JPS6327668B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、電子時計に関し、特にその電気機械
変換機構の駆動方式に関する。本発明の目的はか
かる変換機構の低電力化をはかるとともに高信頼
化をも達成することにある。

水晶振動子を時間標準振動子としたいわゆる水
晶腕時計が実用化されて以来、その高精度、高信
頼性から広く普及するに至つた。その間、この水
晶腕時計の技術革新はめざましく、その消費電力
についても当初20数μW必要としたものが現在で
は5μW程度で実現できるようになつてきた。し
かしながら現状の消費電力5μWの内訳を見ると
水晶振動子の発振、分周等回路関係で1.5〜2μW、
電気機械変換機構で３〜3.5μWと、かなりアンバ
ランスが目立つ、即ち電気機械変換機構の消費電
力が全体の消費電力の６〜７割もしめているわけ
で今後さらに低電力化を図つていくためにはこの
電気機械変換機構の低電力化が効果的でありそう
である。しかし現状の電気機械変換機構の変換効
率はかなり高くこれ以上の効率アツプはかなり困
難である。ただ従来の電気機械変換機構は、カレ
ンダー機構の如き耐付加機構、温度、磁気等の耐
環境、振動衝撃等の耐外乱等の要求から最悪状態
でも充分に作動する様に設計されてきた。そのた
め一定の駆動条件で一定負荷に耐える性能が変換
機構に要求されていたのであるが、実際に時計体
がこの様な負荷状態にあるのは１日の内でも４〜
５時間程度で他の20時間は殆んど無負荷状態にあ
る。即ち、時計体が常に無負荷状態にあれば、交
換機構はそれ程大きな負荷に耐える様な設計をす
る必要がなく、その場合には消費電力もかなり低
減できるのであるが、時計は短時間ではあるが厳
しい環境になるので、これを保証するために大電
力を供給して大出力を得る変換機構を用いる必要
があつた。

本発明は、変換機構の駆動方式を負荷が小さい
ときには少ない電力で駆動し、負荷が大きいとき
は大電力で駆動することにより上述の不合理性を
改め、変換機構で消費する電力を大巾に低減する
ものである。しかもこの様な駆動方式を機械的接
点などを含まず信頼性のある全電子的な手段で構
成するとともに変換機構の種類、量産によるバラ
ツキ等にも対処できる安定な駆動を実現したもの
である。

以下、本発明につき説明するが、まづ電子腕時
計に用いられている電気機械変換機構の一例とし
てパルスモーター及びその作動、さらにこのパル
スモーターにもとづき、本発明の考え方を説明し
続いて実施例につき詳説する。

第１図は、電子腕時計用パルスモーターの１例
であり、図において１は２極に着磁された永久磁
石製のローターで、このローター１をはさんでス
テータ２，３が対向して配置されているが、これ
らのステータ２，３はそれぞれコイル４を巻いた
継鉄５に接続して１組のステータを構成してい
る。ステータ２，３は、ローター１が一定方向に
回転できる様にローター１の中心に対しステータ
２，３の円弧部２ａ，３ａを偏心させ、ローター
１の静止時の磁極（ＮおよびＳ）位置をステータ
２，３の一方にずらしている。この種のパルスモ
ーターは従来から実用化されており第２図に示す
様な回路ブロツクで駆動されていた。１０は水晶
振動子であり、発振回路１１により駆動され、そ
の周波数は分周器１２により分周され、波形整形
器１３で適当な時間間隔で適当な時間幅の180゜位
相の異なる２つのパルスが成形される。

