JPS6338671B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、電子時計に関し、特にその電気機械
変換機構の駆動回路に関する。本発明の目的はか
かる変換機構の低電力化をはかるとともに高信頼
化をも達成することにある。

水晶振動子を時間標準振動子としたいわゆる水
晶腕時計が実用化されて以来、その高精度、高信
頼性から広く普及するに至つた。その間、この水
晶腕時計の技術革新はめざましく、その消費電力
についても当初20数μW必要としたものが現在で
は5μW程度で実現できるようになつてきた。し
かしながら現状の消費電力5μWの内訳を見ると
水晶振動子の発振、分周等回路関係で1.5〜2μW、
電気機械交換機構で３〜3.5μWとかなりアンバラ
ンスが目立つ、即ち電気機械変換機構の消費電力
が全体の消費電力の６〜７割もしめているわけで
今後さらに低電力化を図つていくためにはこの電
気機械変換機構の低電力化が効果的でありそうで
ある。しかし現状の電気機械変換機構の変換効率
はかなり高くこれ以上の効率アツプはかなり困難
である。ただ従来の電気機械変換機構は、カレン
ダー機構の如き耐付加機構、温度、磁気等の耐環
境、振動衝撃等の耐外乱等の要求から最悪状態で
も充分に作動する様に設計されてきた。そのため
一定の駆動条件で一定負荷に耐える性能が変換機
構に要求されていたのであるが、実際に時計体が
この様な負荷状態にあるのは一日の内でも４〜５
時間程度で他の20時間は殆んど無負荷状態にあ
る。即ち、時計体が常に無負荷状態にあれば、変
換機構はそれ程大きな負荷に耐える様な設計をす
る必要がなく、その場合には消費電力もかなり低
減できるのであるが、時計は短時間ではあるが厳
しい環境になるので、これを保証するために大電
力を供給して大出力を得る変換機構を用いる必要
があつた。

本発明は、変換機構の駆動方式を負荷が小さい
ときには少ない電力で駆動し、負荷が大きいとき
は大電力で駆動することにより上述の不合理性を
改め、変換機構で消費する電力を大巾に低減する
ものである。しかもこの様な駆動方式を機械的接
点などを含まず信頼性のある全電子的な手段で構
成するとともに変換機構の種類、量産によるバラ
ツキ等にも対処できる安定な駆動を実現したもの
である。

以下、本発明につき説明するが、まづ電子腕時
計に用いられている電気機械変換機構の一例とし
てパルスモーター及びその作動、さらにこのパル
スモーターにもとづき、本発明の考え方を説明
し、続いて実施例につく詳説する。

第１図は、電子腕時計用パルスモーターの一例
であり、図において１は２極に着磁された永久磁
石製のローターで、このローター１をはさんでス
テータ２，３が対向して配置されているが、これ
らのステータ２，３はそれぞれコイル４を巻いた
継鉄５に接続して１組のステータを構成してい
る。ステーター２，３は、ローター１が一定方向
に回転できる様にローター１の中心に対しステー
ター２，３の円弧部２ａ，３ａを偏心させ、ロー
ター１の静止時の磁極（ＮおよびＳ）位置をステ
ーター２，３の一方にずらしている。この種のパ
ルスモーターは従来から実用化されており第２図
に示す様な回路ブロツクで駆動されていた。１０
は水晶振動子であり、発振回路１１により駆動さ
れ、その周波数は分周器１２により分周され、波
形整形器１３で適当な時間間隔で適当な時間隔の
180゜位相の異なる２つのパルスが成形される。

その一例として、2″毎7.8ｍsecのパルスを考え
以下これについて説明していく。このパルスを
CMOSインバーターで構成されるドライバー１
４，１５に入力し、その出力をコイル４の端子４
ａ，４ｂに供給する。第３図はこのドライバー部
の詳細図であり、一方のインバーター１４の入力
端子１６に１８なる信号を印加すると矢印１９で
示す様に電流が流れ、逆に他方のインバータ１５
の入力端子１７に同様の信号を印加すると矢印１
９と対称的なルートに電流が流れる。即ち両イン
バータの入力端子１６，１７に交互に信号を印加
することによりコイル４に流れる電流を交互に反
転させることができ、具体的には１秒毎に交互に
反転する7.8ｍsecの電流をコイル４に流すことが
できる。このような駆動回路により第１図のステ
ツプモーターのステーター２，３にはＮ極、Ｓ極
が交互に発生し、ローター１の磁極と反撥、吸引
によりローター１を180゜ずつ回転させることがで
きる。そしてこのローター１の回転は中間車６を
介して４番車７に伝達され、さらに３番車８、２
番車９、さらには図示しないが筒カナ、筒車、カ
レンダー機構に伝達され、時針、分針、秒針、カ
レンダー等からなる指示機構を作動させる。

