JPS63745B2 - - Google Patents

Description

動回路２７ 前記コイルの１端に接続される前記高インピー
ダンス素子と前記コイルの他端に接続されるトラ
ンジスタの１つにより前記コイルが短絡されたと
き前記ロータの振動に応じて誘起される前記高イ
ンピーダンス素子の端子電圧を検出する負荷検出
回路２９、 前記分周回路と前記駆動回路の間に接続される
とともに前記負荷検出回路により制御され、前記
負荷検出回路が重負荷状態を検出したとき前記ロ
ータ駆動信号よりロータ駆動力が大きく前記ロー
タ駆動信号と同極性の補正信号を出力する制御回
路３０ とからなる電子時計。

【発明の詳細な説明】

本発明は、電子時計に関し、特にその電気機械
変換機構としてのパルスモータの駆動方式に関す
る。本発明の目的は、かかるパルスモータの低消
費電力化にある。本発明の目的はまた、低消費電
力駆動時に起りうる誤動作を検出し、或いは予期
して瞬時に補正することにあり、秒針の動作等、
時計の外観的動作において誤動作或いは補正等が
感知されない制御方式を提供することにある。

水晶振動子を時間標準振動子としたいわゆる水
晶腕時計が実用化されて以来、その高精度、高信
頼性から広く普及するに至つた。その間、この水
晶腕時計の技術革新はめざましく、その消費電力
についても当初20数μW必要としたものが現在で
は5μW程度で実現できるようになつてきた。し
かしながら現状の消費電力5μWの内訳を見ると
水晶振動子の発振、分周等回路関係で1.5〜2μW、
パルスモータで３〜3.5μWと、かなりアンバラン
スが目立つ、即ち電気機械変換機構の消費電力が
全体の消費電力の６〜７割もしめているわけで今
後さらに低電力化を図つていくためにはこのパル
スモータの低電力化が効果的でありそうである。
しかし現状のパルスモータの変換効率はかなり高
く、これ以上の効率アツプはかなり困難である。
ただ従来のパルスモータは、カレンダー機構の如
き耐付加機構、温度、磁気等の耐環境、振動衝撃
等の耐外乱等の要求から最悪状態でも充分に作動
する様に設計されてきた。そのため一定の駆動条
件で一定負荷に耐える性能がモータに要求されて
いたのであるが、実際に時計体がこの様な負荷状
態にあるのは一日の内でも４〜５時間程度で他の
20時は殆んど無負荷状態にある。即ち、時計体が
常に無負荷状態にあれば、モータ機構はそれ程大
きな負荷に耐える様な設計をする必要がなく、そ
の場合には消費電力もかなり低減できるのである
が、時計は短時間ではあるが厳しい環境になるの
で、これを保証するために大電力を供給して大出
力を得るパルスモータを用いる必要があつた。

本発明は、パルスモータの駆動方式を負荷が小
さいときには少ない電力で駆動し、負荷が大きい
ときには大電力で駆動することにより上述の不合
理性を改め、パルスモータで消費する電力を大巾
に低減するものである。しかもこの様な駆動方式
を機械的接点などを含まず信頼性のある全電子的
な手段で構成するとともにモータの種類、量産に
よるバラツキ等にも対処できる安定な駆動を実現
したものである。

以下、本発明につき説明する。

第１図は、電子腕時計用パルスモータの１例で
あり、図において１は２極に着磁された永久磁石
製のローターで、このローター１をはさんでステ
ータ２，３が対向して配置されているが、これら
のステータ２，３はそれぞれコイル４を巻いた継
鉄５に接続して１組のステータを構成している。
ステーター２，３は、ローター１が一定方向に回
転できる様にローター１の中心に対しステーター
２，３の円弧部２ａ，３ａを、偏心させ、ロータ
ー１の静止時の磁極（ＮおよびＳ）位置をステー
ター２，３の一方にずらしている。この種のパル
スモーターは従来から実用化されており第２図に
示す様な回路ブロツクで駆動されていた。１０は
水晶振動子であり、発振回路１１により駆動さ
れ、その周波数は分周器１２により分周され、波
形整形器１３で適当な時間間隔で適当な時間幅の
180゜位相の異なる２つのパルスが成形される。

