JPS586400B2 - 電子時計 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、電子腕時計に関し、特にその電気機械変換機
構としてのパルスモータの駆動方式に関する。

本発明の目的は、かかるパルスモータの低消費電力化に
ある。

本発明の目的はまた、低消費電力駆動時に起り５る誤動
作を検出し、或いは予期して瞬時に補正することにあり
、秒針の動作等、時計の外観的動作において誤動作或い
は補正等が感知されない制御方式を提供することにある
。

水晶振動子を時間標準振動子としたいわゆる水晶腕時計
が実用化されて以来、その高精度、高信頼性から広《普
及するに至った。

その間、この水晶腕時計の技術革新はめざましく、その
消費電力についても当初２０数μＷ必要としたものが現
在では５μＷ程度で実現できるようになってきた。

しかしながら現状の消費電力５μＷの内訳を見ると水晶
振動子の発振、分周等回路関係で１．５〜２μＷ１パル
スモータで３〜３，５μＷと、かなりアンバランスが目
立つ、即ち電気機械変換機構の消費電力が全体の消費電
力の６〜７割もしめているわけで今後さらに低電力化を
図っていくためにはこのパルスモータの低電力化が効果
的でありそうである。

しかし現状のパルスモータの変換効率はかなり高く、こ
れ以上の効率アップはかなり困難である。

ただ従来のパルスモータは、カレンダー機構の如き耐付
加機構、温度、磁気等の耐環境、振動衝撃等の耐外乱等
の要求から最悪状態でも充分に作動する様に設計されて
きた。

そのため一定の駆動条件で一定負荷に耐える性能がモー
タに要求されていたのであるが、実際に時計体がこの様
な負荷状態にあるのは一日の内でも４〜５時間程度で他
の２０時間は殆んど無負荷状態にある。

即ち、時計体が常に無負荷状態にあれば、モータ機構は
それ程大きな負荷に耐える様な設計をする必要がなく、
その場合には消費電力もかなり低減できるのであるが、
時計は短時間ではあるが厳しい環境Ｋなるので、これを
保証するために大電力を供給して大出力を得るパルスモ
ータを用いる必要があった。

本発明は、パルスモータの駆動方式を負荷が小さいとき
には少ない電力で駆動し、負荷が大きいときには大電力
で駆動することにより上述の不合理性を改め、パルスモ
ータで消費する権カを大巾に低減するものである。

しかもこの様な駆動方式を機械的接点などを含まず信頼
性のある全電子的な手段で構成するとともにモータの種
類、量産によるバラツキ等にも対処できる安定な駆動を
実現したものである。

以下、本発明につき説明する。

第１図は、電子腕時計用バルスモータの１例であり、図
において１ぱ２極に着磁された永久磁石製のローターで
、このローター１をはさんでステータ２，３が対向して
配置されているが、これらのステータ２，３はそれぞれ
コイル４を巻いた継鉄５に接続して１組のステータを構
成している。

ステーター２，３は、ローター１が一定方向に回転でき
る様にローター１の中心に対しステーター２，３０円弧
部２ａ，３ａを、偏心させ、ローター１の静止時の磁極
（ＮおよびＳ）位置をステーター２，３の一方にずらし
ている。

この種のパルスモーターは従来から実用化されており第
２図に示す様な回路ブロックで駆動されていた。

１０は水晶振動子であり、発振回路１１により駆動され
、その周波数は分周器１２により分周され、波形整形器
１３で適消な時間間隔で適消な時間幅の１８０°位相の
異なる２つのパルスが成形される。

その一例として、２“毎７．８ｍｓｅｃのパルスを考え
以下これについて説明してい《。

このパルスをＣＭＯＳインバーターで構成されるドライ
バー１４．１５に入力し、その出力をコイル４の端子４
ａ，４ｂに供給する。

第３図はこのドライバ一部の詳細図であり、一方のイン
バーター１４の入力端子１６に１８なる信号を印加する
と矢印１９で示す様に電流が流れ、逆に他方のインバー
ター１５０入力端子１７に同様の信号を印加すると矢印
１９と対称的なルートに電流が流れる。

即ち両インバータの入力端子１６，１７に交互に信号を
印加することによりコイル４に流れる電流を交互に反転
させることができ、具体的には１秒毎に交互に反転する
７．８ｍｓｅｃの電流をコイル４に流すことができる。