その一例として、2″毎7.8ｍsecのパルスを考え
以下これについて説明していく。このパルスを
CMOSインバーターで構成されるドライバー１
４，１５に入力し、その出力をコイル４の端子４
ａ，４ｂに供給する。第３図はこのドライバー部
の詳細図であり、一方のインバーター１４の入力
端子１６に１８なる信号を印加すると矢印１９で
示す様に電流が流れ、逆に他方のインバーター１
５の入力端子１７に同様の信号を印加すると矢印
１９と対称的なルートに電流が流れる。即ち両イ
ンバーターの入力端子１６，１７に交互に信号を
印加することによりコイル４に流れる電流を交互
に反転させることができ、具体的には１秒毎に交
互に反転する7.8ｍsecの電流コイル４に流すこと
ができる。このような駆動回路により第１図のス
テツプモーターのステータ２，３にはＮ極、Ｓ極
が交互に発生し、ローター１の磁極と反撥、吸引
によりローター１を180゜ずつ回転させることがで
きる。そしてこのローター１の回転は中間車６を
介して４番車７に伝達され、さらに３番車８、２
番車９さらには図示しないが筒カナ、筒車、カレ
ンダー機構に伝達され、時計、分針、秒針、カレ
ンダー等からなる指示機構を作動させる。

第１図のパルスモーターは、原理的には以上の
説明の如く作動し、これを電子腕時計用の変換機
構として用いてきた。

第３図のドライブ回路において、端子１７にハ
イレベル信号を端子１６に信号１８を印加して矢
印１９の如く電流を流したときMOSトランジス
タ１５にはチヤンネルインピーダンスによつて駆
動電流に基づく電圧降下が生じ端子４ｂでこの電
流に相当する信号波形を検出することができる。
その電流波形は、例えば第４図の如くになる。第
４図で区間Ａは駆動区間でこの場合7.8ｍsec、こ
の区間Ａで流れる電流がモーター駆動で消費され
る電流である。この区間Ａでの電流波形が図の如
く複雑な形状を示すのは、駆動回路によつて印加
された電圧にもとづいて生ずる電流の他に駆動さ
れたローターの回転によつてコイルに誘起電流が
重畳されるためである。区間Ｂは、駆動パルス印
加後の区間で、ローターは慣性による回転と安定
位置に停止する迄の振動を行う、このときこの区
間は第３図の駆動用インバーター１４，１５のＰ
チヤンネルMOSトランジスタがONになつてい
るためコイル４とこのトランジスタとのループで
前記ローターの動きに応じたコイル４への誘起電
流が流れる。第４図の区間Ｂの波形が脈動してい
るのはこのためである。従つてこの駆動電流波形
及び駆動後の誘起電流波形の形状とローターの回
転位置とはほぼ対応をつけることができる。

さて、第４図の波形２０と波形２０′は、一連
の波形であり、これはローターへの負荷が非常に
少ない場合である。波形２２と波形２２′も一連
の波形であつて、この場合ローターへの負荷が大
きくローターの作動限界に近い状態であり、波形
２１，波形２１′は許容最大負荷の約1/2の負荷を
かけた場合である。この様に負荷を変化させたと
きの電流波形をよく観察すると、負荷が大きくな
るに従つて波形が右へ延びていくことがわかる。
これは負荷の増大に従つてローターの回転が遅く
なるためであり、安定位置に停止するまでのロー
ター振動周波数が低く、且つ振幅が小さくなる事
を実験的に確めている。この現象を逆に考える
と、ローターへの負荷が常に、無負荷状態にある
ならば、駆動パルス幅は7.8ｍsecよりもつと短い
パルス幅で駆動できると理解される。事実パルス
幅を短くしても、モーターは作動し、出力トルク
は減少する。この状況を第５図に示す。第５図
は、駆動パルス幅を変化させたときの出力トルク
特性Ｔと消費電力特性Ｉを表わしたものである。
前述の駆動パルス幅7.8ｍsecは、この図でP₂に相
当する。即ちパルス幅P₂で出力トルクはT₂であ
り、消費電力はI₂である。この出力トルクT₂は前
述の様に時計体の遭遇する負荷に充分耐えられる
様に設定される。ところがローターにかかる負荷
が小さいか無視できる程度であればもつと出力ト
ルクは小さくてよく、駆動パルス幅も短くでき、
従つて消費電力も少なくできる。例えば、P₁の
パルス幅で駆動すれば、出力トルクT₁で消費電
力もI₁で済む、本発明はこの点に着目し、ロータ
ーにかかる負荷を検出することにより、無負荷時
もしくは負荷が小さいときは狭いパルス幅で駆動
し、大きい負荷がかかつたときには広いパルス幅
で駆動しようとするもので合理的で低電力化を図
るものである。前にも述べたように無負荷状態に
ある方が圧倒的に多いので低電力化の効果は非常
に大きい。例えば、第５図の如く無負荷時（20時
間）はP₁のパルス幅で負荷時（４時間）はP₂の
パルス幅で駆動し、I₁／I₂＝1/2であるとすると、
平均消費電力は Ｉ＝I₂×20＋I₂×４／24＝14／12I₂≒0.58I₂ となり、常時P₂のパルス幅で駆動した従来の方
式に比し、60％以下の電力で済み大幅な低電力化
がはかれる。