その一例として、2″毎7.8msecのパルスを考え
以下これについて説明していく。このパルスを
CMOSインバーターで構成されるドライバー１
４，１５に入力し、その出力をコイル４の端子４
ａ，４ｂに供給する。第３図はこのドライバー部
の詳細図であり、一方のインバーター１４の入力
端子１６に１８なる信号を印加すると矢印１９で
示す様にトランジスタ１４ｂとトランジスタ１５
ａを介して電流が流れ、逆に他方のインバーター
１５の入力端子１７に同様の信号を印加すると矢
印１９と対称的なルート即ちトランジスタ１４ａ
とトランジスタ１５ｂを介して電流が流れる。即
ち両インバータの入力端子１６，１７に交互に信
号を印加することによりコイル４に流れる電流を
交互に反転させることができ、具体的には１秒毎
に交互に反転する7.8msecの電流をコイル４に流
すとができる。このような駆動回路により第１図
のステツプモーターのステーター２，３にはＮ
極、Ｓ極が交互に発生し、ローター１の磁極と反
撥、吸引によりローター１を180゜ずつ回転させる
ことができる。そしてこのローター１の回転は中
間車６を介して４番車７に伝達され、さらに３番
車８、２番車９、さらには図示しないが筒カナ、
筒車、カレンダー機構に伝達され、時針、分針、
秒針、カレンダー等からなる指示機構を作動させ
る。

第１図のパルスモータは、原理的には以上の説
明の如く作動し、これを電子腕時計用の変換機構
として用いてきた。

第３図のドライブ回路において、端子１７にハ
イレベル信号を端子１６に信号１８を印加して矢
印１９の如く電流を流したときMOSトランジス
タ１５にはチヤネルインピーダンスによつて駆動
電流に基づく電圧降下が生じ端子４ｂでこの電流
に相当する信号波形を検出することができる。そ
の電流波形は、例えば第４図の如くになる。第４
図で区間Ａは駆動区間でこの場合7.8msec、この
区間Ａで流れる電流がモーター駆動で消費される
電流である。この区間Ａでの電流波形が図の如く
複雑な形状を示すのは、駆動回路によつて印加さ
れた電圧に基づいて生ずる電流の他に駆動された
ローターの回転よつてコイルに誘起電流が重畳さ
れるためである。区間Ｂは、駆動パルス印加後の
区で、ローターは慣性による回転と安定位置に停
止する迄の振動を行なう、このときこの区間は第
３図の駆動用インバータ１４，１５のＰチヤンネ
ルMOSトランジスタ１４ａ，１５ｂがONにな
つているためコイル４とこのトランジスタとのル
ープで前記ローターの動きに応じたコイル４への
誘起電流が流れる。第４図の区間Ｂの波形が脈動
しているのはこのためである。従つてこの駆動電
流波形、及び駆動後の誘起電流波形が形状とロー
ターの回転位置とはほぼ対応をつけることができ
る。