このような駆動回路により第１図のステップモーターの
ステーター２，３にはＮ極、Ｓ極が交互に発生し、ロー
ター１の磁極と反撥、吸引によりローター１を１８０°
ずつ回転させることができる。

そしてこのローター１の回転は中間車６を介して４番車
７に伝達され、さらに３番車８、２番車９、さらには図
示しないが筒カナ、筒車、カレンダー機構に伝達され、
時針、分針、秒針、カレンダー等からなる指示機構を作
動させる。

第１図のパルスモーターは、原理的には以上の説明の如
く作動し、これを電子腕時計用の変換機構として用いて
きた。

第３図のドライブ回路において、端子１７にハイレベル
信号を端子１６に信号１８を印加して矢印１９の如く電
流を流したときＭＯＳ｝ランジスタ１５にはチャネルイ
ンピーダンスによって駆動電流に基づく電圧降下が生じ
端子４ｂでこの電流に相轟する信号波形を検出すること
ができる。

その電流波形は、例えば第４図の如くになる。

第４図で区間Ａは駆動区間でこの場合７．８ｍｓｅｃ、
この区間Ａで流れる電流がモーター駆動で消費される電
流である。

この区間Ａでの電流波形が図の如《複雑な形状を示すの
は、駆動回路によって印加された電圧に基づいて生ずる
電流の他に駆動されたローターの回転によってコイルに
誘起電流が重畳されるためである。

区間Ｂは、駆動パルス印加後の区間で、ローターは慣性
による回転と安定位置に停止する迄の振動を行なう、こ
のときこの区間は第３図の駆動用インバーク１４．１５
のＰチャンネルＭＯＳ｝ランジスタがＯＮになっている
ためコイル４とこのトランジスタとのループで前記ロー
ターの動きに応じたコイル４への誘起電流が流れる。

第４図の区間Ｂの波形が脈動しているのはこのためであ
る。

従ってこの駆動電流波形、及び駆動後の誘起電流波形が
形状とローターの回転位置とはほぼ対応をつげることが
できる。

さて、第４図の波形２０と波形２０′は、一連の波形で
あり、これはローターへの負荷が非常に少ない場合であ
る。

波形２２と波形２２′も一連の波形であって、この場合
ローターへの負荷が太き《、ローターの作動限界に近い
状態であり、波形２１、波形２１′は許容最大負荷の約
１／２の負荷をかげた場合である。

この様に負荷を変化させたときの電流波形をよ《観察す
ると、負荷が太き《なるに従って波形が右へ延びていく
ことがわかる。

これは負荷の増大に従ってローターの回転が遅くなるた
めであり、安定位置に停止するまでのローター振動周波
数が低《、且つ振幅が小さ《なる事を実験的に確めてい
る。

この現象を逆に考えると、ローターへの負荷が常に、無
負荷状態にあるならば、駆動パルス幅は７．８ｍＳｅｅ
よりもつと短いパルス幅で駆動できると理解される。

事実パルス幅を短くしても、モーターは作動し、出力ト
ルクは減少する。

この状況を第５図に示す。第５図は、駆動パルス幅を変
化させたときの出力トルク特性Ｔと消費電力特性■を表
わしたものである。

前述の駆動パルス幅７．８ｍｓｅｃは、この図でＰ２に
相当する。

即ちパルス幅Ｐ２で出力トルクはＴ２であり、消費電力
はＩ２である。

この出力トルクＴ２ぱ前述の様に時計体の遭遇する負荷
に充分耐えられる様に設定される。

ところがローターにかかる負荷が小さいか無視できる程
度であればもつと出力トルクは小さくてよく、駆動パル
ス幅も短《でき、従って消費電力も少な《できる。

例えば、Ｐ，のパルス幅で１駆動すれば、出力トルクＴ
１で消費電力もＩ１で済む。

本発明はこの点に着目し、ローターにかかる負荷を検出
することにより、無負荷時もしくは負荷が小さいときは
狭いパルス幅で駆動し、大きい負荷がかかったときには
広いパルス幅で駆動しようとするもので合理的で低電力
化を図るものである。

前にも述べたように無負荷状態にある方が圧倒的に多い
ので低電力化の効果は非常に大きい。

例えば、第５図の如く無負荷時（２０時間）はＰ１のパ
ルス幅で負荷時（４時間）はＰ２のパルス幅で駆動し、
■１／Ｉ２−１／２であるとすると、平均消費電力は、 となり、常時Ｐ２のパルス幅で駆動した従来の方式に比
し、６０％以下の電力で済み大幅な低電力化がはかれる
。

