JPS6323515B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、電子腕時計に関し、特にその電気機
械変換機構の駆動方式に関する。本発明の目的は
かかる変換機構の低電力化をはかるとともに高信
頼化をも達成することにある。

水晶振動子を時間標準振動子としたいわゆる水
晶腕時計が実用化されて以来、その高精度、高信
頼性から広く普及するに至つた。その間、この水
晶腕時計の技術革新はめざましく、その消費電力
についても当初20数μW必要としたものが現在で
は5μW程度で実現できるようになつてきた。し
かしながら現状の消費電力5μWの内訳を見ると
水晶振動子の発振、分周等回路関係で1.5〜2μW、
電気機械変換機構で３〜3.5μWと、かなりアンバ
ランスが目立つ、即ち電気機械変換機構の消費電
力が全体の消費電力の６〜７割もしめているわけ
で今後さらに低電力化を図つていくためにはこの
電気機械変換機構の低電力化が効果的でありそう
である。しかし現状の電気機械変換機構の変換効
率はかなり高くこれ以上の効率アツプはかなり困
難である。ただ従来の電気機械変換機構は、カレ
ンダー機構の如き耐付加機構、温度、磁気等の耐
環境、振動衝撃等の耐外乱等の要求から最悪状態
でも充分に作動する様に設計されてきた。そのた
め一定の駆動条件で一定負荷に耐える性能が変換
機構に要求されていたのであるが、実際に時計体
がこの様な負荷状態にあるのは一日の内でも４〜
５時間程度で他の20時間は殆んど無負荷状態にあ
る。即ち、時計体が常に無負荷状態にあれば、交
換機構はそれ程大きな負荷に耐える様な設計をす
る必要がなく、その場合には消費電力もかなり低
減できるのであるが、時計は短時間ではあるが厳
しい環境になるので、これを保証するために大電
力を供給して大出力を得る変換機構を用いる必要
があつた。

本発明は、変換機構の駆動方式を負荷が小さい
ときには少ない電力で駆動し、負荷が大きいとき
は大電力で駆動することにより上述の不合理性を
改め、変換機構で消費する電力を大巾に低減する
ものである。しかもこの様な駆動方式を機械的接
点などを含まず信頼性のある全電子的な手段で構
成するとともに変換機構の種類、量産によるバラ
ツキ等にも対処できる安定な駆動を実現したもの
である。

以下、本発明につき説明するが、まづ電子腕時
計に用いられている電気機械変換機構の一例とし
てパルスモーター及びその作動、さらにこのパル
スモーターにもとづき、本発明の考え方を説明
し、続いて実施例につく詳説する。

第１図は、電子腕時計用パルスモーターの１例
であり、図において１は２極に着磁された永久磁
石製のローターで、このローター１をはさんでス
テータ２，３が対向して配置されているが、これ
らのステータ２，３はそれぞれコイル４を巻いた
継鉄５に接続して１組のステータを構成してい
る。ステーター２，３は、ローター１が一定方向
に回転できる様にローター１の中心に対しステー
ター２，３の円弧部２ａ，３ａを偏心させ、ロー
ター１の静止時の磁極（ＮおよびＳ）位置をステ
ーター２，３の一方にずらしている。この種のパ
ルスモーターは従来から実用化されており第２図
に示す様な回路ブロツクで駆動されていた。１０
は水晶振動子であり、発振回路１１により駆動さ
れ、その周波数は分周器１２により分周され、波
形整形器１３で適当な時間間隔で適当な時間幅の
180゜位相の異なる２つのパルスが成形される。

その一例として、2″毎7.8ｍsecのパルスを考え
以下これについて説明していく。このパルスを
CMOSインバーターで構成されるドライバー１
４，１５に入力し、その出力をコイル４の端子４
ａ，４ｂに供給する。第３図はこのドライバー部
の詳細図であり、一方のインバーター１４の入力
端子１６に１８なる信号を印加すると矢印１９で
示す様に電流が流れ、逆に他方のインバータ１５
の入力端子１７に同様の信号を印加すると矢印１
９と対称的なルートに電流が流れる。即ち両イン
バータの入力端子１６，１７に交互に信号を印加
することによりコイル４に流れる電流を交互に反
転させることができ、具体的には１秒毎に交互に
反転する7.8ｍsecの電流をコイル４に流すことが
できる。このような駆動回路により第１図のステ
ツプモーターのステーター２，３にはＮ極、Ｓ極
が交互に発生し、ローター１の磁極と反撥、吸引
によりローター１を180゜ずつ回転させることがで
きる。そしてこのローター１の回転は中間車６を
介して４番車７に伝達され、さらに３番車８、２
番車９、さらには図示しないが筒カナ、筒車、カ
レンダー機構に伝達され、時針、分針、秒針、カ
レンダー等からなる指示機構を作動させる。

