JPS6118151B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、電子時計に関し、特にその電気機械
変換機構としてのパルスモータの駆動方式に関す
る。本発明の目的は、かかるパルスモータの低消
費電力化にある。本発明の目的はまた、低消費電
力駆動時に起こりうる誤動作を検出し、或は予期
して瞬時に補正することにあり、秒針の動作等時
計の外観的動作において誤動作或いは補正等が感
知されない制御方式を提供することにある。

水晶振動子を時間標準振動子としたいわゆる水
晶腕時計が実用化されて以来、その高精度、高信
頼性から広く普及するに至つた。その間、この水
晶腕時計の技術革新はめざましく、その消費電力
についても当初20数μＷ必要としたものが現在で
は５μＷ程度で実現できるようになつてきた。し
かしながら現状の消費電力５μＷの内訳を見ると
水晶振動子の発振、分周等回路関係で1.5〜２μ
Ｗ、パルスモータで３〜3.5μＷと、かなりアン
バランスが目立つ、即ち電気機械変換機構の消費
電力が全体の消費電力の６〜７割もしめているわ
けで今後さらに低電力化を図つていくためにはこ
のパルスモータの低電力化が効果的でありそうで
ある。しかし現状のパルスモータの変換効率はか
なり高くこれ以上の効率アツプはかなり困難であ
る。ただ従来のパルスモータは、カレンダー機構
の如き耐付加機構、温度、磁気等の耐環境、振動
衝撃等の耐外乱等の要求から最悪状態でも充分に
作動する様に設計されてきた。そのため一定の駆
動条件で一定負荷に耐える性能がモータに要求さ
れていたのであるが、実際に時計体がこの様な負
荷状態にあるのは一日の内でも４〜５時間程度で
他の20時間はほとんど無負荷状態にある。即ち時
計体が常に無負荷状態にあれば、モーター機構は
それ程大きな負荷に耐える様な設計をする必要が
なく、その場合には消費電力もかなり低減できる
のであるが、時計は短時間ではあるが厳しい環境
になるので、これを保証するために大電力を供給
して大出力を得るパルスモータを用いる必要があ
つた。

本発明は、パルスモータの駆動方式を負荷が小
さいときには少ない電力で駆動し、負荷が大きい
ときは大電力で駆動することにより上述の不合理
性を改め、パルスモータで消費する電力を大巾に
低減するものである。しかもこの様な駆動方式を
機械的接点などを含まず信頼性のある全電子的な
手段で構成するとともにモーターの種類、量産に
よるバラツキ等にも対処できる安定な駆動を実現
したものである。

以下、本発明につき説明する。

第１図は、電子腕時計用パルスモータの一例で
あり、図において１は２極に着磁された永久磁石
製のローターで、このローター１をはさんでステ
ータ２，３が対向して配置されているが、これら
のステータ２，３はそれぞれコイル４を巻いた継
鉄５に接続して１組のステータを構成している。
ステータ２，３は、ローター１が一定方向に回転
できる様にローター１の中心に対しステータ２，
３の円弧部２ａ，３ａを偏心させ、ローター１の
静止時の磁極（ＮおよびＳ）位置をステータ２，
３の一方にずらしている。この種のパルスモータ
は従来から実用化されており第２図に示す様な回
路ブロツクで駆動されていた。１０は水晶振動子
であり、発振回路１１により駆動され、その周波
数は分周器１２により分周され、波形整形器１３
で適当な時間間隔で適当な時間幅の180゜位相の
異なる２つのパルスが成形される。

その一例として、2″毎7.8msecのパルスを考え
以下これについて説明していく。このパルスを
CMOSインバーターで構成されるドライバー１
４，１５に入力し、その出力をコイル４の端子４
ａ，４ｂに供給する。第３図はこのドライバー部
の詳細図であり、一方のインバーター１４の入力
端子１６に１８なる信号を印加すると矢印１９で
示す様に電流が流れ、逆に他方のインバータ１５
の入力端子１７に同様の信号を印加すると矢印１
９と対称的なルートに電流が流れる。即ち両イン
バーターのの入力端子１６，１７に交互に信号を
印加することによりコイル４に流れる電流を交互
に反転させることができ、具体的には１秒毎に交
互に反転する7.8msecの電流コイル４に流すこと
ができる。このような駆動回路により第１図のス
テツプモータのステータ２，３にはＮ極、Ｓ極が
交互に発生し、ローター１の磁極と反撥、吸引に
よりローター１を180゜ずつ回転させることがで
きる。そしてこのローター１の回転は中間車６を
介して４番車７に伝達され、さらに３番車８、２
番車９、さらには図示しないが筒カナ、筒車、カ
レンダー機構に伝達され、時計、分針、秒針、カ
レンダー等からなる指示機構を作動させる。