ところで今、上で「負荷を検出して…」と簡単
に述べたが、この負荷の検出方法が本発明の大き
なポイントであることは云う迄もない。次にこの
負荷の検出方法について述べる。第４図のコイル
に流れる電流波形を見ると、負荷の増大ととも
に、この電流波形が変化することがわかる。即ち
駆動区間Ａでは極大、極小になる位置が負荷の増
大とともに右へシフトしている。この点に着目し
て負荷の大きさを知ることができるが、この波形
の変化量は極めて少なく量産のバラツキを吸収す
ることがむづかしく、又、極めて微妙な制御をし
なければならない。

そこで本発明は、駆動パルス印加後の区間Ｂに
着目した。この区間Ｂにおいても負荷の増大につ
れて、例えば最初に極小値をとる点は右へシフト
している。しかも区間Ａの波形の変化量に比し、
数倍の変化量が得られる。従つて、この区間Ｂに
おける誘起電流波形によつて負荷の大小を検出す
ることは、上述の区間Ａに比し容易で、信頼性も
高くなる。この現象は、駆動パルス幅を短くした
ときも同様で、第６図にその状況を示す。この第
６図に示した駆動は第４図に比し、駆動パルス幅
が狭いため小さな負荷に耐えるのみであるが無負
荷時の駆動電流波形２３、同じく駆動後の誘起電
流波形２３′と作動限界負荷時の駆動電流波形２
４、同じく駆動後の誘起電流波形２４′との関係
は、第４図と同様である。負荷の検出は上述の方
法で行うが、本発明の構成は通常モーターへは無
負荷時を想定した狭い駆動パルスで駆動し、常に
駆動後の誘起電流波形で負荷の大きさを検出し、
負荷が小さいときは、始めの狭い駆動パルス幅で
の駆動を継続する。負荷が増加してきて、狭い駆
動パルス幅での駆動の限界に近ずいてきた場合、
次の駆動から一定時間広い駆動パルス幅で駆動
し、その後、当初の狭い駆動パルス幅での駆動に
もどす。本発明は概略この様な構成であるが第７
図のブロツク図によりさらに詳説する。