第１図のパルスモーターは、原理的には以上の
説明の如く作動し、これを電子腕時計用の変換機
構として用いてきた。

第３図のドライブ回路において、端子１７にハ
イレベル信号を端子１６に信号１８を印加して矢
印１９の如く電流を流したときMOSトランジス
タ１５にはチヤネルインピーダンスによつて駆動
電流に基く電圧降下が生じ端子４ｂでこの電流に
相当する信号波形を検出することができる。その
電流波形は、例えば第４図の如くになる。第４図
で区間Ａは駆動区間でこの場合7.8ｍsec、この区
間Ａで流れる電流がモーター駆動で消費される電
流である。この区間Ａでの電流波形が図の如く複
雑な形状を示すのは、駆動回路によつて印加され
た電圧にもとづいて生ずる電流の他に駆動された
ローターの回転によつてコイルに、誘起電流が重
量されるためである。区間Ｂは、駆動パルス印加
後の区間で、ローターは慣性による回転と安定位
置に停止する迄の振動を行う、このときこの区間
は第３図の駆動用インバータ１４，１５のＰチヤ
ンネルMOSトランジスタがONになつているた
めコイル４とこのトランジスタとのループで前記
ローターの動きに応じたコイル４への誘起電流が
流れる。第４図の区間Ｂの波形が脈動しているの
はこのためである。従つてこの駆動電流波形及び
駆動後の誘起電流波形の形状とローターの回転位
置とはほぼ対応をつけることができる。

さて、第４図の波形２０と波形２０′は、一連
の波形であり、これはローターへの負荷が非常に
少ない場合である。波形２２と波形２２′も一連
の波形であつて、この場合ローターへの負荷が大
きく、ローターの作動限界に近い状態であり、波
形２１、波形２１′は許容最大負荷の約1/2の負荷
をかけた場合である。この様に負荷を変化させた
ときの電流波形をよく観察すると、負荷が大きく
なるに従つて波形が右へ延びていくことがわか
る。これは負荷の増大に従つてローターの回転が
遅くなるためであり、安定位置に停止するまでの
ローター振動周波数が低く、且つ振幅が小さくな
る事を実験的に確めている。この現象を逆に考え
るとローターへの負荷が常に、無負荷状態にある
ならば、駆動パルス幅は7.8ｍsecよりもつと短い
パルス幅で駆動できると理解される。事実パルス
幅を短くしても、モーターは作動し、出力トルク
は減少する。この状況を第５図に示す。第５図
は、駆動信号となる駆動パルスの幅を変化させた
ときの出力トルク特性Ｔと消費電力特性Ｉを表わ
したものである。

前述の駆動パルス幅7.8ｍsecは、この図でP₂に
相当する。即ちパルス幅P₂で出力トルクはT₂で
あり、消費電力はI₂である。この出力トルクT₂は
前述の様に時計体の遭遇する負荷に充分耐えられ
る様に設定される。ところがローターにかかる負
荷が小さいか無視できる程度であればもつと出力
トルクは小さくてよく、駆動パルス幅も短くで
き、従つて消費電力も少なくできる。例えば、
P₁のパレス幅で駆動すれば、出力トルクT₁で消
費電力もI₁で済む、従つて、ローターにかかる負
荷を検出することにより、無負荷時もしくは負荷
が小さいときは狭いパルス幅で駆動し、大きい負
荷がかかつたときには広いパルス幅で駆動すれば
大幅な低電化が図れる。前にも述べたように無負
荷状態にある方が圧倒的に多いので低電力化の効
果は非常に大きい。例えば、第５図の如く無負荷
時（20時間）はP₁のパルス幅で負荷時（４時間）
はP₂のパルス幅で駆動し、I₁／I₂＝１／２である
とすると、平均消費電力は Ｉ＝I₂×20＋I₂×４／24＝14／24I₂≒0.58I₂ となり、常時P₂のパルス幅で駆動した従来の方
式に比し、60％以下の電力で済み大幅な低電力化
がはかられる。

