JPS6217198B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、電子時計に関し、特にその電気機械
変換機構の駆動方式に関する。本発明の目的はか
かる変換機構の低電力化をはかるとともに高信頼
化をも達成することにある。

水晶振動子を時間標準振動子としたいわゆる水
晶腕時計が実用化されて以来、その高精度、高信
頼性から広く普及するに至つた。その間、この水
晶腕時計の技術革明はめざましく、その消費電力
についても当初20数μＷ必要としたものが現在で
は５μＷ程度で実現できるようになつときた。し
かしながら現状の消費電力５μＷの内訳を見ると
水晶振動子の発振・分周等回路関係で1.5〜２μ
Ｗ、電気機械変換機構で３〜3.5μＷと、かなり
アンバランスが目立つ、即ち電気機械変換機構の
消費電力が全体の消費電力の６〜７割もしめてい
るわけで今後さらに低電力化を図つていくために
はこの電気機械変換機構の低電力化が効果的であ
りそうである。しかし現状の電気機械変換機構の
変換効率はかなり高くこれ以上の効率アツプはか
なり困難である。ただ従来の電気機械変換機構
は、カレンダー機構の如き耐付加機構、温度、磁
気等の耐環境、振動衝撃等の耐外乱等の要求から
最悪状態でも充分に作動する様に設計されてき
た。そのため一定の駆動条件で一定負荷に耐える
性能が変換機構に要求されていたのであるが、実
際に時計体がこの様な負荷状態にあるのは一日の
内でも４〜５時間程度で他の20時間は殆んど無負
荷状態にある。即ち、時計体が常に無負荷状態に
あれば、交換機構はそれ程大きな負荷に耐える様
な設計をする必要がなく、その場合には消費電力
もかなり低減できるのであるが、時計は短時間で
はあるが厳しい環境になるので、これを保証する
ために大電力を供給して大出力を得る変換機構を
用いる必要があつた。

本発明は、変換機構の駆動方式を負荷が小さい
ときには少ない電力で駆動し、負荷が大きいとき
は大電力で駆動することにより上述の不合理性を
改め、変換機構で消費する電力を大幅に低減する
ものである。しかもこの様な駆動方式を機械的接
点などを含まず信頼性のある全電子的な手段で構
成するとともに変換機構の種類、量産によるバラ
ツキ等にも対処できる安定な駆動を実現したもの
である。

以下、本発明につき説明するが、まず電子腕時
計に用いられている電気機械変換機構の一例とし
てステラツプモーター及びその作動、さらにこの
ステラツプモーターにもとづき、本発明の考え方
を説明し続いて実施例につき詳説する。

第１図は、従来用いられてきた電子腕時計用モ
ーターの１例であり、図において１は２極に着磁
された永久磁石製のローターで、このローター１
をはさんでステータ２，３が対向して配置されて
いるが、これらのステータ２，３はそれぞれコイ
ル４を巻いた継鉄５に接続して１組のステータを
構成している。ステータ２，３は、ローター１が
一定方向に回転できる様にローター１の中心に対
しステータ２，３の円孔部２ａ，３ａを偏心さ
せ、ローター１の静止時の磁極（ＮおよびＳ）位
置をステーター２，３の一方にずらしている。こ
の種のステラツプモーターは従来から実用化され
ており第２図に示す様な回路ブロツクで駆動され
ていた。１０は水晶振動子であり、発振回路１１
により駆動され、その周波数は分周器１２により
分周され、波形整形器１３で適当な時間間隔で適
当な時間幅の180゜位相の異なる２つのパルスが
成形される。