第１図のパルスモーターは、原理的には以上の
説明の如く作動し、これを電子腕時計用の変換機
構として用いてきた。

第３図のドライブ回路において、端子１７にハ
イレベル信号を端子１６に信号１８を印加して矢
印１９の如く電流を流したときMOSトランジス
タ１５にはチヤネルインピーダンスによつて駆動
電流に基く電圧降下が生じ端子４ｂでこの電流に
相当する信号波形を検出することができる。その
電流波形は、例えば第４図の如くになる。第４図
で区間Ａは駆動区間でこの場合7.8ｍsec、この区
間Ａで流れる電流がモーター駆動で消費される電
流である。この区間Ａでの電流波形が図の如く複
雑な形状を示すのは、駆動回路によつて印加され
た電圧にもとづいて生ずる電流の他の駆動された
ローターの回転によつてコイルに、誘起電流が重
畳されるためである。区間Ｂは、駆動パルス印加
後の区間で、ローターは慣性による回転と安定位
置に停止する迄の振動を行う、このときこの区間
は第３図の駆動用インバータ１４，１５のＰチヤ
ンネルMOSトランジスタがONになつているた
めコイル４とこのトランジスタとのループで前記
ローターの動きに応じたコイル４への誘起電流が
流れる。第４図の区間Ｂの波形が脈動しているの
はこのためである。従つてこの駆動電流波形、及
び駆動後の誘起電流波形の形状とローターの回転
位置とはほぼ対応をつけることができる。

さて、第４図の波形２０と波形２０′は、一通
の波形であり、これはローターへの負荷が非常に
少ない場合である。波形２２と波形２２′も一連
の波形であつて、この場合ローターへの負荷が大
きく、ローターの作動限界に近い状態であり、波
形２１、波形２１′は許容最大負荷の約1/2の負荷
をかけた場合である。この様に負荷を変化させた
ときの電流波形をよく観察すると、負荷が大きく
なるに従つて波形が右へ延びていくことがわか
る。

これは負荷の増大に従つてローターの回転が遅
くなるためであり、安定位置に停止するまでのロ
ーター振動周波数が低く、且つ振幅が小さくなる
事を実験的に確めている。この現象を逆に考える
と、ローターへの負荷が常に、無負荷状態にある
ならば、駆動パルス幅は7.8ｍsecよりもつと短い
パルス幅で駆動できると理解される。事実パルス
幅を短くしても、モーターは作動し、出力トルク
は減少する。この状況を第５図に示す。第５図
は、駆動パルス幅を変化させたときの出力トルク
特性Ｔと消費電力特性Ｉを表わしたものである。
前述の駆動パルス幅7.8ｍsecは、この図でP₂に相
当する。即ちパルス幅P₂で出力トルクはT₂であ
り、消費電力はI₂である。この出力トルクT₂は前
述の様に時計体の遭遇する負荷に充分耐えられる
様に設定される。ところがローターにかかる負荷
が小さいか無視できる程度であればもつと出力ト
ルクは小さくてよく、駆動パルス幅も短くでき、
従つて消費電力も少なくできる。例えば、P₁の
パルス幅で駆動すれば、出力トルクT₁で消費電
力もI₁で済む、本発明はこの点に着目し、ロータ
ーにかかる負荷を検出することにより、無負荷時
もしくは負荷が小さいときは狭いパルス幅で駆動
し、大きい負荷がかかつたときには広いパルス幅
で駆動しようとするもので合理的で低電力化を図
るものである。前にも述べたように無負荷状態に
ある方が圧倒的に多いので低電力化の効果は非常
に大きい。例えば、第５図の如く無負荷時（20時
間）はP₁のパルス幅で負荷時（４時間）はP₂の
パルス幅で駆動し、I₁／I₂＝1/2であるとすると、
平均消費電力は、 Ｉ＝I₁×20＋I₂×４／24＝14／24I₂≒0.58I₂ となり、常時P₂のパルス幅で駆動した従来の方
式に比し、60％以下の電力で済み大幅な低電力化
がはかれる。