ただP₁とP₂の２つのパルス幅で制御すると少
しでも負荷が増大するとP₂のパルス幅で駆動し
なければならなくなり、時計の携帯条件や環境条
件により消費電流にバラツキがでやすくなる。そ
こでP₁とP₂のパルス幅の間のP₃なるパルス幅を
設定し、通常の負荷たとえばカレンダー機構によ
る負荷には耐えられる出力トルクT₃を得るよう
にする。この様にすることにより、特別なこと、
たとえばカレンダー機構による負荷と外乱による
負荷と極低温による負荷とが同時にかかつたとき
を除きP₁とP₃のパルス幅でモーターは駆動され
る。従つて上で述べた消費電流よりもさらに低電
力化できるとともに電流値のバラツキも押えるこ
とができる。

ところで今、上で「負荷を検出して……」と簡
単に述べたが、この負荷の検出方法が本発明の大
きなポイントであることは言う迄もない。次にこ
の負荷の検出方法について述べる。第４図のコイ
ルに流れる電流波形を見ると、負荷の増大ととも
に、この電流波形が変化することがわかる。即ち
駆動区間Ａでは極大、極小になる位置が負荷の増
大とともに右へシフトしている。この点に着目し
て負荷の大きさを知ることができるが、この波形
の変化量は極めて少なく量産のバラツキを吸収す
ることがむづかしく、又、極めて徴妙な制御をし
なければならない。

そこで本発明は、駆動パルス印加後の区間Ｂに
着目した。この区間Ｂにおいても負荷の増大につ
れて、例えば最初に極小値をとる点は右へシフト
している。しかも区間Ａの波形の変化量に比し、
数倍の変化量が得られる。従つて、この区間Ｂに
おける誘起電流波形によつて負荷の大小を検出す
ることは、上述の区間Ａに比し容易で、信頼性も
高くなる。この現象は、駆動パルス幅を短くした
ときも同様で、第６図にその状況を示す。この第
６図に示した駆動は第４図に比し、駆動パルス幅
が狭いため小さな負荷に耐えるのみであるが無負
荷時の駆動電流波形２３、同じく駆動後の誘起電
流波形２３と作動限界負荷時の駆動電流波形２４
同じく駆動後の誘起電流波形２４′との関係は、
第４図と同様である。負荷の検出は上述の方法で
行うが、本発明の構成はモーター駆動パルスを３
個用意しておく、この３個の駆動パルスをパルス
幅の狭い方から順に第１駆動パルス、第２駆動パ
ルス、第３駆動パルスとし、モーターへの負荷が
微少な電負荷時には第１駆動パルスで駆動し常に
駆動後の誘起電流波形により負荷の大きさを検出
し、負荷が十分小さいときにはこの第１駆動パル
スでの駆動を続け、負荷が増加してきて第１駆動
パルスの限界に近づいてきたと判断された場合、
もしくは急激に負荷が過大となりモーターが作動
しなかつたときには引き続いて広いパルス幅の駆
動で補正駆動するとともに次の駆動時には第２駆
動パルス幅で駆動する、そしてさらに前と同様駆
動後の誘起電流波形により負荷の大きさを検出
し、負荷が大きくなり第２の駆動パルス幅でも駆
動がむづかしくなつてきたと判断されたときには
さらに次の駆動から第３の駆動パルスで駆動し、
負荷が軽減された場合には第１の駆動パルスに戻
る様に構成するものであり、第７図によりさらに
具体的に詳説する。