第７図は、本発明の構成を示すブロツク図であ
り、２５は時間標準振動子、２６は発振回路、分
周回路等を含む回路、２７はパルスモーター駆動
回路、２８はパルスモーターでここまでの構成は
従来の電子腕時計と同じである、２９は負荷検出
回路で第４図、第６図で説明した様に駆動パルス
印加後の誘起電流波形により負荷を検出する、３
０は制御回路で負荷検出回路２９で検出した負荷
の状態に応じてパルスモーター２８の駆動を制御
する回路で、通常無負荷時は狭い駆動パルスを負
荷時には広い駆動パルスを供給するように制御す
る。この制御方式を第８図につき説明する。第８
図は駆動パルスの状態を示したもので、先のパル
スモーターの項で述べたように供給されるこの状
態をパルス３１，３２の様に示した。パルス３
１，３２は無負荷状態の狭いパルス幅である。パ
ルス３１，３２を印加後、第７図の検出回路が負
荷状態を検出するが、無負荷又は小さな負荷状態
である。即ちパルス３１後の負荷検出は無負荷と
判定したので、次のパルス３２は狭いパルス幅と
なり、パルス３２後の負荷検出も無負荷と判定し
たので次のパルス３３も狭いパルス幅となる。そ
してパルス３３後の負荷検出では、有負荷状態と
判定した。この場合パルス３３後、数10ｍsec後
に、広いパルス幅の第２の駆動パルス３４がパル
ス３３と同じ極性（即ち同じ電流方向）で印加さ
れる。その後の一定パルス数については広いパル
ス幅のパルス３５，３６が印加され、その後再び
始めの狭いパルス幅のパルス３７，３８…が印加
される。パルス３３とパルス３４の関係を説明す
るとパルス３３の駆動で負荷が大きいことを検出
すると数10ｍsec後に広いパルス幅のパルス３４
が印加される。これはパルス３３後の負荷検出で
負荷が大きいと判定するが、このときローターが
作動したかどうかの判定はむづかしい、というの
は第６図の誘起電流波形は負荷の増加とともに右
へシフトするとともに減衰する。そしてローター
が作動しなかつたときは、誘起電流が出ないので
あるが負荷が限界に近いときローターがやつと作
動する状態との区別がつきにくい。負荷が徐々に
増加する場合は、負荷が大きいと判定してもその
ときのパルス３３ではローターは作動している
し、負荷が急激で狭いパルス幅では駆動できない
大きさになるとパルス３３ではローターは作動し
ない。この両者を判別するのは困難である。そこ
でパルス印加後の負荷の検出は多少余裕をもつよ
うに設定するのが簡単である。本構成では、パル
ス３４を印加する。パルス３３でローターが作動
したときは、パルス３４はパルス３３と同方向の
パルスであるため、このパルス３４は逆相のパル
スになり、ローターは回転しない。又、パルス３
３でローターが作動しなかつたときはパルス３４
で駆動される。このとき数10ｍsec遅れてロータ
ーが駆動されることになるがこれが秒針の作動と
して目に判別されることはなく、これを原因とし
た見苦しさを心配する必要は全くない。次に負荷
の検出後、広いパルス幅のパルス３５，３６を一
定パルス数継続させる構成にした理由は、ロータ
ーにかかる負荷として最も大きいのは、カレンダ
ー機構であつて、これは３〜４時間継続するので
直ちに狭いパルス幅に戻すとまた負荷状態と判断
し、これを繰り返すと作動毎に２つのパルスを供
給することになり、消費電力が増大し、低電力化
の意義がなくなる。又、ローターにかかる負荷は
カレンダー機構だけでなく、磁場、低温、外乱等
の単発的な負荷もある。この様な場合には、広い
パルス幅の継続パルス数はなるべく少ない方が望
ましい。この様な現象を考慮して、継続パルス数
は数10秒〜数10分に設定することが望ましい。以
上が、本発明の構成であるが、次に本発明の具体
的実施例につき説明する。第９図は、本発明にな
る時計の負荷検出回路及び駆動パルス制御回路の
一例である。第９図中２５は発振回路、２６は分
周回路であり、２８はモーター、２７は駆動回
路、２９はモーター負荷状態検出回路である。以
下、回路素子について順次説明していく。３９の
NAND GATE出力は無負荷のモーターを駆動す
る際の狭いパルスを作る為のクロツクであり、例
えば１秒信号の立下りに対して５ｍsec遅れたク
ロツクパルスを発生する。この時デイレイフリツ
プフロツプ４２は、入力の１秒信号を５ｍsec遅
らせて出力する事になり、ゲート４６の出力に５
ｍsec幅の狭パルスが発生する。フリツプフロツ
プ４４及びNANDゲート４７は有負荷状態のモ
ータを駆動する際の広パルスを発生する回路であ
る。この時のパルス幅を例えば7.8ｍsecとする。
フリツプフロツプのクロツク入力端子には128Hz
のパルスが供給されている。フリツプフロツプの
入力端子に供給される１秒信号は128Hzのクロツ
クによつて7.8ｍsec遅れて出力されることにな
り、ゲート４６と同様な動作によつてゲート４７
には7.8ｍsec幅の広パルスが発生する。ゲート４
０，４８及びフリツプフロツプ４３はモータが無
負荷状態であるか有負荷状態であるかを判別する
負荷判定の為の基準パルスを発生する回路であ
る。ゲート４０の出力パルスをクロツク信号とす
るフリツプフロツプ４３と１秒信号によつて前記
ゲート４６或は４７と同様な動作のもとに負荷判
定基準パルスがゲート４８の出力に得られる。ゲ
ート４８出力の基準パルスによつて後記するゲー
ト５６の負荷検出信号を判定する。負荷検出に係
る各ゲートの出力信号の相関を第１０図に示す。
以下第１０図と共に第９図の動作を説明する。