第１図のパルスモータは、原理的には以上の説
明の如く作動し、これを電子腕時計用の変換機構
として用いてきた。

第３図のドライブ回路において、端子１７にハ
イレベル信号を端子１６に信号１８を印加して矢
印１９の如く電流を流したときMOSトランジス
タ１５にはチヤンネルインピーダンスによつて駆
動電流に基く電圧降下が生じ端子４ｂでこの電流
に相当する信号波形を検出することができる。そ
の電流波形は、例えば第４図の如くになる。第４
図で区間Ａは駆動区間でこの場合7.8msec、この
区間Ａで流れる電流がモーター駆動で消費される
電流である。この区間Ａでの電流波形が図の如く
複雑な形状を示すのは、駆動回路によつて印加さ
れた電圧にもとづいて生ずる電流の他に駆動され
たローターの回転によつてコイルに、誘起電流が
重畳されるためである。区間Ｂは、駆動パルス印
加後の区間で、ローターは慣性による回転と安定
位置に停止する迄の振動を行う、このときこの区
間は第３図の駆動用インバータ１４，１５のＰチ
ヤンネルMOSトランジスタがONになつているた
めコイル４とこのトランジスタとのループで前記
ローターの動きに応じたコイル４への誘起電流が
流れる。第４図の区間Ｂの波形が脈動しているの
はこのためである。従つてこの駆動電流波形、及
び駆動後の誘起電流波形の形状とローターの回転
位置とはほぼ対応をつけることができる。

さて、第４図の波形２０と波形２０′は、一連
の波形であり、これはローターへの負荷が非常に
少ない場合である。波形２２と波形２２′も一連
の波形であつて、この場合ローターへの負荷が大
きくローターの作動限界に近い状態であり、波形
２１、波形２１′は許容最大負荷の約1/2の負荷を
かけた場合である。この様に負荷を変化させたと
きの電流波形をよく観察すると、負荷が大きくな
るに従つて波形が右へ延びていくことがわかる。
これは負荷の増大に従つてローターの回転が遅く
なるためであり、安定位置に停止するまでのロー
ター振動周波数が低く、且つ振幅が小さくなる事
を実験的に確めている。この現象を逆に考える
と、ローターへの負荷が常に、無負荷状態にある
ならば、駆動パルス幅は7.8msecよりもつと短い
パルス幅で駆動できると理解される。事実パルス
幅を短くしても、モーターは作動し、出力トルク
は減少する。この状況を第５図に示す。第５図
は、駆動パルス幅を変化させたときの出力トルク
特性Ｔと消費電力特性Ｉを表わしたものである。
前述の駆動パルス幅7.8msecは、この図でP₂に相
当する。即ちパルス幅P₂で出力トルクはT₂であ
り、消費電力はI₂である。この出力トルクT₂は前
述の様に時計体の遭遇する負荷に充分耐えられる
様に設定される。ところがローターにかかる負荷
が小さいか無視できる程度であればもつと出力ト
ルクは小さくてよく、駆動パルス幅も短くでき、
従つて消費電力も少なくできる。例えば、P₁のパ
ルス幅で駆動すれば、出力トルクT₁で消費電力
もI₁で済む、本発明はこの点に着目し、ローター
にかかる負荷を検出することにより、無負荷時も
しくは負荷が小さいときは狭いパルス幅で駆動
し、大きい負荷がかかつたときには広いパルス幅
で駆動しようとするもので合理的で低電力化を図
るものである。前にも述べたように無負荷状態に
ある方が圧倒的に多いので低電力化の効果は非常
に大きい。例えば、第５図の如く無負荷時（20時
間）はP₁のパルス幅で負荷時（４時間）P₂のパル
ス幅で駆動し、I₁／I₂＝１／２であるとすると、
平均消費電力は Ｉ＝Ｉ_１×２０＋Ｉ_２×４／２４＝１４／２４I₂≒0.
58I₂ となり、常時P₂のパルス幅で駆動した従来の方式
に比し、60％以下の電力で済み大幅な低電力化が
はかれる。