その一例として、2″毎7.8msecのパルスを考え
以下これについて説明していく。このパルスを
CMOSインバーターで構成されるドライバー１
４，１５に入力し、その出力をコイル４の端子４
ａ，４ｂに供給する。第３図はこのドライバー部
の詳細図であり、一方のインバーター１４の入力
端子１６に１８なる信号を印加すると矢印１９で
示す様に電流が流れ、逆に他方のインバーター１
５の入力端子１７に同様の信号を印加すると矢印
１９と対称的なルートに電流が流れる。即ち両イ
ンバーターの入力端子１６，１７に交互に信号を
印加することによりコイル４に流れる電流を交互
に反転させることができ、具体的には１秒毎に交
互に反転する7.8msecの電流コイル４に流すこと
ができる。このような駆動回路により第１図のス
テツプモーターのステータ２，３にはＮ極、Ｓ極
が交互に発生し、ローター１の磁極と反撥、吸引
によりローター１を180゜ずつ回転させることが
できる。そしてこのローター１の回転は中間車６
を介して４番車７に伝達され、さらに３番車８、
２番車９さらには図示しないが筒カナ、筒車、カ
レンダー機構に伝達され、時針、分針、秒針、カ
レンダー等からなる指示機構を作動させる。

第１図のパルスモーターは、原理的には以上の
説明の如く作動し、これを電子腕時計用の変換機
構として用いてきた。

第３図のドライブ回路において、端子１７にハ
イレベル信号を端子１６に信号１８を印加した矢
印１９の如く電流を流したときMOSトランジス
タ１５にはチヤンネルインピーダンスによつて駆
動電流に基く電圧降下が生じ端子４ｂでこの電流
に相当する信号波形を検出することができる。そ
の電流波形は、例えば第４図の如くになる。第４
図で区間Ａは駆動区間でこの場合7.8msec、この
区間Ａで流れる電流がモーター駆動で消費される
電流である。この区間Ａでの電流波形が図の如く
複雑な形状を示すのは、駆動回路によつて印加さ
れた電圧にもとづいて生ずる電流の他に駆動され
たローターの回転によつてコイル誘起電流が重畳
されるためである。区間Ｂは、駆動パルス印加後
の区間で、ローターは慣性による回転と安定位置
に停止する迄の振動を行う、このときこの区間は
第３図の駆動用インバーター１４，１５のＰチヤ
ンネルMOSトランジスタがONになつているため
コイル４とこのトランジスタとのループで前記ロ
ーターの動きに応じたコイル４への誘起電流が流
れる。第４図の区間Ｂの波形が脈動しているのは
このためである。従つてこの駆動電流波形及び駆
動後の誘起電流波形の形状とローターの回転位置
とはほぼ対応をつけることができる。

さて、第４図の波形２０と波形２０′は、一連
の波形であり、これはローターへの負荷が非常に
少ない場合である。波形２２と波形２２′も一連
の波形であつて、この場合ローターへの負荷が大
きくローターの作動限界に近い状態であり、波形
２１，２１′は許容最大負荷の約１／２の負荷を
かけた場合である。この様に負荷を変化させたと
きの電流波形をよく観察すると、負荷が大きくな
るに従つて波形が右へ延びていくことがわかる。
これは負荷の増大に従つてローターの回転が遅く
なるためであり、安定位置に停止するまでのロー
ター振動周波数が低く、且つ振幅が小さくなる事
を実験的に確めている。この現象を逆に考える
と、ローターへの負荷が常に、無負荷状態にある
ならば、駆動パルス幅は7.8msecよりもつと短い
パルス幅で駆動できると理解される。事実パルス
幅を短くしても、モーターは作動し、出力トルク
は減少する。この状況を第５図に示す。第５図
は、駆動パルス幅を変化させたときの出力トルク
特性Ｔと消費電力特性Ｉを表わしたものである。
前述の駆動パルス幅7.8Msecは、この図でP₂に相
当する。即ちパルス幅P₂で出力トルクT₂であ
り、消費電力はI₂である。この出力トルクT₂は前
述の様に時計体の遭遇する負荷に充分耐えられる
様に設定される。ところがローターにかかる負荷
が小さいか無視できる程度であればもつと出力ト
ルクは小さくてよく、駆動パルス幅も短くでき、
従つて消費電力も少なくできる。例えば、P₁のパ
ルス幅で駆動すれば、出力トルクT₁で消費電力
もI₁で済む、本発明はこの点に着目し、ローター
にかかる負荷を検出することにより、無負荷時も
しくは負荷が小さいときは狭いパルス幅で駆動
し、大きい負荷がかかつたときには広いパルス幅
で駆動しようとするもので合理的で低電力化を図
るものである。前にも述べたように無負荷状態に
ある方が圧倒的に多いので低電力化の効果は非常
に大きい。

