰＩＤ演算部１７及び変調率算出部１８を有して構成される。ＰＩＤ演算部１７は、内部電流指令値Ｉ^＊ _ｉに基づくＰＩＤ制御により、図７に示したインダクタンス３７の両端電位差ΔＶを生成する機能を有している。具体的に説明すると、ＰＩＤ演算部１７は、内部電流指令値Ｉ^＊ _ｉと、内蔵電流計によって検出されるモニタ電流値Ｉｏｕｔとの偏差を入力値とする電流制御により、両端電位差ΔＶを生成するよう構成される。

電流制御部１６は、ＰＩＤ演算部１７が生成した両端電位差ΔＶに、電源装置１１ａから供給されるモニタ電圧値Ｖｏｕｔ_１を加算する。この加算により主回路１２_１におけるＤＣ／ＤＣコンバータ３５の出力電圧Ｖｄｃ＿ｏｕｔが得られ、電流制御部１６は、この出力電圧Ｖｄｃ＿ｏｕｔを変調率算出部１８に供給する。変調率算出部１８には、系統電力である直流電圧Ｖｄｃ＿ｉｎの電圧値が予め設定されており、変調率算出部１８は、この予め設定された電圧値と、供給された出力電圧Ｖｄｃ＿ｏｕｔとに基づいて変調率ｍ_２を算出する。具体的には、ｍ_２＝Ｖｄｃ＿ｏｕｔ／Ｖｄｃ＿ｉｎにより変調率ｍ_２を算出する。算出された変調率ｍ_２は、主回路１２_２に供給される。

本実施の形態における電流制御部１３_２の制御は以上のとおりであり、ＰＩＤ演算部１７が両端電位差ΔＶを生成する部分、及び、変調率算出部１８が変調率ｍ_２を算出する部分がフィードバック制御に、ＰＩＤ演算部１７が生成した両端電位差ΔＶにモニタ電圧値Ｖｏｕｔ_１を加算する部分がフィードフォワード制御に、それぞれ相当する。つまり、本実施の形態における電流制御部１３_２では、フィードバック制御の途中に、フィードフォワード制御が組み込まれている。

以上説明したように、本実施の形態による電源システム１０によれば、変調率ｍ_２の生成過程に、モニタ電圧値Ｖｏｕｔ_１に基づくフィードフォワード制御が組み入れられる。また、本実施の形態による電源システム１０も、第１及び第２の実施の形態と同じくマスター／スレーブ構成を採用し、外側に位置するフィードバックループを電圧制御により実現している。したがって、電源装置１１ａと電源装置１１ｂ，１１ｃとが互いに反対方向に制御を続けるような事態の発生を抑制することができるので、電源装置１１ａ〜１１ｃの故障リスクを低減できる。

また、電流制御部１３_２に供給されるモニタ電圧値Ｖｏｕｔ_１の電流指令値Ｉ^＊に対する遅延は、モニタ電圧値Ｖｏｕｔ_１を受けて電源装置１１ｂ，１１ｃ内で生成された両端電位差ΔＶのそれに比べて小さくなっている。したがって、電流指令値Ｉ^＊の変化が従来に比べて迅速に変調率ｍ_２に反映されることになるので、電流指令値Ｉ^＊が大きく変化してから電源装置１１ｂ，１１ｃの出力電圧が安定化するまでの時間が、従来（図１４に示した電源装置２ｂ，２ｂ）に比べて短縮される。したがって、電流指令値Ｉ^＊の変化に伴う電源装置１１ａの一時的な負荷の増大が抑制される。

図９は、本発明の第４の実施の形態による電源システム１０のシステム構成を示す略ブロック図である。本実施の形態による電源システム１０は、「電源装置１１ａに関する物理量」としてモニタ電圧値Ｖｏｕｔ_１だけでなく電流指令値Ｉ^＊も用いる点で相違している他は、第３の実施の形態による電源システム１０と同様である。以下、相違点を中心に詳しく説明する。