第１０図５８は、ゲート４６の出力狭パルスに
相当し、５９はゲート４８出力の判定規準パルス
に相当する。ゲート４１は、補正パルス発生回路
であつて、パルス幅は7.8ｍsecの広パルス、発生
位置は、ゲート４６或は４７のパルスに対して、
例えば30ｍsec遅れる。第１０図６６にその例を
示す。ゲート４１の入力端子５７は、後述する補
正信号であつて、該補正信号がHIGHになつた場
合のみ４１の出力に補正パルスを発生し、後段に
供給する。ゲート３９，４０，４１の入力信号
は、前記パルスを得る為の信号で、カウンタ２６
の出力を適当に組み合せる。ゲート８９，４９
は、上記パルスを駆動用インバータ１４，１５に
対して分離、１秒おきに交互に出力させる回路で
ある。ゲート５０は、カウンタ５２が零の状態に
おいて補正パルスが４１の出力端子に発せられた
場合に、カウンタ５２にカウント入力を一発送り
込むものである。５２がカウントを始めると、以
後カウンタ５２の出力がすべて零に戻るまでゲー
ト５０はOFF状態となる。ゲート５０の出力に
よつて５２が、カウント状態に入ると５１のゲー
トが開き以後５２の出力がすべて零になるまで２
秒信号をカウント信号として５２に送り続ける。
カウンタ５２は、前述した如く、数10秒〜数10分
の間で適当に設定されており、モーターが有負荷
状態にある事を検出してから、上記時間幅だけ広
パルス駆動信号を出力し続ける為のタイマーとな
る。４７は、カウンタ５２の出力を、ゲート入力
としており、５２がカウント状態にある間、広パ
ルスを後段に出力するものである。第９図ブロツ
ク２９は、駆動パルス印加後のモーターの動作状
態よりモーター負荷を検出する回路の一例であ
る。５３，５４は、トランスミツシヨンゲートで
あつて、駆動用インバーター１４，１５の出力を
駆動信号に応じて交互に選択する。

５３，５４の出力は結合されてコンデンサを介
し、微分増幅器５５に入力される。５３，５４の
出力信号の内、無負荷状態の波形と有負荷状態の
波形をそれぞれ第１０図６０，６１に示す。微分
回路は、この場合ピーク検出器として動作し、微
分回路出力を更にインバータを通して得た信号は
各ピークで反転する矩形波となり、６０に対して
は６２，６１に対しては６４の信号が得られる。
６２及び６４の信号において、駆動パルス印加後
の立下り位置を検出する回路がゲート５６であつ
て出力信号として６３，６５を得る。この立下り
位置が前記判定基準パルス５９の内に含まれる状
態を無負荷状態と判定し、パルス５９の内に含ま
れない場合を有負荷状態と判定する。このとき、
出力信号６３はゲート１１０を通過するが、出力
信号６５は通過できない。ゲート１１３と１１４
によつて形成されるフリツプフロツプの出力５７
はゲート１１２を通過する１秒信号により毎秒
HIGH状態にセツトされる。そして出力信号６３
がゲート１１０，１１１を通過して入力されると
リセツトされるので出力５７はLOW状態にリセ
ツトされる。しかし出力信号６５はゲート１１０
を通過できないので出力５７はHIGH状態を維持
することになり、ゲート４１から補正信号が出力
される。この結果、波形６１の場合に対しては、
補正パルス６６が引き続いて印加され、６６によ
つてローターの回転は完結する。但し、前述した
如く６６が印加される以前にローターの回転が完
結している場合も含まれる。補正パルス６６は、
また、ゲート５０を介してカウンタ５２に入力さ
れ、５１のゲートをON状態にして５２をカウン
ト状態にする。以後、一定時間ゲート４７をON
状態に保ち広パルス駆動信号を供給し続ける。広
パルスが供給されている間、５７はLOW状態に
あり、補正パルスは出力されない。これは、広パ
ルス駆動時では、モーターは充分な出力トルクが
あるものと考えられるからである。