例えば、第５図の如く無負荷時（20時間）はP₁
のパルス幅で負荷時（４時間）はP₂のパルス幅で
駆動し、I₁／I₂＝１／２であるとすると、平均消
費電力は Ｉ＝Ｉ_１×２０＋Ｉ_２×４／２４＝１４／２４I₂≒0.
58 I₂ となり、常時P₂のパルス幅で駆動した従来の方式
に比し、60％以下の電力で済み大幅な低電力化が
はかれる。

ところで今、上で「負荷を検出して……」と簡
単に述べたが、この負荷の検出方法が本発明の大
きなポイントであることは云う迄もない。次にこ
の負荷の検出方法について述べる。第４図のコイ
ルに流れる電流波形を見ると、負荷の増大ととも
に、この電流波形が変化することがわかる。即ち
駆動区間Ａでは極大、極小になる位置が負荷の増
大とともに右へシフトしている。この点に着目て
負荷の大きさを知ることができるが、この波形の
変化量は極めて少なく量産のバラツキを吸収する
ことがむずかしく、又、極めて微妙な制御をしな
ければならない。

そこで本発明は、駆動パルス印加後の区間Ｂに
着目した。この区間Ｂにおいても負荷の増大につ
れて、例えば最初に極小値をとる点は右へシフト
している。しかも区間Ａの波形の変化量に比し、
数倍の変化量が得られる。従つて、この区間Ｂに
おける誘起電流波形によつて負荷の大小を検出す
ることは、上述の区間Ａに比し容易で、信頼性も
高くなる。この現象は、駆動パルス幅を短くした
ときも同様で、第６図にその状況を示す。この第
６図に示した駆動は第４図に比し、駆動パルス幅
が狭いため小さな負荷に耐えるのみであるが無負
荷時の駆動電流波形２３、同じく駆動後の誘起電
流波形２３′と作動限界負荷時の駆動電流波形２
４、同じく駆動後の誘起電流波形２４′との関係
は、第４図と同様である。負荷の検出は上述の方
法で行うが、本発明の構成は通常モーターへは無
負荷時を想定した狭い駆動パルスで駆動し、常に
駆動後の誘起電流波形で負荷の大きさを検出し、
負荷が小さいときは、始めの狭い駆動パルス幅で
の駆動を継続する。負荷が増加してきて、狭い駆
動パルス幅での駆動の限界に近ずいてきた場合、
次の駆動から一定時間広い駆動パルス幅で駆動
し、その後、当初の狭い駆動パルス幅での駆動に
もどす。本発明は概略この様な構成であるが第７
図のブロツク図によりさらに詳説する。

第７図は、本発明の構成を示すブロツク図であ
り、２５は時間標準振動子、２６は発振回路、分
周回路等を含む回路、２７はパルスモーター駆動
回路、２８はパルスモーターでここまでの構成は
従来の電子腕時計と同じである、２９は負荷検出
回路で第４図、第６図で説明した様に駆動パルス
印加後の誘起電流波形により負荷を検出する、３
０は制御回路で負荷検出回路２９で検出した負荷
の状態に応じてパルスモーター２８の駆動を制御
する回路で、通常無負荷時は狭い駆動パルスを負
荷時には広い駆動パルスを供給するように制御す
る。この制御方式を第８図につき説明する。第８
図は駆動パルスの状態を示したもので、先のパル
スモーターの項で述べたように供給されるこの状
態をパルス３１，３２の様に示した。パルス３
１，３２は無負荷状態の狭いパルス幅である。パ
ルス３１，３２を印加後、第７図の検出回路が負
荷状態を検出するが、無負荷又は小さな負荷状態
である。即ちパルス３１後の負荷検出は無負荷と
判定したので、次のパルス３２は狭いパルス幅と
なり、パルス３２後の負荷検出も無負荷と判定し
たので次のパルス３３も狭いパルス幅となる。そ
してパルス３３後の負荷検出では、有負荷状態と
判定した。この場合パルス３３後、数10msec後
に、広いパルス幅の第２の駆動パルス３４がパル
ス３３と同じ極性（即ち同じ電流方向）で印加さ
れる。その後の一定パルス数については広いパル
ス幅のパルス３５，３６が印加され、その後再び
始めの狭いパルス幅のパルス３７，３９……が印
加される。パルス３３とパルス３４の関係を説明
するとパルス３３の駆動で負荷が大きいことを検
出すると数10msec後に広いパルス幅のパルス３
４が印加される。これはパルス３３後の負荷検出
で負荷が大きいと判定するが、このときローター
が作動したかどうかの判定はむずかしい、という
のは第６図の誘起電流波形は負荷の増加とともに
右へシフトするとともに減衰する。そしてロータ
ーが作動しなかつたときは、誘起電流が出ないの
であるが負荷が限界に近いときローターがやつと
作動する状態との区別がつきにくい。負荷が徐々
に増加する場合は、負荷が大きいと判定してもそ
のときのパルス３３ではローターは作動している
し、負荷が急激で狭いパルス幅では駆動できない
大きさになるとパルス３３ではローターは作動し
ない。