ところで今、上で「負荷を検出して……」と簡
単に述べたが、この負荷の検出方法が本発明の大
きなポイントであることはいうまでもない。次に
この負荷の検出方法について述べる。第４図のコ
イルに流れる電流波形を見ると、負荷の増大とと
もに、この電流波形が変化することがわかる。即
ち駆動区間Ａでは極大、極小になる位置が負荷の
増大とともに右へシフトしている。この点に着目
して負荷の大きさを知ることができるが、この波
形の変化量は極めて少なく量産のバラツキを吸収
することがむづかしく、又、極めて微妙な制御を
しなければならない。

そこで本発明は、駆動パルス印加後の区間Ｂに
着目した。この区間Ｂにおいても負荷の増大につ
れて、例えば最初に極小値をとる点は右へシフト
している。しかも区間Ａの波形の変化量に比し、
数倍の変化量が得られる。従つて、この区間Ｂに
おける誘起電流波形によつて負荷の大小を検出す
ることは、上述の区間Ａに比し容易で、信頼性も
高くなる。この現象は、駆動パルス幅を短くした
ときも同様で、第６図にその状況を示す、この第
６図に示した駆動は第４図に比し、駆動パルス幅
が狭いため小さな負荷に耐えるのみであるが無負
荷時の駆動電流波形２３、同じく駆動後の誘起電
流波形２３′と作動限界負荷時の駆動電流波形２
４同じく駆動後の誘起電流波形２４′との関係
は、第４図と同様である。負荷の検出は上述の方
法で行うが、本発明の構成は通常モーターへは無
負荷時を想定した狭い駆動パルスで駆動し、常に
駆動後の誘起電流波形で負荷の大きさを検出し、
負荷が小さいときは、始めの狭い駆動パルス幅で
の駆動を継続する。負荷が増加してきて、狭い駆
動パルス幅での駆動の限界に近づいてきた場合、
次の駆動から一定時間広い駆動パルス幅で駆動
し、その後、当初の狭い駆動パルス幅での駆動に
もどす。本発明は概略この様な構成であるが第７
図のブロツク図によりさらに詳説する。