尚第９図中、発振回路２５、分周回路２６、駆
動回路２７、モーター２８、負荷検出回路２９、
制御回路３０は第７図と対応している。特に制御
回路３０には、波形成形回路３０ａが備えられて
いる。波形成形回路３０ａは、駆動力の小さな狭
パルス駆動信号３１〜３３（第１駆動パルス）
と、駆動力の大きな広パルス駆動信号３５（第２
駆動パルス）を形成するとともに、負荷検出回路
２９が重負荷状態を検出したときに狭パルス駆動
信号に替えて広パルス駆動信号を選択しカウンタ
ー５２により決められた所定時間広パルス駆動信
号を駆動回路に出力するよう形成されている。波
形成形回路３０ａは狭パルス駆動信号を形成する
フリツプフロツプ４２、NANDGATE３９、イ
ンバータ１２０、ゲート４６と、広パルス駆動信
号を形成するフリツプフロツプ４４とゲート４
７、インバータ１２０、から構成され、ゲート４
７の入力にタイマーとなるカウンター５２の出力
を接続することにより、広パルス駆動信号がカウ
ンター５２により決定された時間連続して出力さ
れるよう構成されている。

ピーク検出回路としては、５５の微分増幅回路
の他に様々な方式が考えられる。第１８図は、遅
延回路を用いたピーク検出回路のブロツク図で、
図中５３、５４はトランスミツシヨンゲート、８
０は第９図５５に代る一般的な増幅器、８１は遅
延回路、８２は８０及び８１の出力を入力する比
較器である。増幅器８０の一例を第１３図又は第
１４図に示す。前述したモーター駆動検出波形２
３，２４等は実質的に電源レベル付近に発生する
数ｍＶ〜数10ｍＶ程度の信号である為、抵抗６
６，６７で分圧し、増幅器の入力動作レベルに変
換してやる。端子６８には、第１６図７６の波形
が現われる。第１４図は、第１３図を改良した回
路であつて、抵抗６７の代りにMOSトランジス
タを挿入し、増幅器入力レベルが動作レベルにな
る様にトランジスタ６９のチヤンネルインピーダ
ンスを制御してやる帰環回路をもつ、ブロツク７
０は出力レベルを検出する回路である。第１５図
は遅延回路８１の簡単な実施例であつて、７１，
７３はトランスミツシヨンゲート、７２，７４は
負荷コンデンサである。この場合、端子６８の入
力信号７６は出力端子において７７の如く遅延す
る。第１７図は、この波形を模型的に表わしたも
ので、入力信号７６はトランスミツシヨンゲート
７１によつて、コンデンサ７２に伝えられ７２の
端子電圧波形は７９となる。更に、トランスミツ
シヨンゲート７３によつて出力端子７５には、波
形７７が表われる。比較器８２は波形７６と７７
が入力される時、７８に示す矩形信号を出力す
る。

遅延回路としては第１５図が適しているが、他
に入力信号周波数が比較的低いため、バケツリレ
ー型データ転送素子等も適する。

本発明における負荷検出方式は時計体に加わる
磁界或は衝激等に対しても有効な動作をすること
が確められている。第１９図は直流磁界をパルス
モーターのコイル方向に加えた場合の検出電流波
形である。８３は外部磁界がモーター内コアに誘
起する磁場と駆動用磁場の方向が相反する場合で
あり、８４は両磁場が同方向にある場合である。
８３，８４において、波形８５，８６は外部磁場
が零にあり、ほぼ同一波形とみなせる。８７，８
８は外部磁界が40Gaussの時の波形である。波形
より83の方向の動作は外部磁界が強くなる程動作
しにくくなり、負荷が大きくなつた場合の動作と
同一特性を示す。従つて本発明になる時計回路に
あつては外部磁界の影響に対しても有効な動作を
示し、実験的に外部磁界に対する強度が従来の時
計と何ら変らない事が確認されている。第１９図
８７の場合、波形の極小位置が判定基準パルス以
後に現われるため、８７′で示す補正信号が加わ
つている。耐衝激性についても以上の説明から本
発明が有効な効果をもつものであることは極めて
容易に類推されよう。