第７図は、本発明の構成を示すブロツク図であ
り、２５は発振回路、２６は分周回路等を含む回
路、２７はパルスモーター駆動回路、２８はパル
スモーターでここまでの構成は従来の電子腕時計
と同じである。２９は負荷検出回路で第４図、第
６図で説明した様に駆動パルス印加後の誘起電流
波形により負荷を検出する。３０は制御回路で負
荷検出回路２９で検出した負荷の状態に応じてパ
ルスモーター２８の駆動を制御する回路で、あら
かじめ３個の駆動パルスを用意しておき負荷の大
きさに応じて夫々の駆動パルスを供給するように
制御する。この制御方式を第８図につき説明す
る。第８図は駆動パルスの状態を示したもので先
のパルスモーターの項で述べた様にモーターには
反転パルスが供給されるので、これをパルス３
１，３２の様に示した。パルス３１，３２は無負
荷状態の第１駆動パルスである。パルス３１，３
２、を印加後第７図の検出回路が負荷状態を検出
するがこの場合、無負荷又は微小負荷状態であ
る。即ちパルス３１後の負荷検出は無負荷と判定
したので、次のパルス３２も第１駆動パルスを供
給され、このパルス３２後の負荷検出も無負荷と
判定したので、その次のパルス３３も第１駆動パ
ルスとなる。そしてパルス３３後の負荷検出では
第１駆動パルスに耐える限界に近くして負荷状態
であると判定した。この場合パルス３３後数10ｍ
sec以内に補正信号として広いパルス幅の補正駆
動パルス３４がパルス３３と同じ極性（即ち同じ
電流方向）で印加される。そして次の駆動パルス
３５は第２駆動パルスが供給される。さらにパル
ス３５後も同様に負荷検出を行い、第２駆動パル
スに耐えられる中程度の負荷であれば、次のパル
ス３６も第２駆動パルスが供給される。同様にそ
の次のパルス３７も第２駆動パルスが供給された
が、負荷検出で大負荷となり第２駆動パルスで駆
動限界に近づいたので前と同様引き続いて広いパ
ルス幅の補正駆動パルス３８がやはりパルス３７
と同じ極性で印加される。そして次のパルス９０
は第３駆動パルスが供給される。さらにパルス９
０後も負荷検出を行い大負荷であれば次のパルス
９１も第３駆動パルスが供給される。同様にパル
ス９２も第３駆動パルスが供給されたが印加後の
負荷検出で無負荷と判定されたので、次のパルス
９３は第１駆動パルスが供給された、全く同様に
して以下パルス９４，９５，９６は第１駆動パル
スでありパルス９７は補正駆動パルス、パルス９
８，９９，１００は第２駆動パルスであり、パル
ス１０１，１０２は第１駆動パルスである。これ
らの径偉は改めて説明する迄もなく上述の説明か
ら明らかであろう。パルス３３とパルス３４の関
係を説明すると、パルス３３の駆動で負荷が大き
いことを検出すると数10ｍsec後に広いパルス幅
のパルス３４が印加される。これはパルス３３後
の負荷検出で負荷が大きいと判定するが、このと
きローターが作動したかどうかの判定はむずかし
い、というのは第６図の誘起電流波形は負荷の増
加とともに右へシフトするとともに減衰する。そ
してローターが作動しなかつたときは、誘起電流
が出ないのであるが負荷が限界に近いときロータ
ーがやつと作動する状態との区別がつきにくい。
負荷が徐々に増加する場合は、負荷が大きいと判
定してもそのときのパルス３３ではローターは作
動しているし、負荷が急激で狭いパルス幅では駆
動できない大きさになるとパルス３３ではロータ
ーは作動しない。この両者の判別するのは困難で
ある。そこでパルス印加後の負荷の検出は多少余
裕をもつように設定するがが簡単である。

本構成では、パルス３４を印加する、パルス３
３でローターが作動したときは、パルス３４はパ
ルス３３と同方向のパルスであるため、このパル
ス３４は逆相のパルスになり、ローターは回転し
ない。又、パルス３３でローターが作動しなかつ
たときはパルス３４で駆動される。このとき数10
ｍsec遅れてローターが駆動されることになるが
これが秒針の作動として目に判別されることはな
く、これを原因とした見苦しさを心配する必要は
全くない。