第７図は、本発明の構成を示すブロツク図であ
り、２５は時間標準振動子、２６は発振回路、分
周回路等を含む回路、２７はパルスモータ駆動回
路、２８はパルスモーターでここまでの構成は従
来の電子腕時計と同じである。２９は負荷検出回
路で第４図、第６図で説明した様に駆動パルス印
加後の誘起電流波形により負荷を検出する、３０
は制御回路で負荷検出回路２９で検出した負荷の
状態に応じてパルスモーター２８の駆動を制御す
る回路で、通常無負荷時は狭い駆動パルスを負荷
時には広い駆動パルスを供給するように制御す
る。この制御方式を第８図につき説明する。第８
図は駆動パルスの状態を示したもので、先のパル
スモーターの項で述べたように供給されるこの状
態をパルス３１，３２の様に示した。パルス３
１，３２は無負荷状態の狭いパルス幅である。パ
ルス３１，３２を印加後、第７図の検出回路が負
荷状態を検出するが、無負荷又は小さな負荷状態
である。即ちパルス３１後の負荷検出は無負荷と
判定したので、次のパルス３２は狭いパルス幅と
なり、パルス３２後の負荷検出も無負荷と判定し
たので次のパルス３３も狭いパルス幅となる。そ
してパルス３３後の負荷検出では、有負荷状態と
判定した。この場合パルス３３後、数10msec後
に、広いパルス幅の第２の駆動パルス３４がパル
ス３３と同じ極性（即ち同じ電流方向）で印加さ
れる。その後の一定パルス数については広いパル
ス幅のパルス３５，３６が印加され、その後再び
始めの狭いパルス幅のパルス３７，３８……が印
加される。パルス３３とパルス３４の関係を説明
すると、パルス３３の駆動で負荷が大きいことを
検出すると数10msec後に広いパルス幅のパルス
３４が印加される。これはパルス３３後の負荷検
出で負荷が大きいと判定するが、このときロータ
ーが作動したかどうかの判定はむずかしい、とい
うのは第６図の誘起電流波形は負荷の増加ととも
に右へシフトするとともに減衰する。そしてロー
ターが作動しなかつたときは、誘起電流が出ない
のであるが負荷が限界に近いときローターがやつ
と作動する状態との区別がつきにくい。負荷が
徐々に増加する場合は、負荷が大きいと判定して
もそのときのパルス３３ではローターは作動して
いるし、負荷が急激で狭いパルス幅では駆動でき
ない大きさになるとパルス３３ではローターは作
動しない。この両者を判別するのは困難である。
そこでパルス印加後の負荷の検出は多少余裕をも
つように設定するのが簡単である。本構成では、
パルス３４を印加する。パルス３３でローターが
作動したときは、パルス３４はパルス３３と同方
向のパルスであるため、このパルス３４は逆相の
パルスになり、ローターは回転しない。又、パル
ス３３でローターが作動しなかつたときはパルス
３４で駆動される、このとき数10msecで遅れて
ローターが駆動されることになるが、これが秒針
の作動として目に判別されることはなく、これを
原因とした見苦しさを心配する必要は全くない。
次に負荷の検出後、広いパルス幅のパルス３５，
３６を一定パルス数継続させる構成にした理由
は、ローターにかかる負荷として最も大きいの
は、カレンダー機構であつて、これは３〜４時間
継続するので直ちに狭いパルス幅に戻すとまた負
荷状態と判断し、これを繰り返すと作動毎に２つ
のパルスを供給することになり、消費電力が増大
し、低電力化の意義がなくなる。又、ローターに
かかる負荷はカレンダー機構だけでなく、磁場、
低温、外乱等の単発的な負荷もある。この様な場
合には、広いパルス幅の継続パルス数はなるべく
少ない方が望ましい。この様な現象を考慮して、
継続パルス数は数10秒〜数10分に設定することが
望ましい。以上が、本発明の構成であるが、次に
本発明の具体的実施例につき説明する。第９図
は、本発明になる時計の負荷検出回路及び駆動パ
ルス制御回路の一例である。第９図中２５は発振
回路、２６は分周回路であり、２８はモーター及
び駆動回路、２９はモーター負荷状態検出回路で
ある。以下、回路素子について順次説明してい
く。３９のNAND GATE出力は無負荷状態のモ
ーターを駆動する際の狭いパルスを作る為のクロ
ツクであり、例えば１秒信号の立下りに対して
5msec遅れてクロツクパルスを発生する。この時
デイレイフリツプフロツプ４２は、入力の１秒信
号を5msec遅らせて出力する事になり、ゲート４
６の出力に5msec幅の狭パルスが発生する。フリ
ツプフロツプ４４は128Hzをクロツク入力とする
デイレイフリツプフロツプで４４の出力は入力１
秒信号に対し7.8msec遅れる。従つて、ゲート４
７の出力に7.8msec幅のパルスが得られ、これを
有負荷時の駆動用広パルスとする。ゲート４０
は、駆動パルス印加直後にローター動作によつて
生ずる電流波形の極小部分が現われるまでの時間
に対し、無負荷状態と有負荷状態を判別するパル
スを発生する為のクロツクであり、４２，４４と
同様の動作によつて４３と４８の出力に判定規準
パルスを得る。

第１０図５８は、ゲート４６の出力狭パルスに
相当し、５９はゲート４８の出力の判定規準パル
スに相当する。ゲート４１は、補正パルス発生回
路であつて、パルス幅は7.8msecの広パルス、発
生位置は、ゲート４６或は４７のパルスに対し
て、例えば30msec遅れる。第１０図６６にその
例を示す。ゲート４１の入力端子５７は、後述す
る補正信号であつて、該補正信号がHIGHになつ
た場合のみ４１の出力に補正パルスを発生し後段
に供給する。ゲート３９，４０，４１の入力信号
は、前記パルスを得る為の信号で、カウンタ２６
の出力を適当に組み合せる。ゲート８９，４９
は、上記パルスを駆動用インバータ１４，１５に
対して分離、１秒おきに交互に出力させる回路で
ある。ゲート５０は、カウンタ５２が零の状態に
おいて補正パルスが４１の出力端子に発せられた
場合に、カウンタ５２にカウント入力を一発送り
込むものである。５２がカウントを始めると、以
後カウンタ５２の出力がすべて零に戻るまでゲー
ト５０はOFF状態となる。ゲート５０の出力に
よつて５２が、カウント状態に入ると５１のゲー
トが開き以後５２の出力がすべて零になるまで２
秒信号をカウント信号として５２に送り続ける。
カウンタ５２は、前述した如く、数10秒〜数10分
の間で適当に設定されており、モーターが有負荷
状態にある事を検出してから、上記時間幅だけ広
パルス駆動信号を出力し続ける為のタイマーとな
る。４７は、カウンタ５２の出力を、ゲート入力
としており、５２がカウント状態のある間、広パ
ルスを後段に出力するものである。第９図ブロツ
ク２９は、駆動パルス印加後のモーターの動作状
態よりモーター負荷を検出する回路の一例であ
る。５３，５４は、トランスミツシヨンゲートで
あつて、駆動用インバータ１４，１５の出力を駆
動信号に応じて交互に選択する。