以上本発明の実施例につき詳説したが、本発明
はここで述べた実施例に限定されるものではなく
種々の改良、変更、応用が可能である。例えば電
気機械変換機構はここで述べたパルスモーターに
限定されるものではない。モーター以外の変換機
構でもよいし、パルスモーターの内第１１図に示
すパルスモーターであつても全く同じ構成で実現
できる。第１１図のパルスモーターは、ローター
１００が永久磁石で作られ、ステータ１０１は第
１図と違つてギヤツプのない一体型であるととも
にローターの静的位置を定めるためのノツチ１０
２，１０３が形成されている。１０４は駆動コイ
ルである。この様なパルスモーターは、ステータ
１０１が接続しているため、駆動後の誘起電流は
第１２図に示すように、第４図、第６図に比し若
干異なる。しかし無負荷時の波形１０５，１０
５′、負荷時の波形１０６，１０６′の関係は基本
的には同様であり、同じ方式で実現できることが
理解されよう。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る電子腕時計のパルスモー
ターの例を示す図である。第２図、第３図は従来
の回路構成を示した図、第４図は従来の時計にお
けるパルスモーター駆動コイルの電流波形を示す
図である。第５図はパルスモーターの駆動パルス
幅に対する出力トルクと消費電力の関係図であ
る。第６図は従来の駆動パルスよりも狭いパルス
幅で、モーターを駆動した場合のコイル電流波形
図である。第７図は本発明になる時計の回路ブロ
ツク図を表わす。第８図は本発明になる回路によ
るモータ駆動パルスのタイムチヤート例を示す図
である。第９図は第８図のブロツク回路の一具体
例を示す図である。第１０図は第９図における負
荷検出部のタイムチヤート例を示す図である。第
１１図は本発明に係る電子腕時計のパルスモータ
ーの例を示す図。第１２図は第１１図のパルスモ
ーターにおける狭パルス駆動時のコイル電流波形
図である。第１３図〜第１８図は第９図における
負荷検出部の別の例を示す図である。第１９図は
本発明になる電子腕時計に直流磁界を印加した場
合のコイル電流波形の変化を示す図である。 ２５……発振回路、２６……分周回路、２７…
…駆動回路、２８……モーター、２９……モータ
ー負荷検出回路、３０……制御回路、３１〜３３
……狭パルス駆動信号、３４……補正信号、３５
……広パルス駆動信号、５９……負荷判定基準パ
ルス、６０……無負荷時検出信号、６１……有負
荷時検出信号。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 発振回路２５の出力を分周する分周回路２
   ６、前記分周回路の出力信号にもとづいて作動す
   る駆動回路２７により駆動されるパルスモーター
   ２８とを備えた電子時計において、前記パルスモ
   ーターのコイルに接続され前記コイルに発生する
   誘起電流を検出する負荷検出回路２９と、前記分
   周回路と前記駆動回路の間に接続され前記負荷検
   出回路により制御される制御回路３０とを備え、
   前記制御回路３０は、前記負荷検出回路２９の検
   出信号に応じて所定時間を計数するタイマー５２
   と、前記分周回路の出力信号にもとづいて駆動力
   の小さな第１駆動パルスと駆動力の大きな第２駆
   動パルスを形成するとともに前記負荷検出回路２
   ９が重負荷状態を検出したとき前記第１駆動パル
   スに替えて前記第２駆動パルスを選択し前記タイ
   マーにより決められた所定時間前記第２駆動パル
   スを前記駆動回路に出力する波形成形回路３０ａ
   とを備えたことを特徴とする電子時計。