次に本構成では、あらかじめ３個の駆動パルス
を用意しておき負荷の大きさに応じて夫々の駆動
パルスを供給する様に構成したが２個のパルスの
どちらかで駆動するという方式より若干構成が複
雑になるものの一層低電化がはかれるという単純
な理由以外にモーターに要求される性能即ち、最
大出力は時計が遭遇するあらゆる条件を考慮して
モーターにとつて厳しい条件が全て同時に重さな
つたとした最悪条件ですら若干の余裕をもつこと
である。しかしながら現実的にはこの様な最悪条
件はめつたに起こるものではなく確率的にもわず
かである。従つて本発明では第１駆動パルスは時
計の最小限の作動に必要とする出力を得る程度の
パルスとし、第２駆動パルスではカレンダー機構
等、ローターに加わる負荷の一つだけに耐えられ
る程度の出力が得られるパルスとし、第３駆動パ
ルスは最悪条件に耐えられるパルスとすることに
より、殆んど大部分は第１駆動パルスと第２駆動
パルスで済み、２つ以上の負荷が同じに加わつた
ときで極くわずかである。従つてモーターを駆動
する消費電力は極く微小となるとともに駆動方式
としても最も合理的、効果的な駆動方式といえ
る。以上が本発明の構成であるが、次に本発明の
具体的実施例につき説明する。第９図は、本発明
になる時計の負荷検出回路及び駆動パルス制御回
路の一例である。第９図中２５は発振回路、２６
は分周回路であり、２８はモーター、２７は駆動
回路、２９はモーター負荷状態検出回路である。
以下、回路素子について順次説明していく。３９
のNAND GATE出力は無負荷状態のモーターを
駆動する際の第１駆動パルスを作る為のクロツク
であり、例えば１秒信号の立下りに対して５ｍ
sec遅れたクロツクパルスを発生する。この時デ
イレイフリツプフロツプ４２は、入力の１秒信号
を５ｍsec遅らせて出力する事になりゲート４６
の出力に５ｍsec幅の狭パルスが発生する。同様
にNAND GATZ４５の出力は第２駆動パルスを
作る為のクロツクであり、フリツプクロツク５０
の出力は例えば１秒信号に対して６ｍsec遅れた
クロツクパルスを発生し従つてゲード５１の出力
に６ｍsec幅のパルスを得る。これが第２駆動パ
ルスとする。フリツプフロツプ４４は、128Hzを
クロツク入力とするデイレイフリツプフロツプで
４４の出力は入力１秒信号に対し7.8ｍsec遅れ
る。従つて、ゲート４７の出力に7.8ｍsec幅のパ
ルスが得られ、大負荷時の第３駆動パルスとす
る。ゲート４０およびゲート５２は駆動パルス印
加後にローターの動作によつて生ずる電流波形の
極小部分が現われるまでの時間に対し、無負荷状
態と有負荷状態を判別するパルスを発生するた
め、クロツクであり、ゲート４０は第１駆動パル
ス、第２駆動パルス時の判定用、ゲート５２は第
２駆動パルス、第３駆動パルス時の判定用であ
る。そして４２と４４と同様の動作によつて４３
と４８および１０３と１０４の出力に判定基準パ
ルスを得る。

第１０図５８は、ゲート４６の出力第１駆動パ
ルスに相当し、５９はゲート４８出力の判定基準
パルスに相当する。ゲート４１は、補正パルス発
生回路であつて、パルス幅は7.8ｍsecの広パル
ス、発生位置は、ゲート４６或は４７のパルスに
対して、例えば30ｍsec遅れる。第１０図６６に
その例を示す。ゲート４１の入力端子５７は、後
述する補正信号であつて、該補正信号がHIGHに
なつた場合のみ４１の出力に補正パルスを発生
し、後段に供給する。ゲート３９，４０，４１，
４５，５２の入力信号は、前記パルスを得る為の
信号で、カウンタ２６の出力を適当に組み合せ
る。ゲート８９，４９は、上記パルスを駆動用イ
ンバータ１４，１５に対して分離、１秒おきに交
互に出力させる回路である。フリツプフロツプ１
０５，１０６はモーターに供給する駆動パルスを
選定するためのものでモーターが第１駆動パルス
で駆動されるとき、フリツププロツク１０５，１
０６の出力Ｑは共にLOWにありANDGATE１０
７，１０８の出力もLOW従つてGATE４７，５
１を閉じている。モーターにかかる負荷が増加し
第１駆動パルスで限界に近づくと補正駆動パルス
がゲート４１の出力に発せられるとこのフリツプ
１０５，１０６の出力Ｑは共にHighとなり、
ANDGATE１０７の出力がHigh、従つてゲート
５１を開き第２駆動パルスが供給される様にな
る。さらに負荷が増大し第２駆動パルスでの駆動
限界に近づくと、さらに補正駆動パルスがゲート
４１の出力に発せられ、フリツプフロツプ１０６
の出力ＱがLOWとなり、ANDGATE１０８の出
力がHigh、従つてゲート４７が開かれ第３駆動
パルスが供給される。なおモーターが第２駆動パ
ルスパルス又は第３駆動パルスで駆動されている
とき負荷が小さくなると後述の如く、ゲート１１
０の出力に信号が発せられフリツプフロツク１０
５，１０６の出力ＱをLOWに戻し第１駆動パル
スでの駆動に戻される。