５３，５４の出力は結合されてコンデンサを介
し、微分増幅器５５に入力される。５３，５４の
出力信号の内、無負荷状態の波形と有負荷状態の
波形をそれぞれ第１０図６０，６１に示す。微分
回路は、この場合ピーク検出器として動作し、微
分回路出力を更に２個のインバータを通して得た
信号は各ピークで反転する矩形波となり、６０に
対しては６２，６１に対しては６４の信号が得ら
れる。

インバータの出力はCR時定数回路により遅延
されてナンドゲート５６の１方の入力となり、ま
た２個のインバータの中間の出力をナンドゲート
５６の他方の入力とすることにより、第１０図の
信号６３と６５を得る。信号６３は出力波形６０
に対応し、信号６５は出力波形６１に対応してい
る。出力波形６０，６１と信号６３，６５を比較
すると信号６２，６３のパルスが出力波形の所定
のピーク位置を示していることは明確である。負
荷状態の検出はこの信号６３，６５のパルス位置
が前述の判定基準パルス５９の内側にあるか外側
にあるかで判断され、前者の場合を無負荷状態と
判定し、後者を有負荷状態と判定する。従つて信
号６３は無負荷状態を示し、信号６５は有負荷状
態を示すことになる。尚ナンドゲートの出力信号
６３と６５は負方向にパルスが出る。

次に補正パルスの発生手段について述べる。ゲ
ート１０４はゲート５６の出力となる負荷検出信
号と、ゲート４８の出力となる判定基準パルス信
号５９、及びデイレイフリツプフロツプ４４の出
力となる１秒信号を、７，8msec遅延させた信号
とを入力としている。尚デイレイフリツプフロツ
プ４４の出力信号はゲート１０４において検出可
能期間を決定するマスク信号として働く。以上の
構成により無負荷のときの検出信号（第１０図６
３）はゲート１０４を通過するが、有無荷のとき
の検出信号６５は禁止される。ライン５７はゲー
ト１０７と１０８により形成されるフリツプフロ
ツプの出力であり、ゲート１０６および１０５に
よりセツト入力が形成される。ゲート１０６に入
力される１秒信号はフリツプフロツプの所期セツ
ト状態を決定するものであり、負荷検出状態のと
き出力５７を必ずＨに設定しておく。この状態で
無負荷状態を検出した信号がゲート１０４を通過
するとゲート１０５，１０６を通つてフリツプフ
ロツプをリセツトして出力５７をＬ状態にする。
しかし重負荷のときにはリセツト信号が入らない
ので出力５７はＨにセツトされたままとなる。出
力５７がＨのままでいると補正パルスを発生する
ゲート４１が補正パルスを通過する状態となるた
め駆動回路用のゲート４８もしくは４９を通つて
コイルに補正パルスが供給される。尚ゲート１０
５の他方の入力はカウンタ５２が作動開始すると
同時に検出信号の通過を禁止する信号が入力され
ている。尚、補正パルスはゲート４１により通常
の駆動パルスより大きなパルス幅に設定されると
ともに、重負荷状態が検出された駆動パルスと同
極性のパルスが供給される。即ちNANDゲート９
０と９１およびNANDゲート９２と９３にはゲー
ト信号として２秒信号が印加され、特にNANDゲ
ート９０，９１はインバータ９４を介しているた
めにNANDゲート９２，９３とは逆極性の２秒信
号が印加されている。

これにより、ORゲート９５を通過した通常の
駆動パルスはNANDゲート９０とNANDゲート９
２を１秒毎に交互に通過して駆動回路に供給され
る。また、駆動パルス印加後にコイルに発生する
誘起電流から重負荷状態が検出されると前述の如
く補正パルス６６が駆動パルスから数10msec遅
れて出力される。