ところで今、上で「負荷を検出して・・−・一・・・」
と簡単に述べたが、この負荷の検出方法が本発明の大き
なポイントであることは云う迄もない。

次にこの負荷の検出方法について述べる。

第４図のコイルに流れる電流波形を見ると、負荷の増大
とともに、この電流波形が変化することがわかる。

即ち駆動区間Ａでは極大、極小になる位置が負荷の増大
とともに右ヘシフトしている。

この点に着目して負荷の大きさを知ることができるが、
この波形の変化量は極めて少なく量産のバラツキを吸収
することがむづかしく、又、極めて微妙な制御をしなけ
ればならない。

そこで本発明は、駆動パルス印加後の区間Ｂに着目した
。

この区間Ｂにおいても負荷の増大につれて、例えば最初
に極小値をとる点は右ヘシフトしている。

しかも区間Ａの波形の変化量に比し、数倍の変化量が得
られる。

従って、この区間Ｂにおける誘起電流波形によって負荷
の大小を検出することは、上述の区間Ａに比し容易で、
信頼性も高《なる。

この現象は、駆動パルス幅を短くしたときも同様で、第
６図にその状況を示す、この第６図に示した駆動は第４
図に比し、駆動パルス幅が狭いため小さな負荷に耐える
のみであるが無負荷時の駆動電流波形２３、同じく駆動
後の誘起電流波形２３′と作動限界負荷時の駆動電流波
形２４、同じく駆動後の誘起電流波形２４′との関係は
、第４図と同様である。

ところでこの誘起電流波形は、先述のとおり、第３図の
ドライブ回路におけるＭＯＳ｝ランジスタ１４又は１５
０チャンネルインピーダンスによって、その大きさがき
まり、普通は太き《ても数十ｍＶ程度である。

そのためそのままでは検出回路に、高感度、高精度のも
のが必要となり、検出が比較的むずかしい。

検出をより容易にするには誘起電流波形をより大きくし
てやる必要がありそれにはドライブ回路のインピーダン
スを高《するのが簡単である。

ところが、第３図におけるＭＯＳ｝ランジスタ１４又は
１５のチャンネルインピーダンスを高くする訳にはいか
ない。

というのはそれを高くすると第４図における区間Ａでは
電流が流れなくてはならないにもかかわらず、電流が流
れにくくなってしまうからである。

そこで本発明においてはドライブ回路を第１３図に示す
構成としている。

第１３図１０７，１０８は第３図における１４．１５と
対応するトランジスタであり、それぞれのトランジスタ
と並列にチャンネルインピーダンスの高いトランジスタ
１０９，１１０が結合されており、第４図に示す区間Ａ
においては従来の回路と同様に１０８又は１０７のトラ
ンジスタがＯＮ状態にあり、区間Ｂにおいては従来の回
路では第３図１４．１５がＯＮ状態であったが、本発明
においては１０９と１０８又は１１０と１０７がＯＮ状
態となる。

例えば検出端子が１１７である場合には検出端子は区間
Ａにおいては１０８、そして区間Ｂにおいては１１０の
それぞれのトランジスタを通してＶＤＤと短絡され、区
間Ｂにおいてはトランジスタ１１００チャンネルインピ
ーダンスが大きいためにソース、ドレイン間の電圧降下
が太き《なり、誘起電流波形は第１５図に示すように区
間Ｂにおいては数百ｍＶ〜数Ｖの出力を得ることが可能
となる。

その大きさはトランジスタ１０９，１１０のチャンネル
インピーダンスを変化させることにより自由に設定でき
るがあまり高《するとコイルに電流が流れにく《なり、
ローターの回転によってコイルに誘起する電圧が電流と
して消費されないためにローターのエネルギーがコイル
で減衰せず、ローターにブレーキがかからなくなって２
秒送り等の原因となるので、適切な値をとる必要がある
。

しかしながら検出が完了した時点において直ちに１０７
及び１０８がＯＮ状態となるように制御することにより
、チャンネルインピーダンスをかなり高くしても実用上
差支えないという実験結果も得ており、これはそれ程意
識する必要のある問題ではない。