ところで今、上で「負荷を検出して……」と簡
単に述べたが、この負荷の検出方法が本発明の大
きなポイントであることは云う迄もない。

次にこの負荷の検出方法について述べる。第４
図のコイルに流れる電流波形を見ると、負荷の増
大とともに、この電流波形が変化することがわか
る。即ち、駆動区間Ａでは極大、極小になる位置
が負荷の増大とともに右へシフトしている。この
点に着目して負荷の大きさを知ることができる
が、この波形の変化量は極めて少なく量産のバラ
ツキを吸収することがむずかしく、又、極めて微
妙な制御をしなければならない。

そこで本発明は、駆動パルス印加後の区間Ｂに
着目した。この区間Ｂにおいても負荷の増大につ
れて、例えば最初に極小値をとる点は右へシフト
している。しかも区間Ａの波形の変化量に比し、
数倍の変化量が得られる。従つて、この区間Ｂに
おける誘起電流波形によつて負荷の大小を検出す
ることは、上述の区間Ａに比し容易で、信頼性も
高くなる。この現象は、駆動パルス幅を短くした
ときも同様で、第６図にその状況を示す、この第
６図に示した駆動は第４図に比し、駆動パルス幅
が狭いため小さな負荷に耐えるのみであるが無負
荷時の駆動電流波形２３、同じく駆動後の誘起電
流波形２３′と作動限界負荷時の駆動電流波形２
４、同じく駆動後の誘起電流波形２４′との関係
は、第４図と同様である。負荷の検出は上述の方
法で行うが、本発明の構成は通常モーターへは無
負荷時を想定した狭い駆動パルスで駆動し、常に
駆動後の誘起電流波形で負荷の大きさを検出し、
負荷が小さいときは、始めの狭い駆動パルス幅で
の駆動を継続する。負荷が増加してきて、狭い駆
動パルス幅での駆動の限界に近づいてきた場合、
次の駆動から一定時間広い駆動パルス幅で駆動
し、その後、当初の狭い駆動パルス幅での駆動に
もどす。