次にブロツク２９は駆動パルス印加後のモータ
ーの動作状態よりモーター負荷を検出する回路で
あり、ゲート１０９は第１駆動パルス及び第２駆
動パルスで駆動時負荷が増加したかどうか判定す
るゲートであり、ゲート１１０は第２駆動パルス
及び第３駆動パルスで駆動時無負荷になつたかど
うかを判定するゲートである。以下先づ前者から
説明する。５３，５４は、トランスミツシヨンゲ
ートであつて、駆動用インバータ１４，１５の出
力を駆動信号に応じて交互に選択する。

５３，５４の出力は結合されてコンデンサを介
し、微分増幅器５５に入力される。５３，５４の
出力信号の内、無負荷状態の波形と有負荷状態の
波形をそれぞれ第１０図６０，６１に示す。微分
回路は、この場合ピーク検出器として動作し、微
分回路出力を更にインバータを通して得た信号
は、各ピークで反転する矩形波となり、６０に対
しては６２，６１に対しては６４の信号が得られ
る。６２及び６４の信号において、駆動パルス印
加後の立下り位置を検出する回路ゲート５６であ
つて出力信号として６３，６５を得る。この立下
り位置が前記判定基準パルス５９の内に含まれる
状態を無負荷状態と判定し、パルス５９の内に含
まれない場合を有負荷状態と判定する。６５は明
らかに有負荷状態と判定され５７はHIGHとな
る。この結果、波形６１の場合に対しては補正パ
ルス６６が引き続いて印加され、６６によつてロ
ーターの回転は完結する。但し、前述した如く６
６が印加される以前にローターの回転が完結して
いる場合も含まれる。補正パルス６６は前述の如
くフリツプクロツプ１０５，１０６の出力Ｑを
Highにして次の駆動から第２駆動パルスが供給
される。さらにこの第２駆動パルスで駆動中も上
と全く同様にしてゲート１０９により負荷が増大
したか否かの判定を行い増大した場合にはやは
り、ゲート４１より補正駆動パルスが発せられ、
次の駆動から第３駆動パルスで駆動されるように
なる。ところで第２駆動パルスで駆動中ゲート１
１０では無負荷になつたか否かの判定を行つてい
る。即ち、駆動パルス印加終了後の誘起電流波形
の最初の極小値がゲート５２で設定された時間内
に発生すれば、無負荷状態としてゲート１１０の
出力に信号が発せられ、フリツプフロツプ１０
５，１０６の出力をLOWにし、この次の駆動か
ら第１駆動パルスが供給される、これは第３駆動
パルスで駆動中においても全く同様に行われる。
但し第３駆動パルスで駆動中はゲート１０９は閉
じていて、従つて５７はLOW状態にあり、補正
駆動パルスは出力されない。これは第３駆動パル
スで駆動時はモーターは要求性能最大の出力トル
クがあるからである。なお本実施例では第１及び
第２駆動パルスで駆動中負荷が増大したか否かの
判定を共通のゲート１０９で行つたがこれは前述
の説明からも理解されると思うが負荷が増大して
きてその駆動パルス幅での駆動が限界に近づくと
誘起電流波形の極小値はずつと遅れる。これは駆
動パルス巾の広い、狭いにほゞ共通の現象である
ためである。また第２及び第３駆動パルスで駆動
中、無負荷になつたか否かの判定も共通のゲート
１１０で行つたが、これは本実施例のモーターの
性能がこれを許したものである。即ち第１１図に
本実施例のモーターの無負荷状態でパルス幅を変
化させて駆動電流波形及び誘起電流波形を実測し
て示したもので作動限界の狭いパルス幅１１１で
の駆動時を除きそれより長いパルス幅１１２，１
１３，１１４での駆動では、駆動後の誘起電流波
形の最初の極小値１１５がほゞ一値している。従
つて第２及び第３駆動パルスで駆動中の無負荷か
否かの判定は共通にできたのである。従つて本実
施例と異なるモーターに本発明を適用した場合、
この様な共通化ができない場合もあり得るので当
然この様な変更は本発明の範囲に含まれるもので
ある。尚第９図中に制御回路３０と、その制御回
路３０内に含まれる、波形成形回路３０ａ、判別
回路３０ｂ、選択回路３０ｃ、補正パルスを出力
する回路３０ｄを各々枠で囲んで示した。波形成
形回路３０ａは、５ｍsecの駆動パルスを成形す
るために用いられるGATE３９とフリツプフロ
ツプ４２、インバータ１２０、ゲート４６と、６
ｍsecの駆動パルスを成形するために用いられる
GATE４５、フリツプフロツプ５０、インバー
タ１２０、ゲート５１と、更に７、８ｍsecの駆
動パルスを成形するために用いられるフリツプフ
ロツプ４４、インバータ１２１、ゲート４７とか
ら構成されている。また判別回路３０ｂはフリツ
プフロツプ１０５と１０６及びANDGATE１０
７，１０８により構成される。波形成形回路３０
ａが形成する３種の駆動パルスから判別回路３０
ｂの出力に応じて１つの駆動パルスを選択する選
択回路３０ｃは、ゲート４６，５１，４７によつ
て構成される。更に補正信号を出力する回路３０
ｄは負荷検出回路２９の出力信号に応じて補正パ
ルス信号を発生するゲート４１と、その補正パル
ス信号を駆動回路２７に供給するゲート２００及
び２０２から構成される。ゲート２００と２０２
の各々は駆動パルス信号を供給するためのゲート
２０１と２０３と共通のゲート制御信号（1/2Hz）
を入力しているため、ゲート４１から出力される
補正パルス信号は検出直前の駆動パルスと同極性
でしかもその駆動パルスよりパルス幅が大きく実
効値の大きな駆動パルスとして供給される。尚制
御回路３０、負荷検出回路２９、駆動回路２７、
パルスモーター２８、発振回路２５、分周回路２
６は各々第７図に対応している。