さて、第４図の波形２０と波形２０′は、一連
の波形であり、これはローターへの負荷が非常に
少ない場合である。波形２２と波形２２′も一連
の波形であつて、この場合ローターへの負荷が大
きく、ローターの作動限界に近い状態であり、波
形２１、波形２１′は許容最大負荷の約1/2の負荷
をかけた場合である。この様に負荷を変化させた
ときの電流波形をよく観察すると、負荷が大きく
なるに従つて波形が右に延びていくことがわか
る。これは負荷の増大に従つてローターの回転が
遅くなるためであり、安定位置に停止するまでの
ローター振動周波数が低く、且つ振幅が小さくな
る事を実験的に確めている。この現象を逆に考え
ると、ローターへの負荷が常に、無負荷状態にあ
るならば、、駆動パルス幅は7.8msecよりもつと
短いパルス幅で駆動できると理解される。事実パ
ルス幅を短くしても、モーターは作動し、出力ト
ルクは減少する。この状況を第５図に示す。第５
図は、駆動パルス幅を変化させたときの出力トル
ク特性Ｔと消費電力特性Ｉを表わしたものであ
る。前述の駆動パルス幅7.8msecは、この図でP₂
に相当する。即ちパルス幅P₂で出力トルクはT₂
であり、消費電力はI₂である。この出力トルクT₂
は前述の様に時計体の遭遇する負荷に充分耐えら
れる様に設定される。ところがローターにかかる
負荷が小さいか無視できる程度であればもつと出
力トルクは小さくてよく、駆動パルス幅も短くで
き、従つて消費電力も少なくできる。例えば、
P₁のパルス幅で駆動すれば、出力トルクT₁で消
費電力もI₁で済む。本発明はこの点に着目し、ロ
ーターにかかる負荷を検出することにより、無負
荷時もしくは負荷が小さいときは狭いパルス幅で
駆動し、大きい負荷がかかつたときには広いパル
ス幅で駆動しようとするもので合理的で低電力化
を図るものである。前にも述べたように無負荷状
態にある方が圧倒的に多いので低電力化の効果は
非常に大い。例えば、第５図の如く無負荷時（20
時間）はP₁のパルス幅で負荷時（４時間）はP₂
のパルス幅で駆動し、I₁/I₂＝1/2であるとする
と、平均消費電力は、 Ｉ＝I₁×20＋I₂×４／24＝14／24I₂≒0.58I₂ となり、常時P₂のパルス幅で駆動した従来の方
式に比し、60％以下の電力で済み大幅な低電力化
がはかれる。

ところで今、上で「負荷を検出して……」と簡
単に述べたが、この負荷の検出方法が本発明の大
きなポイントであることは云う迄もない。

次にこの負荷の検出方法について述べる。第４
図のコイルに流れる電流波形を見ると、負荷の増
大とともに、この電流波形が変化することがわか
る。即ち駆動区間Ａでは極大、極小になる位置が
負荷の増大とともに右へシフトしている。この点
に着目して負荷の大きさを知ることができるが、
この波形の変化量は極めて少なく量産のバラツキ
を吸収することがむづかしく、又、極めて微妙な
制御をしなければならない。