本発明は概略この様な構成であるが第７図のブ
ロツク図によりさらに詳説する。

第７図は、本発明の構成を示すブロツク図であ
り、２５は時間標準振動子、２６は発振回路、分
周回路等を含む回路、２７はパルスモーター駆動
回路、２８はパルスモーターでここまでの構成は
従来の電子腕時計と同じである、２９は負荷検出
回路で第４図、第６図で説明した様に駆動パルス
印加後の誘起電流波形により負荷を検出する、３
０は制御回路で負荷検出回路２９で検出した負荷
の状態に応じてパルスモーター２８の駆動を制御
する回路で、通常無負荷時は狭い駆動パルスを負
荷時には広い駆動パルスを供給するように制御す
る。この制御方式を第８図につき説明する。第８
図は駆動パルスの状態を示したもので、先のパル
スモーターの項で述べたように供給されるこの状
態をパルス３１，３２の様に示した。パルス３
１，３２は無負荷状態の狭いパルス幅である。パ
ルス３１，３２を印加後、第７図の検出回路が負
荷状態を検出するが、無負荷又は小さな負荷状態
である。即ちパルス３１後の負荷検出は無負荷と
判定したので、次のパルス３２は狭いパルス幅と
なり、パルス３２後の負荷検出も無負荷と判定し
たので次のパルス３３も狭いパルス幅となる。そ
してパルス３３後の負荷検出では、有負荷状態と
判定した。この場合パルス３３後、数10ｍsec後
に、広いパルス幅の第２の駆動パルス３４がパル
ス３３と同じ極性（即ち同じ電流方向）で印加さ
れる。その後の一定パルス数については広いパル
ス幅のパルス３５，３６が印加され、その後再び
始めの狭いパルス幅のパルス３７，３８……が印
加される。ここで１秒周期のパルス３１，３２，
３３，３５等は通常駆動用の駆動信号であり、パ
ルス３４は後述する補正パルスとなる補正信号で
ある。パルス３３とパルス３４の関係を説明する
と、パルス３３の駆動で負荷が大きいことを検出
すると数10ｍsec後に広いパルス幅のパルス３４
が印加される。これはパルス３３後の負荷検出で
負荷が大きいと判定するが、このときローターが
作動したかどうかの判定はむずかしい、というの
は第６図の誘起電流波形は負荷の増加とともに右
へシフトするとともに減衰する。そしてローター
が作動しなかつたときは、誘起電流が出ないので
あるが負荷が限界に近いときローターがやつと作
動する状態との区別がつきにくい。負荷が徐々に
増加する場合は、負荷が大きいと判定してもその
ときのパルス３３ではローターは作動している
し、負荷が急激で狭いパルス幅では駆動できない
大きさになるとパルス３３ではローターは作動し
ない。この両者の判別するのは困難である。そこ
でパルス印加後の負荷の検出は多少余裕をもつよ
うに設定するのが簡単である。本構成では、パル
ス３４を印加する、パルス３３でローターが作動
したときは、パルス３４はパルス３３と同方向の
パルスであるため、このパルス３４は逆相のパル
スになり、ローターは回転しない。又、パルス３
３でローターが作動しなかつたときはパルス３４
で駆動される、このとき数10ｍsec遅れてロータ
ーが駆動されることになるがこれが秒針の作動と
して目に判別されることはなく、これを原因とし
た見苦しさを心配する必要は全くない。次に負荷
の検出後、広いパルス幅のパルス３５，３６を一
定パルス数継続させる構成にした理由は、ロータ
ーにかかる負荷として最も大きいのは、カレンダ
ー機構であつて、これは３〜４時間継続するので
直ちに狭いパルス幅に戻すとまた負荷状態と判断
し、これを繰り返すと作動毎に２つのパルスを供
給することになり、消費電力が増大し、低電力化
の意義がなくなる。又、ローターにかかる負荷は
カレンダー機構だけでなく、磁場、低温、外乱等
の単発的な負荷もある。この様な場合には、広い
パルス幅の継続パルス数はなるべく少ない方が望
ましい。この様な現象を考慮して、継続パルス数
は数10秒〜数10分に設定することが望ましい。以
上が、本発明の構成であるが、次に本発明の具体
的実施例につき説明する。第９図は、本発明にな
る時計の負荷検出回路及び駆動パルス制御回路の
一例である。第９図中２５は発振回路、６は分周
回路であり、２８はモーター及び２７は駆動回
路、２９はモーター負荷状態検出回路であり、３
０は制御回路で各々第７図のブロツクと対応して
いる。以下、回路素子について順次説明してい
く。３９のNAND GATE出力は無負荷状態のモ
ーターを駆動する際の狭いパルスを作る為のクロ
ツクであり、例えば１秒信号の立下りに対して５
ｍsec遅れたクロツクパルスを発生する。この時
デイレイフリツプフロツプ４２は、入力の１秒信
号を５ｍsec遅らせて出力する事になり、ゲート
４６の出力に５ｍsec幅の狭パルスが発生する。
フリツプフロツプ４４は、128Hzをクロツク入力
とするデイレイフリツプフロツプで４４の出力は
入力１秒信号に対し7.8ｍsec遅れる。従つて、ゲ
ート４７の出力に7.8ｍsec幅のパルスが得られ、
これを有負荷時の駆動用広パルスとする。ゲート
４０は、駆動パルス印加直後にローター動作によ
つて生ずる電流波形の極小部分が現われるまでの
時間に対し、無負荷状態と有負荷状態を判別する
パルスを発生する為のクロツクであり、４２，４
４と同様の動作によつて４３と４８の出力に判定
規準パルスを得る。