ピーク検出回路としては、５５の微分増幅回路
の他に様々な方式が考えられる。第１９図は、遅
延回路を用いたピーク検出回路のブロツク図で、
図中５３，５４はトランスミツシヨンゲート、８
０は第９図５５に代る一般的な増幅器、８１は遅
延回路、８２は８０及び８１の出力を入力する比
較器である。増幅器８０の一例を第１４図又は第
１５図に示す。前述したモーター駆動検出波形２
３，２４等は実質的に電源レベル付近に発生する
数ｍＶ〜数10ｍＶ程度の信号である為、抵抗１６
６，６７で分圧し、増幅器の入力動作レベルに変
換してやる。端子６８には、第１７図７６の波形
が現われる。第１５図は、第１３図を改良した回
路であつて、抵抗６７の代りにMOSトランジス
タを挿入し、増幅器入力レベルが動作レベルにな
る様にトランジスタ６９のチヤンネルインピーダ
ンスを制御してやる帰還回路をもつ、ブロツク７
０は出力レベルを検出する回路である。第１６図
は遅延回路８１の簡単な実施例であつて、７１，
７３はトランスミツシヨンゲート、７２，７４は
負荷コンデンサである。この場合、端子６８の入
力信号７６の出力端子において７７の如く遅延す
る。第１８図は、この波形を模型的に表わしたも
ので入力信号７６はトランスミツシヨンゲート７
１によつてコンデンサ７２に伝えられ７２の端子
電圧波形は７９となる。更に、トランスミツシヨ
ンゲート７３によつて出力端子７５には、波形７
７が表われる。比較器８２は波形７６と７７が入
力される時、７８に示す矩形信号を出力する。

遅延回路としては第１６図が適しているが、他
に入力信号周波数が比較的低いため、バケツリレ
ー型データ転送素子等も適する。

本発明における負荷検出方式は時計体に加わる
磁界或は衝激等に対しても有効な動作をすること
が確められている。第２０図は直流磁界をパルス
モーターのコイル方向に加えた場合の検出電流波
形である。８３は外部磁界がモーター内コアに誘
起する磁場と駆動用磁場の方向が相反する場合で
あり、８４は両磁場が同方向にある場合である。
８３，８４において、波形８５，８６は外部磁場
が零にあり、ほぼ同一波形とみなせる。８７，８
８は外部磁界が40Gaussの時の波形である。波形
より８３の方向の動作は外部磁界が強くなる程動
作しにくくなり、負荷が大きくなつた場合の動作
と同一特性を示す。従つて本発明になる時計回路
にあつては外部磁界の影響に対しても有効な動作
を示し、実験的に外部磁界に対する強度が従来の
時計と何ら変らない事が確認されている。第２０
図８７の場合、波形の極小位置が判定基準パルス
以後に現われるため、８７′で示す補正信号が加
わつている。耐衝激性についても以上の説明から
本発明が有効な効果をもつものであることは極め
て容易に類推されよう。