図１０は、本実施の形態による電源装置１１ａ〜１１ｃの機能ブロックを示す略ブロック図である。同図及び図９に示すように、本実施の形態では、マスターである電源装置１１ａからスレーブである電源装置１１ｂ，１１ｃに対し、モニタ電圧値Ｖｏｕｔ_１（第２の物理量）及び電流指令値Ｉ^＊（第１の物理量）が供給される。

本実施の形態による電流制御部１３_２は、第１の実施の形態による電流制御部１３_２と同じように、内部電流指令値Ｉ^＊ _ｉと、内蔵電流計によって検出されるモニタ電流値Ｉｏｕｔとの偏差に電流指令値Ｉ^＊を加算し（フィードフォワード制御）、その結果を電流制御部１６に供給するよう構成される。これを受けた電流制御部１６の動作は、第３の実施の形態で説明したものと同じである。

以上説明したように、本実施の形態による電源システム１０によれば、変調率ｍ_２の生成過程に、モニタ電圧値Ｖｏｕｔ_１及び内部電流指令値Ｉ^＊ _ｉに基づくフィードフォワード制御が組み入れられる。また、本実施の形態による電源システム１０も、第１〜第３の実施の形態と同じくマスター／スレーブ構成を採用し、外側に位置するフィードバックループを電圧制御により実現している。したがって、電源装置１１ａと電源装置１１ｂ，１１ｃとが互いに反対方向に制御を続けるような事態の発生を抑制することができるので、電源装置１１ａ〜１１ｃの故障リスクを低減できる。

また、変調率ｍ_２の生成過程に電流指令値Ｉ^＊が直接反映されるとともに、第３の実施の形態と同様、電流制御部１３_２にモニタ電圧値Ｖｏｕｔ_１が供給される点からも電流指令値Ｉ^＊の変化が従来に比べて迅速に変調率ｍ_２に反映されるので、電流指令値Ｉ^＊が大きく変化してから電源装置１１ｂ，１１ｃの出力電圧が安定化するまでの時間が、従来（図１４に示した電源装置２ｂ，２ｂ）に比べて短縮される。したがって、電流指令値Ｉ^＊の変化に伴う電源装置１１ａの一時的な負荷の増大が抑制される。

図１１は、本発明の第５の実施の形態による電源システム１０のシステム構成を示す略ブロック図である。本実施の形態による電源システム１０は、電流制御部１３_２に供給する内部電流指令値Ｉ^＊ _ｉとして電流指令値Ｉ^＊を用いる他は、第３の実施の形態による電源システム１０と同様である。以下、相違点を中心に詳しく説明する。

図１２は、本実施の形態による電源装置１１ａ〜１１ｃの機能ブロックを示す略ブロック図である。同図及び図１１に示すように、本実施の形態では、マスターである電源装置１１ａからスレーブである電源装置１１ｂ，１１ｃに対し、モニタ電圧値Ｖｏｕｔ_１及び電流指令値Ｉ^＊が供給される。第１〜第４の実施の形態では電圧制御部１４において内部電流指令値Ｉ^＊ _ｉを生成していたが、本実施の形態では、電流指令値Ｉ^＊を内部電流指令値Ｉ^＊ _ｉとして用いるため、電圧制御部１４は設けられていない。つまり、本実施の形態では、外側に位置するフィードバックループとしての電圧制御は行われない。

電源装置１１ｂ，１１ｃは、電源装置１１ａから供給される電流指令値Ｉ^＊を、フィードフォワード制御ではなくフィードバック制御のために用いる。具体的に説明すると、電流制御部１６内のＰＩＤ演算部１７は、電流指令値Ｉ^＊と、内蔵電流計によって検出されるモニタ電流値Ｉｏｕｔとの偏差を入力値とする電流制御により、両端電位差ΔＶを生成するよう構成される。これを受けた電流制御部１６の動作は、第３の実施の形態で説明したものと同じである。