第１０図５８は、ゲート４６の出力狭パルスに
相当し、５９はゲート４８出力の判定基準パルス
に相当する。ゲート４１は、補正パルス発生回路
であつて、パルス幅は7.8ｍsecの広パルス、発生
位置は、ゲート４６或は４７のパルスに対して、
例えば30ｍsec遅れる。第１０図６６にその例を
示す。ゲート４１の入力端子５７は、後述する補
正信号であつて、該補正信号がHIGHになつた場
合のみ４１の出力に補正パルスを発生し、後段に
供給する。ゲート３９，４０，４１の入力信号
は、前記パルスを得る為の信号で、カウンタ２６
の出力も適当に組み合せる。ゲート９０，４９
は、上記パルスを駆動用インバータ１４，１５に
対して分離、１秒おきに交互に出力させる回路で
ある。ゲート５０は、カウンタ５２が零の状態に
おいて補正パルスが４１の出力端子に発せられた
場合に、カウンタ５２にカウント入力を一発送り
込むものである。５２がカウントを始めると、以
後カウンタ５２の出力がすべて零に戻るまでゲー
ト５０はOFF状態となる。ゲート５０の出力に
よつて５２が、カウント状態に入ると５１のゲー
トが開き以後５２の出力がすべて零になるまで２
秒信号をカウント信号として５２に送り続ける。
カウンタ５２は、前述した如く、数10秒〜数10分
の間で適当に設定されており、モーターが有負荷
状態にある事を検出してから、上記時間幅だけ広
パルス駆動信号を出力し続ける為のタイマーとな
る。４７は、カウンタ５２の出力を、ゲート入力
としており、５２がカウント状態にある間、広パ
ルスを後段に出力するものである。第９図ブロツ
ク２９は、駆動パルス印加後のモーターの動作状
態よりモーター負荷を検出する回路の一例であ
る。５３，５４は、トランスミツシヨンゲートで
あつて、駆動用インバータ１４，１５の出力を駆
動信号に応じて交互に選択する。

５３，５４の出力は結合されてコンデンサを介
し、微分増幅器５５に入力される。５３，５４の
出力信号の内、無負荷状態の波形と有負荷状態の
波形をそれぞれ第１０図６０，６１に示す。微分
回路は、この場合ピーク検出器として動作し、微
分回路出力を更にインバータを通して得た信号
は、各ピークで反転する矩形波となり、６０に対
しては６２，６１に対しては６４の信号が得られ
る。６２及び６４の信号において、駆動パルス印
加後の立下り位置を検出する回路がゲート５６で
あつて出力信号として６３，６５を得る。この立
下り位置が前記判定基準パルス５９の内に含まれ
る状態を無負荷状態と判定し、パルス５９の内に
含まれない場合を有負荷状態と判定する。１５は
明らかに有負荷状態と判定され５７はHIGHとな
る、この結果、波形（１の場合に対しては、補正
パルス６６が引さ続いて印加され、６６によつて
ローターの回転は完結する。但し、前述した如く
６６が印加される以前にローターの回転が完結し
ている場合も含まれる。補正パルス６６は、ま
た、ゲート５０を介してカウンタ５２に入力さ
れ、５１のゲートをON状態にして５２をカウン
ト状態にする。以後、一定時間ゲート４７をON
状態に保ち広パルス駆動信号を供給し続ける。広
パルスが供給されている間、５７はLOW状態に
あり、補正パルスは出力されない。これは、広パ
ルス駆動時では、モーターは充分は出力トルクが
あるものと考えられるからである。