そこで本発明は、パルス状の駆動信号（以下駆
動パルス）印加後の区間Ｂに着目した。この区間
Ｂにおいても負荷の増大につれて、例えば最初に
極小値をとる点は右へシフトしている。しかも区
間Ａの波形の変化量に比し、数倍の変化量が得ら
れる。従つて、この区間Ｂにおける誘起電流波形
によつて負荷の大小を検出することは、上述の区
間Ａに比し容易で、信頼性も高くなる。この現象
は、駆動パルス幅を短くしたときも同様で、第６
図にその状況を示す、この第６図に示した駆動は
第４図に比し、駆動パルス幅が狭いため小さな負
荷に耐えるのみであるが無負荷時の駆動電流波形
２３、同じく駆動後の誘起電流波形２３′と作動
限界負荷時の駆動電流波形２４、同じく駆動後の
誘起電流波形２４′との関係は、第４図と同様で
ある。ところでこの誘起電流波形は、先述とお
り、第３図のドライブ回路におけるMOSトラン
ジスタ１４又は１５のチヤンネルインピーダンス
によつて、その大きさがきまり、普通は大きくて
も数十mV程度である。そのためそのままでは検
出回路に、高感度、高精度のものが必要となり、
検出が比較的むずかい。検出をより容易にするに
は誘起電流波形をより大きくしてやる必要があり
それにはドライブ回路のインピーダンスを高くす
るのが簡単である。ところが、第３図における
MOSトランジスタ１４又は１５のチヤンネルイ
ンピーダンスを高くする訳にはいかない。という
のはそれを高くすると第４図における区間Ａでは
電流が流れなくてはならないにもかかわらず、電
流が流れにくくなつてしまうからである。そこで
本発明においてはドライブ回路を第１３図に示す
構成としている。第１３図ａ１０７，２０７，１
０８は第３図における１４ａ，１５ａと対応する
トランジスタであり、それぞれのトランジスタと
並列にチヤンネルインピーダンスの高いトランジ
スタ１０９，１１０が結合されており、第４図に
示す区間Ａにおいては従来の回路と同様に１０８
又は１０７のトランジスタがON状態にあり、区
間Ｂにおいては従来の回路では第３図１４，１５
がON状態であつたが、本発明においては１０９
と１０８又は１１０と１０７がON状態となる。
例えば検出端子が１１７である場合には検出端子
は区間Ａにおいては１０８、そして区間Ｂにおい
ては１１０のそれぞれのトランジスタを通して
V_DDと短絡され、区間Ｂにおいてはトランジスタ
１１０のチヤンネルインピーダンスが大きいため
にソース、ドレイン間の電圧降下が大きくなり、
誘起電流波形は第１５図に示すように区間Ｂにお
いては数百mV〜数Ｖの出力を得ることが可能と
なる。その大きさはトランジスタ１０９，１１０
のチヤンネルインピーダンスを変化させることに
より自由に設定できるがあまり高くするとコイル
に電流が流れにくくなり、ローターの回転によつ
てコイルに誘起する電圧が電流として消費されな
いためにローターのエネルギーがコイルで減衰せ
ず、ローターにブレーキがかからなくなつて２秒
送り等の原因となるので、適切な値をとる必要が
ある。しかしながら検出が完了した時点において
直ちに１０７及び１０８がON状態となるように
制御することにより、チヤンネルインピーダンス
をかなり高くしても実用上差支えないという実験
結果も得ており、これはそれ程意識する必要のあ
る問題ではない。第１３図ａの各端子の入力信号
を第１３図ｂに示す。波形中、１０７ａと２０７
ａ及び１０８ａと２０８ａはロータ駆動信号であ
り各々後述する第９図のゲート４９，８９の出力
にもとづいており、１０８ｂ，１１０ｂ，１０７
ｂ，１０９ｂは短絡信号であり第９図中のブロツ
ク２００の出力ａ，ｂ，ｃ，ｄにもとづくもので
ある。又この他の方法として、第１４図に示すよ
うな回路でも全く同じ動作が可能となる。１１
１，２１１，１１２，２１２の各々のトランジス
タは第３図と同様に作動する。この場合はチヤン
ネルインピーダンスを抵抗素子とするのではなく
別に抵抗１１５，１１６を駆動トランジスタと並
列に入れたものである。この方法においてもトラ
ンジスタ１１３及び１１４を１０９，１１０と同
様に制御することにより第１５図のような出力を
コイル端に得ることができる。第１５図におい
て、波形１１８，１１９及び１２０はそれぞれ第
４図における２０′，２１′及び２２′と対応する
波形である。負荷の検出は上述の方法で行なう
が、本発明の構成は通常モーターへは無負荷時を
想定した狭い駆動パルスで駆動し、常に駆動後の
誘起電流波形で負荷の大きさを検出し、負荷が小
さいときは、始めの狭い駆動パルス幅での駆動を
継続する。負荷が増加してきて狭い駆動パルス幅
での駆動の限界に近づいてきた場合、次の駆動か
ら一定時間広い駆動パルス幅で駆動し、その後、
当初の狭い駆動パルス幅での駆動にもどす。本発
明は概略この様な構成であるが第７図のブロツク
図によりさらに詳説する。