この両者を判別するのは困難である。そこでパ
ルス印加後の負荷の検出は多少余裕をもつように
設定するのが簡単である。本構成では、パルス３
４を印加する。パルス３３でローターが作動した
ときは、パルス３４はパルス３３と同方向のパル
スであるため、このパルス３４は逆相のパルスに
なり、ローターは回転しない。又、パルス３３で
ローターが作動しなかつたときはパルス３４で駆
動される。このとき数10msec遅れてローターが
駆動されることになるがこれが秒針の作動として
日に判別されることはなく、これを原因とした見
苦しさを心配する必要は全くない。次に負荷の検
出後、広いパルス幅のパルス３５，３６を一定パ
ルス数継続させる構成にした理由は、ローターに
かかる負荷として最も大きいのは、カレンダー機
構であつて、これは３〜４時間継続するので直ち
に狭いパルス幅に戻すとまた負荷状態と判断し、
これを繰り返すと作動毎に２つのパルスを供給す
ることになり、消費電力が増大し、低電力化の意
義がなくなる。又、ローターにかかる負荷はカレ
ンダー機構だけでなく、磁場、低温、外乱等の単
発的な負荷もある。この様な場合には、広いパル
ス幅の継続パルス数はなるべく少ない方が望まし
い。この様な現象を考慮して、継続パルス数は数
10秒〜数10分に設定することが望ましい。以上
が、本発明の構成であるが、次に本発明の具体的
実施例につき説明する。第９図は、本発明になる
時計の負荷検出回路及び駆動パルス制御回路の一
例である。第９図中２５は発振回路、２６は分周
回路であり、２８はモーター、２７は駆動回路、
２９はモーター負荷状態検出回路、３０は制御回
路であり、第７図の構成と対応している。

以下、回路素子について順次説明していく。

３９のNAND GATE出力は無負荷状態のモー
ターを駆動する際の狭いパルスを作る為のクロツ
クであり、例えば１秒信号の立下りに対して
5msec遅れたクロツクパルスを発生する。

この時デイレイフリツプフロツプ４２は、入力
の１秒信号を5msec遅らせて出力する事になり、
ゲート４６の出力に5msec幅の狭パルスが発生す
る。

フリツプフロツプ４４及びNANDゲート４７は
有負荷状態のモーターを駆動する際の広パルスを
発生する回路である。

この時のパルス幅を例えば7.8msecとする。フ
リツプフロツプのクロツク入力端子には128Hzの
パルスが供給されている。

フリツプフロツプの入力端子に供給される１秒
信号は128Hzのクロツクによつて7.8msec遅れて
出力されることになり、ゲート４６と同様な動作
によつてゲート４７には7.8msec幅の広パルスが
発生する。

以上１１０の枠で囲まれた素子、フリツプフロ
ツプ４２，４４、NANDゲート３９，４７，４６
等によつてパルス発生回路を構成している。

尚、NANDゲート４７は後述するカウンタ５２
からの信号により狭パルスと広パルスを選択する
ゲートである。ゲート４０，４８及びフリツプフ
ロツプ４３はモータが無負荷状態であるか有負荷
状態であるかを判別する負荷判定の為の基準パル
スを発生する回路である。ゲート４０の出力パル
スをクロツク信号とするフリツプフロツプ４３と
１秒信号によつて前記ゲート４６或は４７と同様
な動作のもとに負荷判定基準パルスがゲート４８
の出力に得られる。