以上説明したように、本実施の形態による電源システム１０によれば、変調率ｍ_２の生成過程に、モニタ電圧値Ｖｏｕｔ_１に基づくフィードフォワード制御が組み入れられる。したがって、電源装置１１ａと電源装置１１ｂ，１１ｃとが互いに反対方向に制御を続けるような事態の発生を抑制することができるので、電源装置１１ａ〜１１ｃの故障リスクを低減できる。

なお、本実施の形態では、電流指令値Ｉ^＊を内部電流指令値Ｉ^＊ _ｉとして用いていることから、第１〜第４の実施の形態とは異なり、電流指令値Ｉ^＊が大きく変化した際の電源装置１１ａの負荷の増大という問題は、少なくとも大きな問題とはならない。

以上、本発明の好ましい実施の形態について説明したが、本発明はこうした実施の形態に何等限定されるものではなく、本発明が、その要旨を逸脱しない範囲において、種々なる態様で実施され得ることは勿論である。

例えば、上記各実施の形態ではスレーブである電源装置を２台用意した例を説明したが、本発明は、スレーブである電源装置を１つ以上設ける場合に好適に適用できる。

また、上記各実施の形態では「電源装置１１ａに関する物理量」の具体的な例として電流指令値Ｉ^＊、変調率ｍ_１、及びモニタ電圧値Ｖｏｕｔ_１を挙げたが、本発明における「電源装置１１ａに関する物理量」として用いることのできる物理量がこれらに限定されるわけではない。電源装置１１ｂ，１１ｃにおいてフィードフォワード制御のために用いられることにより、電源装置１１ａと電源装置１１ｂ，１１ｃとが互いに反対方向に制御を続けるような事態の発生を抑制することができるものや、電源装置１１ｂ，１１ｃの出力電圧が安定化するまでの時間を短縮できるものであれば、他の種類の物理量を用いることも可能である。また、第４の実施の形態で実例を示したように、複数の物理量を用いることも可能であり、その組み合わせも様々に選択することが可能である。

Ｉ^＊ 電流指令値
Ｉ^＊ _ｉ 内部電流指令値
Ｉｏｕｔ モニタ電流値
Ｖｏｕｔ_１ モニタ電圧値
Ｖｏｕｔ_２ モニタ電圧値
ｍ_１〜ｍ_３ 変調率
１０ 電源システム
１１ａ〜１１ｃ 電源装置
１２_１，１２_２ 主回路
１３_１，１３_２，１６ 電流制御部
１４ 電圧制御部
１７ ＰＩＤ演算部
１８ 変調率算出部
２０ 負荷
３０ 系統電源
３１ ＡＣ／ＤＣコンバータ
３２ 絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ
３３ ３相ＤＣ／ＤＣコンバータ
３５ ＤＣ／ＤＣコンバータ
３６_１，３６_２ 出力端
３７ インダクタンス

Claims (12)