第７図は、本発明の構成を示すブロツク図であ
り、２５は発振回路、２６は分周回路、２７はパ
ルスモーター駆動回路、２８はパルスモーターで
ある。２９は負荷検出回路で第４図、第６図で説
明した様に駆動パルス印加後の誘起電流波形によ
り負荷を検出する。３０は制御回路で負荷検出回
路２９で検出した負荷の状態に応じてパルスモー
ター２８の駆動を制御する回路で、通常無負荷時
は狭い駆動パルスを負荷時には駆動力の大きな駆
動信号、即ち駆動パルスを供給するように制御す
る。この制御方式を第８図につき説明する。第８
は駆動パルスの状態を示したもので、先のパルス
モーターの項で述べたように供給されるこの状態
をパルス３１，３２の様に示した。パルス３１，
３２は無負荷状態の狭いパルス幅である。パルス
３１，３２を印加後、第７図の検出回路が負荷状
態を検出するが、無負荷又は小さな負荷状態であ
る。即ちパルス３１後の負荷検出は無負荷と判定
したので、次のパルス３２は狭いパルス幅とな
り、パルス３２後の負荷検出も無負荷と判定した
ので次のパルス３３も狭いパルス幅となる。そし
てパルス３３後の負荷検出では、有荷状態と判定
した。この場合パルス３３後、数10msec後に、
広いパルス幅の第２の駆動パルス３４がパルス３
３と同じ極性（即ち同じ電流方向）で印加され
る。その後の一定のパルス数については広いパル
ス幅のパルス３５，３６が印加され、その後再び
始めの狭いパルス幅のパルス３７，３８……が印
加される。パルス３３とパルス３４の関係を説明
すると、パルス３３の駆動で負荷が大きいことを
検出すると数10msec後に広いパルス幅のパルス
３４が印加される。これはパルス３３後の負荷検
出で負荷が大きいと判定するが、このときロータ
ーが作動したかどうかの判定はむずかしい、とい
うのは第６図の誘起電流波形は負荷の増加ととも
に右へシフトするとともに減衰する。そしてロー
ターが作動しなかつたときは、誘起電流が出ない
のであるが負荷が限界に近いときローターがやつ
と作動する状態との区別がつきにくい。負荷が
徐々に増加する場合は、負荷が大きいと判定して
もそのときのパルス３３ではローターは作動して
いるし、負荷が急激で狭いパルス幅では駆動でき
ない大きさになるとパルス３３ではローターは作
動しない。この両者の判別するのは困難である。
そこでパルス印加後の負荷の検出は多少余裕をも
つように設定するのが簡単である。本構成では、
パルス３４を印加する、パルス３３でローターが
作動したときは、パルス３４はパルス３３と同方
向のパルスであるため、このパルス３４は逆相の
パルスになり、ローターは回転しない。又、パル
ス３３でローターが作動しなかつたときはパルス
３４で駆動される。このとき数10msec遅れてロ
ーターが駆動されることになるがこれが秒針の作
動として目に判別されることはなく、これを原因
とした見苦しさを心配する必要は全くない。次に
負荷の検出後、広いパルス幅のパルス３５，３６
を一定パルス数継続させる構成にした理由は、ロ
ーターにかかる負荷として最も大きいのは、カレ
ンダー機構であつて、これは３〜４時間断続する
ので直ちに狭いパルス幅に戻すとまた負荷状態と
判断し、これを繰り返すと作動毎に２つのパルス
を供給することになり、消費電力が増大し、低電
力化の意義がなくなる。又、ローターにかかる負
荷はカレンダー機構だけでなく、磁場、低温、外
乱等の単発的な負荷もある。この様な場合には、
広いパルス幅の継続パルス数はなるべく少ない方
が望ましい。この様な現象を考慮して、継続パル
ス数は数10秒〜数10分に設定することが望まし
い。以上が本発明の構成であるが、次に本発明の
具体的実施例につき説明する。第９図は、本発明
になる時計の負荷検出回路及び駆動パルス制御回
路の一例である。

第９図中２５は発振回路、２６は分周回路であ
り、２８はモーター（コイルのみが描かれてい
る）、２７は駆動回路、２９はモーター負荷状態
検出回路、３０は制御回路であり、各々第７図の
ブロツクと対応している駆動回路は第３図に提示
しものを用いている。以下、回路素子について順
次説明していく。３９のNAND GETE出力は無
負荷状態のモーターを駆動する際の狭いパルスを
作る為のクロツクであり、例えば１秒信号の立下
りに対して5msec遅れたクロツクパルスを発生す
る。この時デイレイフリツプフロツプ４２は、入
力の１秒信号を5msec遅らせて出力する事にな
り、ゲート４６の出力に5msec幅の狭パルスが発
生する。フリツプフロツプ４４は128Hzをクロツ
ク入力とするデイレイフリツプフロツプ４４の出
力は入力１秒信号に対し7.8msec遅れる。従つ
て、ゲート４７の出力に7.8msec幅のパルスは得
られ、これを有負荷時の駆動用広パルスとする。
ゲート４０は、駆動パルス印加直後にローター動
作によつて生ずる電流波形の極小部分が現われる
までの時間に対し、無負荷状態と有負荷状態を判
別するパルスを発生する為のクロツクであり、４
２，４４と同様の動作によつて４３のデイレイフ
リツプフロツプを用いることによりゲート４８の
出力に判定規準パルスを得る。