ゲート４８出力の基準パルスによつて後記する
ゲート５６の負荷検出信号を判定する。負荷検出
に係る各ゲートの出力信号の相関を第１０図に示
す。以下第１０図と共に第９図の動作を説明す
る。

第１０図５８は、ゲート４６の出力狭パルスに
相当し、５９はゲート４８出力の判定規準パルス
に相当する。

ゲート４１は、補正パルス発生用のゲートであ
つて、パルス幅は7.8msecの広パルスであり、前
回の駆動パルスより実効値が大きく、発生位置
は、ゲート４６或は４７のパルスに対して、例え
ば、30msec遅れる。

またゲート４１を含むブロツク１２０は補正パ
ルス発生回路であり、ゲート４１から出力される
補正パルスが必ず前回の狭パルス信号と同極性で
駆動回路に供給されるようにするものである。補
正パルス発生回路１２０はゲート４１と、NAND
ゲート１２１，１２２，１２３，１２４、ORゲ
ート４９，８９から構成される。ゲート１２２と
ゲート１２４はパルス発生回路１１０のゲート１
２５の出力を一方の入力とし、２秒信号を他方の
入力としている。この２秒信号によりゲート１２
２と１２４は１秒毎に交互に作動状態となり、こ
れにより駆動回路２７に交互パルスを供給するこ
とができる。ゲート１２１とゲート１２３にゲー
ト４１の出力を一方の入力とし、２秒信号を他方
の入力としている。そしてゲート１２１と１２２
の出力をゲート８９の入力とし、ゲート１２３と
１２４の出力をゲート４９の入力としているの
で、ゲート４１から出力された補正パルスは必ず
前回の狭パルスと同極性の信号として駆動回路に
供給されることになる。

第１０図６６にその例示を示す。ゲート４１の
入力端子５７は、後述する補正信号であつて、該
補正信号がHIGHになつた場合のみ４１の出力に
補正パルスを発生し、後段に供給する。

ゲート３９，４０，４１の入力信号は、前記パ
ルスを得る為の信号で、カウンタ２６の出力を適
当に組み合せる。

ゲート８９，４９は、上記パルスを駆動用イン
バータ１４，１５に対し分離、１秒おきに交互に
出力させる回路である。

ゲート５０は、カウンタ５２が零の状態におい
て補正パルスが４１の出力端子に発せられた場合
に、カウンタ５２にカウント入力を一発送り込む
ものである。

５２がカウントを始めると、以後カウンタ５２
の出力がすべて零に戻るまでゲート５０はOFF
状態となる。

ゲート５０の出力によつて５２が、カウント状
態に入ると５１のゲートが開き以後５２の出力が
すべて零なるまで２秒信号をカウント信号として
５２に送り続ける。

カウンタ５２は、前述した如く、数10秒〜数10
分の間で適当に設定されており、モーターが有負
荷状態にある事を検出してから、上記時間幅だけ
広パルス駆動信号を出力し続ける為のタイマーと
なる。