補正パルスはNANDゲート９１および９３に入
力されるが、NANDゲート９１と９３は各々ゲー
ト９０と９２のゲート信号を共用しているため
に、補正パルスは駆動パルスと同極性のパルスと
して駆動回路に供給される。この結果、波形６１
の場合に対しては、補正パルス６６が引き続いて
印加され、６６によつてローターの回転は完結す
る。但し、前述した如く６６が印加される以前に
ローターの回転が完結している場合も含まれる。
補正パルス６６は、また、ゲート５０を介してカ
ウンタ５２に入力され、５１のゲートをON状態
にして５２をカウント状態にする。以後、一定時
間ゲート４７をON状態に保ち広パルス駆動信号
を供給し続ける。広パルスが供給されている間５
７はLOW状態にあり、補正パルスは出力されな
い。これは、広パルス駆動時では、モーターは充
分な出力トルクがあるものと考えられるからであ
る。

以上の如く本実施例においては、通常の駆動パ
ルスの波形成形回路は第９図中９９の枠で囲まれ
ており、5msecパルス幅の駆動パルスに対しては
デイレイフリツプフロツプ４２とゲート３９およ
びゲート４６、インバータ９６で形成され、また
７，8msecパルス幅の駆動パルスに対しては、
128Hzのクロツク信号を有するデイレイフリツプ
フロツプ４４とゲート４７およびインバータ９６
で形成される。また負荷検出回路として第９図で
示される負荷検出回路２９が用いられ、更に負荷
状態判定回路は第９図中９７の枠で囲まれてお
り、ゲート１０４，１０５，１０６およびフリツ
プフロツプを構成するゲート１０７と１０８が用
いられている。補正パルス発生回路は、第９図中
９８の枠で囲まれており、フリツプフロツプの出
力５７を入力とするゲート４１と、ゲート４１の
出力を駆動パルスと同極性の補正パルスとして駆
動回路に供給するゲート９１，９３とにより形成
される。

ピーク検出回路としては、５５の微分増幅回路
の他に、様々な方式が考えられる。第１８図は遅
延回路を用いたピーク検出回路のブロツク図で図
中５３，５４はトランスミツシヨンゲート、８０
は第９図５５に代る一般的な増幅器、８１は遅延
回路、８２は８０および８１の出力を入力する比
較器である。増幅器８０の一例を第１３図又は第
１４図に示す。前述したモーター駆動検出波形２
３，２４等は実質的に電源レベル付近に発生する
数mV〜数10mV程度の信号である為、抵抗６
６，６７で分圧し、増幅器の入力動作レベルに変
換してやる。端子６８には、第１６図７６の波形
が現われる。第１４図は、第１３図を改良した回
路であつて、抵抗６７の代りにMOSトランジス
タを挿入し、増幅器入力レベルが動作レベルにな
る様にトランジスタ６９のチヤンネルインピーダ
ンスを制御してやる帰環回路をもつ、ブロツク７
０は出力レベルを検出する回路である。第１５図
は遅延回路８１の簡単な実施例であつて、７１，
７３はトランスミツシヨンゲート、７２，７４は
負荷コンデンサである。この場合、端子６８の入
力信号７６は出力端子において７７の如く遅延す
る。第１７図は、この波形を模型的に表わしたも
ので入力信号７６はトランスミツシヨンゲート７
１によつて、コンデンサ７２に伝えられ７２の端
子電圧波形は７９となる。更に、トランスミツシ
ヨンゲート７３によつて出力端子７５には、波形
７７が表われる。比較器８２は波形７６と７７が
入力される時、７８に示す矩形信号を出力する。