第１０図５８は、ゲート４６の出力狭パルスに
相当し、５９はゲート４８出力の判定規準パルス
に相当する。ゲート４１は、パルス状の補正信号
（以下補正パルス）用の回路であつて、パルス幅
は7.8msecの広パルス、発生位置は、ゲート４６
或は４７のパルスに対して、例えば30msec遅れ
る。第１０図のパルス６６にその例を示す。ゲー
ト４１の入力端子５７は、後述する補正信号であ
つて、該補正信号がHIGHになつた場合のみ４１
の出力に補正パルスを発生し後段に供給する。ゲ
ート３９，４０，４１の入力信号は、前記パルス
を得る為の信号で、分周回路２６の出力を適当に
組み合せる。ゲート８９，４９は、上記パルスを
駆動用インバータ１４，１５に対して分離、１秒
おきに交互に出力させる回路である。ゲート５０
は、カウンタ５２が零の状態において補正パルス
が４１の出力端子に発せられた場合にカウンタ５
２にカウント入力を一発送り込むものである。５
２がカウントを始めると、以後カウンタ５２の出
力がすべて零に戻るまでゲート５０はOFF状態
となる。ゲート５０の出力によつて５２が、カウ
ント状態に入ると５１のゲートが開き以後５２の
出力がすべて零になるまで２秒信号をカウント信
号として５２に送り続ける。カウンタ５２は、前
述した如く、数10秒〜数10分の間で適当に設定さ
れており、モーターが有負荷状態にある事を検出
してから、上記時間幅だけ広パルス駆動信号を出
力し続ける為のタイマーとなる。４７は、カウン
タ５２の出力を、ゲート入力としており、５２が
カウント状態にある間、広パルスを後段に出力す
るものである。第９図ブロツク２９は、駆動パル
ス印加後のモーターの動作状態によりモーター負
荷を検出する検出回路の一例である。

駆動回路２７の構成は第１３図、第１４図に示
したような構造となつており、上記パルスの他の
説明を省くが先述したように駆動パルス印加後コ
イルの一端はトランジスタ１０７，１０８あるい
は１１１，１１２によつて接地され、コイルの他
端はトランジスタ１０９，１１０あるいは１１
３，１１４のいずれかを導通状態にすることによ
り高抵抗素子を介して接地され、コイル両端を短
絡することになる、尚コイルの両端を上記の如く
短絡させるための短絡信号が分周回路からの出力
にもとづいてブロツク２００より出力される。信
号は第１３図ｂに示す。

５３，５４は、トランスミツシヨンゲートであ
つて、駆動用インバータ１４，１５の出力方向に
応じて交互に選択する。

両端を短絡させたコイルに発生する誘起電流の
検出出力はトランスミツシヨンゲート５３，５４
を通過しコンデンサを介して、微分増幅器５５に
入力される。５３，５４の出力信号の内、無負荷
状態の波形と有負荷状態の波形をそれぞれ第１０
図６０，６１に示す。微分回路は、この場合ピー
ク検出器として動作し、微分回路出力を更に２個
のインバータを通して得た信号は各ピークで反転
する矩形波となり、６０に対しては６２，６１に
対しては６４の信号が得られる。

インバータの出力はCR時定数回路により遅延
されてナンドゲート５６の一方の入力となり、ま
た２個のインバータの中間の出力をナンドゲート
５６の他方の入力とすることにより、第１０図の
信号６３と６５を得る。信号６３は出力波形６０
に対応し、信号６５は出力波形６１に対応してい
る。出力波形６０，６１と信号６３，６５を比較
すると信号６２，６３のパルスが出力波形の所定
のピーク位置を示していることは明確である。負
荷状態の検出はこの信号６３，６５のパルス位置
が前述の判定基準パルス５９の内側にあるか外側
にあるかで判断され、前者の場合を無負荷状態と
判定し、後者を有負荷状態と判定する。従つて信
号６３は無負荷状態を示し、信号６５は有負荷状
態を示すことになる。尚ナンドゲートの出力信号
６３と６５は負方向にパルスが出る。