又、この他の方法として、第１４図に示すような回路で
も全《同じ動作が可能となる。

この場合はチャネルインピーダンスを抵抗素子とするの
ではなく別に抵抗１１５，１１６を駆動トランジスタと
並列に入れたものである。

この方法においてもトランジスタ１１３及び１１４を１
０９，１１０と同様に制御することにより第１５図のよ
うな出力をコイル端に得ることができる。

第１５図において、波形１１８，１１９及び１２０はそ
れぞれ第４図における２０′，２１′及び２２′と対応
する波形である。

負荷の検出は上述の方法で行なうが、本発明の構成は通
常モーターλは無負荷時を想定した狭い駆動パルスで駆
動し、常に駆動後の誘起電流波形で負荷の大きさを検出
し、負荷が小さいときは、始めの狭い駆動パルス幅での
駆動を継続する。

負荷が増加してきて狭い駆動パルス幅での駆動の限界に
近づいてきた場合、次の駆動から一定時間広い駆動パル
ス幅で駆動し、その後、当初の狭い駆動パルス幅での駆
動にもどす。

本発明は概略この様な構成であるが第７図のブロック図
によりさらに詳説する。

第１図は、本発明の構成を示すブロック図であり、２５
は時間標準振動子、２６は発振回路、分周回路等を含む
回路、２７はパルスモーター駆動回路、２８はパルスモ
ーターでここまでの構成は従来の電子腕時計と同じであ
る。

２９は負荷検出回路で第４図、第６図で説明した様に駆
動パルス印加後の誘起電流波形により負荷を検出する。

３０は制御回路で負荷検出回路２９で検出した負荷の状
態に応じてパルスモーター２８の駆動を制御する回路で
、通常無負荷時は狭い駆動パルスを負荷時には広い駆動
パルスを供給するように制御する。

この制御方式を第８図につき説明する。第８図は駆動パ
ルスの状態を示したもので、先のパルスモーターの項で
述べたように供給されるとの状態をパルス３１，３２の
様に示した。

パルス３１，３２は無負荷状態の狭いパルス幅である。

パルス３１，３２を印加後、第７図の検出回路が負荷状
態を検出するが、無負荷又は小さな負荷状態である。

即ちパルス３１後の負荷検出は無負荷と判定したので、
次のパルス３２は狭いパルス幅となり、パルス３２後の
負荷検出も無負荷と判定したので次のパルス３３も狭い
パルス幅となる。

そしてパルス３３後Ω負荷検出では、有負荷状態と判定
した。

この場合パルス３３後、数ＩＱｍｓｅｅ後に、広いパル
ス幅の第２の駆動パルス３４がパルス３３と同じ極性（
即ち同じ電流方向）で印加される。

その後の一定パルス数については広いパルス幅のパルス
３５，３６が叩加され、その後再び始めの狭いパルス幅
のパルス３７，３８・・・・・・・・・が印加される。

パルス３３とパルス３４の関係を説明すると、パルス３
３の駆動で負荷が大きいことを検出すると数１０ｍｓｅ
ｃ後に広いパルス幅のパルス３４が印加される。

これはパルス３３後の負荷検出で負荷が大きいと判定す
るが、このときローターが作動したかどうかの判定はむ
ずかしい、というのは第６図の誘起電流波形は負荷の増
加とともに右ヘシフトするとともに減衰する。

そしてローターが作動しなかったときは、誘起電流が出
ないのであるが負荷が限界に近いときローターがやっと
作動する状態との区別がつきにくい。

負荷が徐々に増加する場合は、負荷が大きいと判定して
もそのときのパルス３３ではローターは作動しているし
、負荷が急激で狭いパルス幅では駆動できない大きさに
なるとパルス３３ではローターは作動しない。

この両者の判別するのは困難である。そこでパルス印加
後の負荷の検出は多少余裕をもつように設定するのが簡
単である。

本構成では、パルス３４を印加する、パルス３３でロー
ターが作動したときは、パルス３４はパルス３３と同方
向のパルスであるため、このパルス３４は逆相のパルス
になり、ローターは回転しない。

又、パルス３３でローターが作動しなかったときはパル
ス３４で駆動される。

このとき数１０ｍｓｅｃ遅れてローターが駆動されるこ
とになるがこれが秒針の作動として目に判別されること
はな《、これを原因とした見苦しさを心配する必要は全
《ない。

次ニ負荷の検出後、広いパルス幅のパルス３５．３６を
一定パルス数継続させる構成にした理由は、ローターに
かかる負荷として最も大きいのは、カレンダー機構であ
って、これは３〜４時間断続するので直ちに狭いパルス
幅に戻すとまた負荷状態と判析し、これを繰り返すと作
動毎に２つのパルスを供給することになり、消費電力が
増大し、低電力化の意義がなくなる。