４７は、カウンタ５２の出力を、ゲート入力と
しており、５２がカウント状態にある間、広パル
スを後段に出力するものである。

第９図ブロツク２９は、駆動パルス印加後のモ
ーターの動作状態よりモーター負荷を検出する回
路の一例である。

５３，５４は、トランスミツシヨンゲートであ
つて、駆動用インバーター１４，１５の出力を駆
動信号に応じて交互に選択する。

５３，５４の出力は結合されてコンデンサを介
し、微分増幅器５５に入力される。５３，５４の
出力信号の内、無負荷状態の波形と有負荷状態の
波形をそれぞれ第１０図６０，６１に示す。尚、
出力信号６０は無負荷状態であり、第４図の誘起
電流２０′、第６図の誘起波形２３′に相当する。
出力信号６１は重負荷状態であり、第４図、第６
図の誘起電流波形中、作動限界時の誘起電流波形
２２′，２４′近傍の波形に相当する。もちろん負
荷状態の判定基準の設定は設計者によつて任意に
設定できる。誘起電流波形６０，６１はコンデン
サ５５ａによりピーク位置（遷移点）で正負の反
転をする微分信号に変換される。その電圧信号を
インバータ５５を通過させて信号６２と６４を得
ている。そのため信号６２は誘起電流波形６０の
ピークの位置で反転する矩形波となり、信号６４
は誘起電流波形６１のピークの位置で反転する矩
形波となる。尚、ピーク位置と反転位置を明確に
するために、誘起電流波形６０，６１のピーク位
置にａ〜ｆの符号を符し、それに対応させて信号
６２と６４の反転位置にa′〜e′，a″，b″，f″を符
した。

波形成形用にインバータ５５に接続された２個
のインバータの出力はCR時定数回路により遅延
されてナンドゲート５６の１方の入力となり、ま
た２個のインバータの中間の出力をナンドゲート
５６の他方の入力とすることにより、第１０図の
信号６３と６５を得る。信号６３は出力波形６０
に対応し、信号６５は出力波形６１に対応してい
る。出力波形６０，６１と信号６３，６５を比較
すると信号６２，６３のパルスが出力波形の所定
のピーク位置を示していることは明確である。負
荷状態の検出はこの信号６３，６５のパルス位置
が前述の判定基準パルス５９の内側にあるが外側
にあるかで判断され前者の場合を無負荷状態と判
定し、後者を有負荷状態と判定する。従つて信号
６３は無負荷状態を示し、信号６５は有負荷状態
を示すことになる。尚ナンドゲートの出力信号６
３と６５は負荷方向にパルスが出る。

次に補正パルスの発生手段について述べる。ゲ
ート１０４はゲート５６の出力となる負荷検出信
号と、ゲート４８の出力となる判定基準パルス信
号５９、及びデイレフリツプフロツプ４４の出力
となる１秒信号を7.8msec遅延させた信号とを入
力としている。尚、デイレイフリツプフロツプ４
４の出力信号はゲート１０４において検出可能期
間を決定するマスク信号として働く。以上の構成
により無負荷のときの検出信号（第１０図６３）
はゲート１０４を通過するが、有負荷のときの検
出信号６５は禁止される。ライン５７はゲート１
０７と１０８により形成されるフリツプフロツプ
の出力であり、ゲート１０６及び１０５によりセ
ツト入力が形成される。ゲート１０６に入力され
る１秒信号はフリツプフロツプの所期セツト状態
を決定するものであり、負荷検出状態のとき出力
５７を必ずＨに設定しておく。この状態で無負荷
状態を検出した信号ゲート１０４を通過するとゲ
ート１０５，１０６を通つてフリツプフロツプを
リセツトして出力５７をＬ状態にする。しかし重
負荷のときにはリセツト信号が入らないので出力
５７はＨにセツトされたままとなる。出力５７が
Ｈのままでいると補正パルス発生するゲート４１
が補正パルスを通過する状態となるため、駆動回
路用のゲート４８もしくは４９を通つてコイルに
補正パルスが供給される。尚ゲート１０５の他方
の入力はカウンタ５２が作動開始すると同時に検
出信号の通過を禁止する信号が入力されている。
又、ゲート１０４の※印の信号は駆動電流がコイ
ルに印加している間は検出信号を禁止する信号で
あり、フリツプフロツプ４４から出力されてい
る。

この結果、波形６１の場合に対しては、補正パ
ルス６６が引き続いて引加され、６６によつてロ
ーターの回転は完結する。但し、前述した如く６
６が印加される以前にローターの回転が完結して
いる場合も含まれる。補正パルス６６は、また、
ゲート５０を介してカウンタ５２に入力され、５
１のゲートをON状態にして５２をカウント状態
にする。以後、一定時間ゲート４７をON状態に
保ちパルス駆動信号を供給し続ける。広パルスが
供給されている間、５７はLOW状態にあり、補
正パルスは出力されない。これは、広パルス駆動
時では、モーターは充分な出力トルクがあるもの
と考えられるからである。