次に補正パルスの発生手段について述べる。ゲ
ート１０４はゲート５６の出力となる負荷検出信
号と、ゲート４８の出力となる判定基準パルス信
号５９、及びデイレイフリツプフロツプ４４の出
力となる１秒信号を7.8msec遅延させた信号とを
入力としている。尚デイレイフリツプフロツプ４
４の出力信号はゲート１０４において検出可能期
間を決定するマスク信号として働く。以上の構成
により無負荷のときの検出信号（第１０図６３）
はゲート１０４を通過するが、有無荷のときの検
出信号６５は禁止される。ライン５７はゲート１
０７と１０８により形成されるフリツプフロツプ
の出力であり、ゲーート１０６および１０５によ
りセツト入力が形成される。ゲート１０６に入力
される１秒信号はフリツプフロツプの所期セツト
状態を決定するものであり、負荷検出状態のとき
出力５７を必ずＨに設定しておく。この状態で無
負荷状態を検出した信号がゲート１０４を通過す
るとゲート１０５，１０６を通つてフリツプフロ
ツプをリセツトして出力５７をＬ状態にする。し
かし重負荷のときはリセツト信号が入らないので
出力５７はＨにセツトされたままとなる。出力５
７がＨのままでいると補正パルスを発生するゲー
ト４１が補正パルス用信号を通過する状態となる
ため駆動回路用のゲート８９もしくは４９を通つ
てコイルに補正パルスが供給される。尚ゲート１
０５の他方の入力はカウンタ５２が作動開始する
と同時に検出信号の通過を禁止する信号が入力さ
れている。尚、補正パルスはゲート４１により通
常の駆動パルスより大きなパルス幅に設定される
とともに、以下に示す構成により負荷状態が検出
された駆動パルスと同極性のパルスが供給され
る。即ちNANDゲート９０と９１およびNAND
ゲート９２と９３にはゲート信号として２秒信号
が印加され、特にNANDゲート９０，９１はイ
ンバータ９４を介しているためにNANDゲート
９２，９３とは逆極性の２秒信号が印加されてい
る。これにより、ORゲート９５を通過した通常
駆動用のパルス信号はNANDゲート９０と
NANDゲート９２を１秒毎に交互に通過して駆
動回路に供給される。また、駆動用パルス印加後
にコイルに発生する誘起電流から重負荷状態が検
出されると前述の如く補正パルス６６が駆動パル
スから数10msec遅れて出力される。

ゲート４１から出力される補正パルス用信号は
NANDゲート９１および９３に入力されるが、
NANDゲート９１と９３は各々ゲート９０と９
２のゲート信号を共用しているために、補正パル
スは駆動パルスと同極性のパルスとして駆動回路
から供給される。この結果、波形６１の場合に対
しては、補正信号となる補正パルス６６が引き続
いて印加され、６６によつてローターの回転は完
結する。但し、前述した如く６６が印加される以
前にローターの回転が完結している場合も含まれ
る。ゲート４１，９０，９２，９３及びインバー
タ９４を含めて補正パルス発生回路９８と称す
る。

補正パルス６６を発生させるゲート４１からの
信号は、また、ゲート５０を介してカウンタ５２
に入力され、５１のゲートをON状態にして５２
をカウント状態にする。以後、一定時間ゲート４
７をON状態に保ち広パルス駆動信号を供給し続
ける。広いパルスが供給されている間、５７は
LOW状態にあり、補正パルスは出力されない。
これは、広パルス駆動時では、モーターは充分な
出力トルクがあるものと考えられるからである。

以上の如く本実施例においては、通常の駆動パ
ルスの波形成形回路は第９図中９９の枠で囲まれ
ており、5msecパルス幅の駆動パルスに対しては
デイレイフリツプフロツプ４２とゲート３９およ
びゲート４６、インバータ９６で形成され、また
７、8msecパルス幅の駆動パルスに対しては、
128Hzのクロツク信号を有するデイレイフリツプ
フロツプ４４とゲート４７およびインバータ９６
で形成される。また負荷検出回路として第９図で
示される負荷検出回路２９が用いられ、補正パル
ス発生回路は、前述の如く第９図中９８の枠で囲
まれている。更に、第７図と対比させたとき、第
７図の制御回路３０は、補正パルス発生回路９
８、と波形成形回路９９を含んであり、検出回路
２９の出力信号に応じて、補正パルスを含めて駆
動力の異なる駆動パルスを選択的に出力するよう
構成されている。