又、ローターにかかる負荷はカレンダー機構だけでな《
、磁場、低温、外乱等の単発的な負荷もある。

この様な場合には，広いパルス幅の継続パルス数はなる
べく少ない方が望ましい。

この様な現象を考慮して、継続パルス数は数１０秒〜数
１０分に設定することが望ましい。

以上が、本発明の構成であるが、次に本発明の具体的実
施例につき説明する。

第９図は、本発明になる時計の負荷検出回路及び駆動パ
ルス制御回路の一例である。

第９図中２５は発振回路、２６は分周回路であり、２７
は第１３図、第１４図に示した駆動回路、２９はモータ
ー負荷状態検出回路である。

以下、回路素子について順次説明してい《。

３９のＮＡＮＤ ＧＡＴＥ出力は無負荷状態のモーター
を駆動する際の狭いパルスを作る為のクロツクであり、
例えば１秒信号の立下りに対して５ｍｓｅｃ遅れたクロ
ックパルスを発生する。

この時デイレイフリップフロッグ４２は、入力の１秒信
号を５ｍｓｅｃ遅らせて出力する事になり、ゲート４６
の出力に５ｍｓｅｃ幅の狭パルスが発生する。

フリツプフロツプ４４は、１２８Ｈｚをクロツク入力と
するデイレイフリップフロツプで４４の出力は入力１秒
信号に対し７．８ｍ３ｅｃ遅れる。

従って、ゲート４７の出力に７．８ｍｓｅｃ幅のパルス
が得られ、これを有負荷時の駆動用広パルスとする。

ゲート４０は、駆動パルス印加直後にローター動作によ
って生ずる電流波形の極小部分が現われるまでの時間に
対し、無負荷状態と有負荷状態を判別するパルスを発生
する為のクロツクであり、４２．４４と同様の動作によ
って４３と４８の出力に判定規準パルスを得る。

第１０図５８は、ゲート４８出力の判定基準パルスに相
轟し、５９はゲート４８出力の判定基準パルスに相肖す
る。

ゲート４１は、補正パルス発生回路であって、パルス幅
は７。

８ｍｓｅｃの広パルス、発生位置は、ゲート４６或いは
４７のパルスに対して、例えば３０ｍｓｅｃ遅れる。

第１０図６６にその例を示す。

ゲート４１０入力端子５７は、後述する補正信号であっ
て、該補正信号がＨＩＧＨになった場合のみ４１の出力
に補正パルスを発生し、後段に供給する。

ゲー｝３９，４０，４１の入力信号は、前記パルスを得
る為の信号で、カウンタ２６の出力を適尚に組み合せる
。

ゲート４８．４９は、上記パルスを駆動用回路２７，１
５に対して分離、１秒おきに交互友出力させる回路であ
る。

回路２７は第１３図又は第１４図に示したような構造と
なっており、上記パルスの他に説明は省《が先述したよ
うな動作を行なうためのパルスが各ゲートに供給される
。

ゲート５０は、カウンタ５２が零の状態において補正パ
ルスが４１の出力端子に発せられた場合に、カウンタ５
２にカウント入力を一発送り込むものである。

５２がカウントを始めると、以後カウンタ５２の出力が
すべて零に戻るまでゲート５０はＯＦＦ状態となる。

ゲート５０の出力によって５２が、カウント状態に入る
と５１のゲートが開き以後５２の出力がすべて零になる
まで２秒信号をカウント信号として５２に送り続ける。

カウンタ５２は、前述した如《、数１０秒〜数１０分の
間で適当に設定されておりモーターが有負荷状態にある
事を検出してから、上記時間幅だけ広パルス駆動信号を
出力し続ける為のタイマーとなる。

４７は、カウンタ５２の出力を、ゲート入力としており
、５２がカウント状態にある間、広パルスを後段に出力
するものである。

第９図ブロック２９は、駆動パルス印加後のモーターの
動作状態よりモーター負荷を検出する回路の一例である
。

５３．５４は、トランスミッションゲートであってコイ
ル端に発生する出力を駆動信号に応じて交互に選択する
。

５３，５４の出力は結合されてコンデンサを介し、微分
増幅器５５に入力される。

５３，５４の出力信号の内、無負荷状態の波形と有負荷
状態の波形をそれぞれ第１０図６０．６１に示す。

微分回路は、この場合ピーク検出器として動作し、微分
回路出力を更にインバータを通して得た信号は、各ピー
クで反転する矩形波となり、６０に対しては６２．６１
に対しては６４の信号が得される。