ピーク検出回路としては、５５の微分増幅回路
の他に様々な方式が考えられる。第１８図は、遅
延回路を用いたピーク検出回路のブロツク図で、
図中５３，５４はトランスミツシヨンゲート、８
０は第９図５５に代る一般的な増幅器、８１は遅
延回路、８２は８０及び８１の出力を入力する比
較器である。増幅器８０の一例を第１３図又は第
１４図に示す。前述したモーター駆動検出波形２
３，２４等は実質的に電源レベル付近に発生する
数mV〜数10mV程度の信号である為、抵抗６
６，６７で分圧し、増幅器の入力動作レベルに変
換してやる。端子６８には、第１６図７６の波形
が現われる。第１４図は、第１３図を改良した回
路であつて、抵抗６７の代りにMOSトランジス
タを挿入し、増幅器入力レベルが動作レベルにな
る様にトランジスタ６９のチヤンネルインピーダ
ンスを制御してやる帰還回路をもつ、ブロツク７
０は出力レベルを検出する回路である。第１５図
は遅延回路８１の簡単な実施例であつて、７１，
７３はトランスミツシヨンゲート、７２，７４は
負荷コンデンサである。この場合、端子６８の入
力信号７６は出力端子において７７の如く遅延す
る。第１７図は、この波形を模型的に表わしたも
ので、入力信号７６はトランスミツシヨンゲート
７１によつて、コンデンサ７２に伝えられ７２の
端子電圧波形は７９となる。更に、トランスミツ
シヨンゲート７３によつて出力端子７５には、波
形７７が表われる。比較器８２は波形７６と７７
が入力される時、７８に示す矩形信号を出力す
る。

遅延回路としては第１５図が適しているが、他
に入力信号周波数が比較的低いため、バケツリレ
ー型データ転送素子等も適する。

本発明における負荷検出方式は時計体に加わる
磁界或は衝撃等に対しても有効な動作をすること
が確められている。第１９図は直流磁界をパルス
モーターのコイル方向に加えた場合の検出電流波
形である。８３は外部磁界がモーター内コアに誘
起する磁場と駆動用磁場の方向が相反する場合で
あり、８４は両磁場が同方向にある場合である。
８３，８４において、波形８５，８６は外部磁場
が零にあり、ほぼ同一波形とみなせる。８７，８
８は外部磁界が40Gaussの時の波形である。波形
より８３の方向の動作は外部磁界が強くなる程動
作しにくくなり、負荷が大きくなつた場合の動作
と同一特性を示す。従つて本発明なる時計回路に
あつては外部磁界の影響に対しても有効な動作を
示し、実験的に外部磁界に対する強度が従来の時
計と何ら変らない事が確認されている。第１９図
８７の場合、波形の極小位置が判定基準パルス以
後に現われるため、８７′で示す補正信号が加わ
つてる。耐衝撃性についても以上の説明から本発
明が有効な効果をもつものであることは極めて容
易に類推されよう。

第１１図のパルスモーターは、ローター１００
が永久磁石で作られ、ステータ１０１は第１図と
違つてギヤツプのない一体型であり、１０１は磁
極を決める最狭部でありローターを包囲する円孔
部１０１ｂには静的位置を定めるための異形部と
なるノツチ１０２，１０３が形成されている。１
０４は駆動コイルである。この様なパルスモータ
ーは、ステータ１０１が接続しているため、駆動
後の誘起電流は第１２図に示すように、第４図、
第６図に比し若干異なる。しかし無負荷時の波形
１０５，１０５′、負荷時の波形１０６，１０
６′の関係は基本的には同様であり、同じ方式で
実現できることが理解されよう。

特に１体ステーターを用いた場合ローターとス
テーターの間隙が常に一定に保たれるため安定し
た誘起電流が量産性良く得られるものである。

以上の如く本発明の構成によれば、コイルに発
生する誘起電流を検出する負荷検出手段をコイル
端部に接続するとともに、負荷検出手段はパルス
信号が印加終了後にコイルに発生する誘起電流を
検出するよう構成され、しかもステーターが１体
で形成され、ローター包囲する円孔部、磁極を形
成するためのくびれ部及びローター位置決めのた
めに円孔部内周に設けられた異形部を有するよう
構成したので次のような効果をもたらす。