以上本発明の実施例にもとづき詳細したが、本
発明はここで述べた実施例に限定されるものでは
なく種々の改良変更応用が可能である。例えばパ
ルスモーターはここで述べたパルスモーターに限
定されるものではない。モーター以外の変換機構
でもよいし、パルスモーターの内第１１図に示す
パルスモーターであつても全く同じ構成で実現で
きる。第１１図のパルスモーターは、ローター１
００が永久磁石で作られ、ステーター１０１は第
１図と違つてギヤツプのない１体型であるととも
にローターの静的位置と定めるためのノツチ１０
２，１０３が形成されている。１０４は駆動コイ
ルである。この様なパルスモーターは、ステータ
ー１０１が接続しているため、駆動後の誘起電流
は第１２図に示すように、第４図、第６図に比し
若干異なる。しかし、無負荷時の波形１０５，１
０５′、負荷時の波形１０６，１０６′の関係は基
本的には同様であり、同じ方式で実現できること
が理解されよう。

以上の如く、本発明によれば駆動信号印加終了
後コイルの一端に高インピーダンス素子を介して
コイル両端に短絡するとともにそのときローター
の自由減衰振動にともなつてコイル端に誘起され
る電圧を高インピーダンス素子の端押圧から検出
する負荷検出回路を設けたので、確実に且つ安定
してモーターの作動を確認することができ、更に
負荷検出回路が全負荷を検出したときに通常の駆
動信号にひきつづいて駆動力が大きく同極性の補
正信号を出力する制御回路を設けることにより指
示誤差のない電子時計を低消費電力にて提供する
ものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る電子腕時計のパルスモー
ターの例を示す。第２図、第３図は従来の回路構
成を示し、第４図は従来の時計におけるパルスモ
ーター駆動コイルの電流波形を示す。第５図はパ
ルスモーターの駆動パルス幅に対する出力トルク
と消費電力の関係図である。第６図は従来の駆動
パルスよりも狭いパルス幅で、モーターと駆動し
た場合のコイル電流波形である。第７図は本発明
になる時計の回路ブロツクを表わす。第８図は本
発明になる回路によるモータ駆動パルスのタイム
チヤート例である。第９図は第８図のブロツク回
路の一具体例。第１０図は第９図における負荷検
出部のタイムチヤート例である。第１１図は本発
明に係る電子腕時計のパルスモーターの例を示
す。第１２図は第１１図のパルスモーターにおけ
る狭パルス駆動時のコイル電流波形である。第１
３図ａ、第１４図は本発明による駆動回路を示す
ものであり、第１３図ｂは第１３図ａの駆動信号
波形を示す。第１５図は第１３図又は第１４図に
回路構成によつてコイル端子に得られる波形を示
すもである。 ２５……発振回路、２６……分周回路、２７…
…駆動回路、２８……モータ、２９……モータ負
荷検出判定回路、３０……制御回路、３１〜３３
……狭パルス駆動信号、３４……補正信号、３５
……広パルス駆動信号、５９……負荷判定基準パ
ルス、６０……無負荷時検出信号、６１……有負
荷時検出信号。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ コイル４とステータ３とローター１からなる
   パルスモータ２８を備える電子時計において、 発振回路２５の出力を分周する分周回路２６、 前記分周回路の出力信号にもとづいて前記パル
   スモーターを作動するとともに、前記コイルの両
   端の各々を電源の一方の電極に接続する第１トラ
   ンジスタ１０８と第２トランジスタ１０７及び前
   記コイルの両端の各々を電源の他方の電極に接続
   する第３トランジスタ２０８と第４トランジスタ
   ２０７ならびにロータ駆動信号印加後前記コイル
   の一端と前記電源の一方の電極の間に接続される
   高インピーダンス素子１０９，１１０からなる駆