６２及び６４の信号において、駆動パルス印加後の立下
り位置を検出する回路がゲート５６であって出力信号と
して６３．６５を得る。

この立下り位置が前記判定規準パルス５９の内に含まれ
る状態を無負荷状態と判定し、パルス５９の内に含まれ
ない場合を有負荷状態と判定する。

６５は明らかに有負荷状態と判定され５７はＨＩＧＨと
なる、この結果、波形６１の場合に対しては、補正パル
ス６６が引き続いて印加され、６６によってローターの
回転は完結する。

但し、前述した如《６６が印加される以前にローターの
回転が完結している場合も含まれる。

補正パルス６６は、また、ゲート５０を介してカウンタ
５２に入力され、５１のゲートをＯＮ状態にして５２を
カウント状態にする。

以後、一定時間ゲート４７をＯＮ状態に保ち広パルス駆
動信号を供給し続ける。

広パルスが供給されている間、５７はＬＯＷ状態にあり
、補正パルスは出力されない。

これは、広パルス駆動時では、モーターは充分な出力ト
ルクがあるものと考えられるからである。

以上本発明の実施例につき詳説したが、本発明はここで
述べた実施例に限定されるものではなく種々の改良変更
応用が可能である。

例えばパルスモーターはここで述べたパルスモーターに
限定されるものではない。

モーター以外の変換機構でもよいし、パルスモーターの
内第１１図に示すパルスモーターであっても全く同じ構
成で実現できる。

第１１図のパルスモーターは、ローター１００が永久磁
石で作られ、ステータ−１０１は第１図と違ってギャッ
プのない１体型であるとともにローターの静的位置と定
めるためのノツチ１０２， １０３が形成されてい
る。

１０４は駆動コイルである。

この様なパルスモーターは、ステーター１０１が接続し
ているため、駆動後の誘起電流は第１２図に示すように
、第４図、第６図に比し若干異なる。

しかし、無負荷時の波形１０５，１０５′、負荷時の波
形１０６，１０６’の関係は基本的には同様であり、同
じ方式で実現できることが理解されよう。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る電子腕時計のパルスモーターの例
を示す。 第２図、第３図は従来の回路構成を示し、第４図は従来
の時計におけるパルスモーター駆動コイκあ電流波形を
示す。 第５図はパルスモーターの駆動パルス幅に対する出力ト
ルクと消費電力の関係図である。 第６図は従来の駆動パルスよりも狭いパルス幅で、モー
ターと駆動した場合のコイル電流波形である。 第７図は本発明になる時計の回路ブロックを表わす。 第８図は本発明になる回路によるモータ駆動パルスのタ
イムチャート例である。 第９図は第８図のブロック回路の一具体例。 第１０図は第９図における負荷検出部のタイムチャート
例である。 第１１図は本発明に係る電子腕時計のパルスモーターの
例を示す。 第１２図は第１１図のパルスモーターにおける狭パルス
駆動時のコイル電流波形である。 第１３図、第１４図は本発明による駆動回路を示すもの
である。 第１５図は第１３図又は第１４図の回路構成によってコ
イル端子に得られる波形を示すものである。 ２５・・・・・・発振回路、２６・一一・・・分周回路
、２７・・一・・・駆動回路、２８・・・・・・モータ
、２９・・一・・−モータ負荷検出判定回路、３０・・
・・−・制御回路、３１〜３３一・・・−・狭パルス駆
動信号、３４・・−・・・補正信号、３５−・・・・・
広パルス駆動信号、５９・−・・一負荷判定基準パルス
、６０・・−・・・無負荷時検出信号、６１・・・・・
・有負荷時検出信号。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 電磁駆動コイル、ステータ及びロータからなるパル
   スモータな有する電子時計において、モータ駆動パルス
   を前記電磁駆動コイルに印加後、且つロータの運針中に
   、前記電磁駆動コイルおよび抵抗成分素子によってルー
   プを形成し、更に前記抵抗成分素子端子に生ずる電圧値
   を検出する手段を設け、前記検出手段の出力に応じてモ
   ータ駆動パルス波形を制御するよう構成した電子時計。