1. 直列に接続された第１及び第２の電源装置を備え、
   前記第１の電源装置は、
   電流指令値に基づくフィードバック電流制御により第１の変調率を生成する第１の電流制御部と、
   前記第１の変調率に基づいて直流電力を生成する第１の主回路とを有し、
   前記第２の電源装置は、
   前記電流指令値に関連する内部電流指令値に基づくフィードバック制御と、前記第１の電源装置に関する物理量に基づくフィードフォワード制御とを組み合わせてなる電流制御により第２の変調率を生成する第２の電流制御部と、
   前記第２の変調率に基づいて直流電力を生成する第２の主回路とを有する
   ことを特徴とする電源システム。
2. 前記第２の電源装置は、前記第１の電源装置の出力電圧に基づくフィードバック電圧制御により前記内部電流指令値を生成する電圧制御部をさらに有する
   ことを特徴とする請求項１に記載の電源システム。
3. 前記物理量は前記電流指令値であり、
   前記第２の電流制御部は、前記内部電流指令値と前記第２の電源装置の出力電流との偏差に前記物理量を加算した結果を入力値とする電流制御により、前記第２の変調率を生成する
   ことを特徴とする請求項２に記載の電源システム。
4. 前記物理量は前記第１の変調率であり、
   前記第２の電流制御部は、前記内部電流指令値と前記第２の電源装置の出力電流との偏差を入力値とする電流制御により得られる第３の変調率に前記物理量を加算した結果を前記第２の変調率として出力する
   ことを特徴とする請求項２に記載の電源システム。
5. 前記物理量は前記第１の電源装置の出力電圧であり、
   前記第２の主回路は、前記第２の変調率に基づいて第１の直流電圧から第２の直流電圧を生成するＤＣ／ＤＣコンバータと、出力端と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータと前記出力端との間に設けられたインダクタンスとを含み、
   前記第２の電流制御部は、
   前記内部電流指令値に基づくＰＩＤ制御により前記インダクタンスの両端電位差を生成するＰＩＤ制御部と、
   前記ＰＩＤ制御部によって生成された前記両端電位差に前記物理量を加算した結果と、前記第１の直流電圧とに基づいて前記第２の変調率を算出する変調率算出部とを有する
   ことを特徴とする請求項１に記載の電源システム。
6. 前記ＰＩＤ制御部は、前記内部電流指令値と前記第２の電源装置の出力電流との偏差を入力値とする電流制御により、前記両端電位差を生成する
   ことを特徴とする請求項５に記載の電源システム。
7. 前記第２の電源装置は、前記第１の電源装置の出力電圧に基づくフィードバック電圧制御により前記内部電流指令値を生成する電圧制御部をさらに有する
   ことを特徴とする請求項６に記載の電源システム。
8. 前記内部電流指令値は前記電流指令値である
   ことを特徴とする請求項６に記載の電源システム。
9. 前記物理量は、前記電流指令値である第１の物理量と、前記第１の電源装置の出力電圧である第２の物理量とを含み、
   前記第２の主回路は、前記第２の変調率に基づいて第１の直流電圧から第２の直流電圧を生成するＤＣ／ＤＣコンバータと、出力端と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータと前記出力端との間に設けられたインダクタンスとを含み、
   前記第２の電流制御部は、
   前記内部電流指令値と前記第２の電源装置の出力電流との偏差に前記第１の物理量を加算した結果を入力値とする電流制御により、前記インダクタンスの両端電位差を生成するＰＩＤ制御部と、
   前記ＰＩＤ制御部によって生成された前記両端電位差に前記第１の物理量を加算した結果と、前記第１の直流電圧とに基づいて前記第２の変調率を算出する変調率算出部とを有する
   ことを特徴とする請求項１に記載の電源システム。
10. 前記第２の電源装置は、前記第１の電源装置の出力電圧に基づくフィードバック電圧制御により前記内部電流指令値を生成する電圧制御部をさらに有する
    ことを特徴とする請求項９に記載の電源システム。
11. 前記第２の電源装置と同一の内部構成を有する第３の電源装置をさらに備え、
    前記第１乃至第３の電源装置は直列に接続される
    ことを特徴とする請求項１乃至１０のいずれか一項に記載の電源システム。
12. 電流指令値に基づくフィードバック電流制御により第１の変調率を生成する第１の電流制御部と、
    前記第１の変調率に基づいて直流電力を生成する第１の主回路と
    を有する第１の電源装置と直列に接続され、
    前記電流指令値に関連する内部電流指令値に基づくフィードバック制御と、前記第１の電源装置に関する物理量に基づくフィードフォワード制御とを組み合わせてなる電流制御により第２の変調率を生成する第２の電流制御部と、
    前記第２の変調率に基づいて直流電力を生成する第２の主回路とを有する
    ことを特徴とする電源装置。

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