(a) 本発明以前誘起電流を負荷として検出する本
式はコイルに駆動パルスを印加されているとき
に、駆動パルスと逆向する誘起電圧により駆動
パルスの電流値が変化するのを検出していた。
しかしローターが駆動電流によつて強制的に駆
動されるときは、軽負荷時と重負荷時の間に誘
起電流の値の十分の差が得られず、確実で安定
した負荷検出をすることができないといつた問
題を含んでいた。本発明はパルス印加終了後ロ
ーターが所定の角度回転し、減衰振動している
ときの誘起電流値が供給電圧値に影響を受けず
軽負荷時と重負荷時の間に大きな差があること
に着目し、パルス印加終了後にコイルに発生す
る誘起電流を負荷検出手段により検出すること
により、極めて高精度の負荷検出が可能となつ
たものである。

(b) 第１図に示す従来のステツプモーターではス
テーター片が２片別々に設けられており、ロー
ターの回転方向と静止位置は２片のステーター
片を互いにズラして段差を設けることにより行
つていた。しかしステーター片を別に作つた場
合各々の寸法バラツキの組合せによつて磁気特
性が一定にならず、ローター負荷検出回路と組
合せたときに確実な作動をさせることが難かし
かつた。しかし本願ではステツプモーターのス
テーターを１体ステーターとすることにより、
ステーターとローターの間の磁気特性を一定に
せ、負荷検出回路との組合せを容易にし、パル
ス印加終了後の微量の誘起電流を高精度に検出
できるようにした。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の電子腕時計のパルスモーターの
例を示す。第２図、第３図は従来の回路構成を示
し、第４図は従来の時計におけるパレスモーター
駆動コイルの電流波形を示す。第５図はパルスモ
ーターの駆動パルス幅に対する出力トルクと消費
電力の関係図である。第６図は従来の駆動パルス
よりも狭いパルス幅で、モーターを駆動した場合
のコイル電流波形である。第７図は本発明になる
時計の回路ブロツクを表わす。第８図は本発明に
なる回路によるモーター駆動パルスのタイムチヤ
ート例である。第９図は第８図のブロツク回路の
一具体例。第１０図は第９図における負荷検出部
のタイムチヤート例である。第１１図は本発明に
係る電子腕時計のパルスモーターの例を示す。第
１２図は第１１図のパルスモーターにおける狭パ
ルス駆動時のコイル電流波形である。第１３図〜
第１８図は第９図における負荷検出部の別の例を
示すものである。第１９図は本発明になる電子腕
時計に直流磁界を印加した場合のコイル電流波形
の変化を示す。 ２５……発振回路、２６……分周回路、２７…
…駆動回路、２８……モーター、２９……モータ
ー負荷検出判定回路、３０……制御回路、３１〜
３３……狭パルス駆動信号、３４……補正信号、
３５……広パルス駆動信号、５９……負荷判定基
準パルス、６０……無負荷検出信号、６１……有
負荷検出信号。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 発振回路、前記発振回路の出力信号を分周す
   る分周回路、前記分周回路の出力信号により作動
   する駆動回路、永久磁石ローターとステータとコ
   イルからなり前記駆動回路により駆動されるステ
   ツプモーター、及び前記ステツプモーターにより
   駆動される輪列を有する電子時計において、前記
   コイルに接続され駆動電流印加後に前記コイルに
   発生する誘起電流を検出する負荷検出回路、前記
   分周回路と前記駆動回路の間に接続され前記負荷
   検出回路の出力により制御される制御回路とを有
   し、前記制御回路は通常運針用のパルス駆動信号
   を形成するパルス発生回路と前記負荷検出回路が
   重負荷を検出したとき前回のパルス駆動信号と同
   極性で前記パルス駆動信号より実効値の大きな補
   正パルスを補正パルス発生回路とを備えており、
   且つ前記ステータが一体で形成され、前記ロータ
   ーを包囲する円孔部、磁極を形成するための最狭
   部、及びローター位置決めのための異形部とを備
   えていることを特徴とする電子時計。