以上本発明の実施例につき詳説したが、本発明
はここで述べた実施例に限定されるものではなく
種々の改良変更応用が可能である。例えば電気機
械変換機構はここで述べたパルスモーターに限定
されるものではない。モーター以外の変換機構で
もよいし、パルスモーターの内第１２図に示すパ
ルスモーターであつても全く同じ構成で実現でき
る。第１２図のパルスモーターは、ローター１０
０が永久磁石で作られ、ステーター１０１は第１
図と違つてギヤツプのない１体型であるとともに
ローターの静的位置を定めるためのノツチ１０
２，１０３が形成されている。１０４は駆動コイ
ルである。この様なパルスモーターは、ステータ
ー１０１が接続しているため、駆動後の誘起電流
は第１２図に示すように、第４図、第６図に比し
若干異なる。しかし、無負荷時の波形１０５，１
０５′負荷時の波形１０６，１０６′の関係は基本
的には同様であり、同じ方式で実現できることが
理解されよう。また駆動パルスの種類は３種類以
上であつても良いことは自明である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る電子腕時計のパルスモー
タの例を示す。第２図、第３図は従来の回路構成
を示す図、第４図は従来の時計におけるパルスモ
ータ駆動コイルの電流波形を示す図。第５図はパ
ルスモーターの駆動パルス幅に対する出力トルク
と消費電力の関係図である。第６図は従来の駆動
パルスよりも狭いパルス幅で、モーターを駆動し
た場合のコイル電流波形図である。第７図は本発
明になる時計の回路ブロツク図を表わす。第８図
は本発明になる回路によるモータ駆動パルスのタ
イムチヤート例を示す図である。第９図は第８図
のブロツク回路の一具体例を示す図。第１０図は
第９図における負荷検出部のタイムチヤート例を
示す図である。第１１図は駆動パルスを変化させ
たときの駆動電流波形及び誘起電流波形を示す。
第１２図は本発明に係る電子腕時計のパルスモー
タの例を示す。第１３図は第１１図のパルスモー
ターにおける狭パルス駆動時のコイル電流波形図
である。第１４図〜第１９図は第９図における負
荷検出部の別の例を示す図である。第２０図は本
発明になる電子腕時計に直流磁界を印加した場合
のコイル電流波形の変化を示す図。 ２５……発振回路、２６……分周回路、２７…
…駆動回路、２８……モータ、２９……モータ負
荷検出判定回路、３０……制御回路、３１〜３３
……狭パルス駆動信号、３４……補正信号、３５
……広パルス駆動信号、５９……負荷判定基準パ
ルス、６０……無負荷時検出信号、６１……有負
荷時検出信号。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 発振回路２５、前記発振回路の出力信号を分
   周する分周回路２６、前記分周回路の出力信号に
   より作動する駆動回路２７、前記駆動回路により
   駆動されるパルスモーター２８を有する電子時計
   において、前記パルスモーターのコイルに接続さ
   れ駆動信号印加後前記コイルに発生する誘起電圧
   を検出する負荷検出回路２９と、前記分周回路２
   ６と前記駆動回路２７の間に接続され前記負荷検
   出回路２９によつて制御される制御回路３０とを
   備えており、前記制御回路は、少なくとも３種の
   駆動信号を形成する波形成形回路３４ａと、前記
   負荷検出回路の出力に応じて前記少なくとも３種
   の駆動信号から次に出力される駆動信号の１つを
   判別する回路３０ｂと、前記判別回路３０ｂの出
   力に応じて前記少なくとも３種の駆動信号の１つ
   を選択する選択回路３０ｃと、前記負荷検出回路
   が重負荷を検出したとき検出直前の駆動信号と同
   極性で該駆動信号より実効値の大きな補正信号を
   出力する回路３０ｄを備えたことを特徴とする電
   子時計。