遅延回路としては第１５図が適しているが、他
に入力信号周波数が比較的低いため、バケツリレ
ー型データ転送素子等も適する。

本発明における負荷検出方式に時計体に加わる
磁界或は衝激等に対しても有効な動作をすること
が確められている。第１９図は直流磁界をパルス
モーターのコイル方向に加えた場合の検出電流波
形である。８３は外部磁界がモーター内にコアに
誘起する磁場と駆動用磁場の方向が相反する場合
であり、８４は両磁場が同方向にある場合であ
る。８３，８４において、波形８５，８６は外部
磁場が零にあり、ほぼ同一波形とみなせる。８
７，８８は外部磁界が40Gaussの時の波形であ
る。波形より８３の方向の動作は外部磁界が強く
なる程動作しにくくなり、負荷が大きくなつた場
合の動作と同一特性を示す。従つて本発明になる
時計回路にあつては外部磁界の影響に対しても有
効な動作を示し、実験的に外部磁界に対する強度
が従来の時計と何ら変らない事が確認されてい
る。第１９図８７の場合、波形の極小位置が判定
基準パルス以後に現われるため、８７′で示す補
正信号が加わつている。耐衝激性についても以上
の説明から本発明が有効な効果をもつものである
ことは極めて容易に類推されよう。

以上本発明の実施例につき詳説したが、本発明
はここで述べた実施例に限定されるものではなく
種々の改良、変更、応用が可能である。例えばパ
ルスモーターはここで述べたパルスモーターに限
定されるものではない。モーター以外の変換機構
でもよいし、パルスモーターの内第１１図に示す
パルスモーターであつても全く同じ構成で実現で
きる。第１１図のパルスモーターは、ローター１
００が永久磁石で作られ、ステーター１０１は第
１図と違つてギヤツプのない一体型であるととも
にローターの静的位置を定めるためのノツチ１０
２，１０３が形成されている。１０４は駆動コイ
ルである。この様なパルスモーターは、ステータ
ー１０１が接続しているため、駆動後の誘起電流
は第１２図に示すように、第４図、第６図に比し
若干異なる。しかし、無負荷時の波形１０５，１
０５′、負荷時の波形１０６，１０６′の関係は基
本的には同様であり、同じ方式で実現できること
が理解されよう。

以上の如く本発明によれば、パルスモーターの
コイルに発生する誘起電流によりロータ負荷状態
を検出するとともに、負荷検出回路および判定回
路により重負荷状態が検出されたとき駆動パルス
よりパルス幅が大きく、しかも駆動パルスと同極
性の補正パルスをひき続いて出力する構成なの
で、通常の駆動パルスのパルス幅を減じて低消費
電力化を図れるとともに、パルスモーターの確実
な作動を達成し得るものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る電子腕時計のパルスモー
ターの例を示す図、第２図、第３図は従来の回路
構成を示す図で第４図は従来の時計におけるパル
スモーター駆動コイルの電流波形を示す図、５図
はパルスモーターの駆動パルス幅に対する出力ト
ルクと消費電力の関係図である。第６図は従来の
駆動パルスよりも狭いパルス幅で、モーターを駆
動した場合のコイル電流波形図である。第７図は
本発明になる時計の回路ブロツクを表わす図。第
８図は本発明になる回路によるモーター駆動パル
スのタイムチヤート例である。第９図は第８図の
ブロツク回路の一具体例を示す図。第１０図は第
９図における負荷検出部のタイムチヤート例であ
る。第１１図は本発明に係る電子腕時計のパルス
モーターの例を示す図。第１２図は第１１図のパ
ルスモーターにおける狭パルス駆動時のコイル電
流波形図である。第１３図〜第１８図は第９図に
おける負荷検出部の別の例を示す図である。第１
９図は本発明になる電子腕時計に直流磁界を印加
した場合のコイル電流波形の変化を示す図。 ２５…発振回路、２６…分周回路、２７…駆動
回路、２８…モーター、２９…モーター負荷検出
判定回路、３０…制御回路、３１〜３３…狭パル
ス駆動信号、３４…補正信号、３５…広パルス駆
動信号、５９…負荷判定基準パルス、６０…無負
荷時検出信号、６１…有負荷時検出信号。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 時間標準振動子、前記時間標準振動子の出力
   信号を分周する分周器、前記分周器の出力により
   駆動パルスを形成する波形成形回路、前記駆動パ
   ルスにより作動する駆動回路、コイルと永久磁石
   ロータとステータとからなり前記駆動回路によつ
   て駆動されるパルスモーターとを有する電子時計
   において、前記コイルに発生する誘起電流をロー
   タ負荷として検出する負荷検出回路、前記負荷検
   出回路の出力からロータ負荷状態を判定する判定
   回路、前記判定回路により制御され前記判定回路
   が重負荷状態を判定したとき前記駆動パルスより
   パルス幅が大きくしかも前記駆動パルスと同極性
   の補正パルスを出力する補正パルス発生回路とを
   備えた電子時計。