第９図５５の具体的回路を第１１図、１２図に
示す。図中７２は微分コンデンサ、７０，７１は
それぞれＰチヤネル、Ｎチヤネルトランジスタで
合わせて相補型MOSインバータを構成し、帰還
抵抗及び入力コンデンサ７２によつて微分回路と
なる。第１１図の微分回路は、入力信号が零の状
態においてほぼ−1/2Vssにバイアスされている。
この時トランジスタ７０，７１は、ゲート電圧に
応じたバイアス電流を通し、チヤンネルのインピ
ーダンスに基いて電圧降下が生ずる。従つて、第
１１図にあつてはローターの回転状態を検出する
期間は勿論、非検出時においてもバイアスの為の
電流が流れ、時計の低消費電力化に反するものと
なる。第１２図は、第１１図のインバータに対し
スイツチ用トランジスタ７８を挿入したもので、
本発明にあつては、非検出時にトランジスタ７８
をoff状態にして無用なバイアス電流を遮断して
いる。通常のパルス駆動型腕時計用ローターにあ
つては、駆動に係るローターの回転及び振動減衰
に要する時間は10ｍsec程度から30ｍsec程度であ
る。従つて、１秒間隔で秒針等を駆動する時計に
おいては970〜990ｍsecの間トランジスタ７８を
OFF状態にし、駆動に係る10〜30ｍsecの間だけ
ONにして検出機能を持たせれば平均バイアス電
流は第１１図の回路に対して、30分の１から100
分の１まで減少できる事になる。第１２図におい
て、トランジスタ７８は、７１，７５，７７の各
トランジスタのソースを共通にドレイン入力とし
ているが、これは各インバータ増幅器のバイアス
電流遮断を１個のトランジスタで済ませるだけで
なく、各増幅段のバイアスレベルを一致させる事
をも目的としている。仮にスイツチトランジスタ
７８を７０及び７１に対してのみ接続した場合、
７８のチヤンネルインピーダースに基く電圧降下
が生じ、７０及び７１で構成するインバータ増幅
器の出力バイアスレベルは、次段のバイアスレベ
ルよりもトランジスタ７８のチヤンネル電圧降下
分だけ高くなり、検出誤差の生ずる原因となる。
第１３図は、ピーク検出回路における信号の１例
である。８０はコンデンサ７２の入力信号８１は
微分回路出力、即ち７３における信号であり、８
２は８１を更にインバータを通して得られた信号
である。仮にトランジスタ７８が７０及び７１に
対してのみ直列に接続され、次段の７４，７５に
対してトランジスタ７８が接続されずに７５のソ
ースが直接Vssに短絡されている場合は序段のイ
ンバータ７０，７１と次段のインバータ７４，７
５のバイアスレベルには、第１３図８３及び８４
に示される如く差異が生ずる。この結果、次段イ
ンバータ出力としては、破線８５の波形が検出さ
れる。波形８５の反転位置は入力信号８０のピー
ク位置と一致しない。第１２図の如くトランジス
タ７８が各インバータに共通に接続されている場
合は両者のバイアスレベルは一致し、次段インバ
ータの出力として波形８２が得られる。８２の反
転位置は入力信号８０のピーク位置に対応してい
る。第１４図は序段微分増幅器の帰還抵抗と並列
にスイツチを挿入した回路である。本発明になる
第１２図の回路においてトランジスタ７８をoff
状態にしておくとき、７８のドレイン側に接続さ
れた回路はすべてVssから遮断される為、GND
と同レベル又はGNDレベルに近い値になる。従
つて、トランジスタ７０及び７１のゲート側も
又、GNDレベルにまで上昇し、検出時のバイア
スレベルよりも高くなる。トランジスタ７８を上
記off状態から検出の為にON状態に移行すると、
７０及び７１のゲート及びドレイン電位がバイア
スレベルまで降下する。この時ゲート側には入力
コンデンサ７２が接続されており、コンデンサ７
２の蓄積電荷は帰還抵抗を介して放電される。従
つて、７０及び７１のゲート電位がバイアスレベ
ルに安定するまでの時間は、コンデンサ及び帰還
抵抗のCR積によつて決まる。第１４図はバイア
スレベル安定化時間を短絡する為に帰還抵抗と並
列にスイツチ８６を挿入したもので、コンデンサ
蓄積電荷はスイツチ８６を介して、瞬時に放出さ
れることになる。８６は、信号検出に先立つて検
出回路のバイアスレベルを安定化させるまでの短
時間ON状態にし、以後検出に係る時間帯は開放
にしておけばよい。第１５図は、スイツチ８６の
具体的な回路の一例であつて、相補型のMOSト
ランジスタをそれぞれドレイン・ソースを接続し
て入力、出力端子としたもので、双方向性スイツ
チとして動作する。

以上の如く本発明によれば通常駆動信号印加後
所定時間経過したときに負荷検出回路を作動する
ための電源を遮断するスイツチを設けたことによ
り、負荷検出手段で必要以上の余分な消費電力を
必要とせず、又もともと駆動力を大きく設定して
ある補正信号に対して負荷検出動作をする無駄も
防いで低消費電力化を図つたものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る電子腕時計のパルスモー
タの例を示す。第２図、第３図は従来の回路構成
を示し、第４図は従来の時計におけるパルスモー
タ駆動コイルの電流波形を示す。第５図はパルス
モーターの駆動パルス幅に対する出力トルクと消
費電力の関係図である。第６図は従来の駆動パル
スよりも狭いパルス幅で、モーターと駆動した場
合のコイル電流波形である。第７図は本発明にな
る時計の回路ブロツクを表わす。第８図は本発明
になる回路によるモータ駆動パルスのタイムチヤ
ート例である。第９図は第８図のブロツク回路の
一具体例。第１０図は第９図における負荷検出部
のタイムチヤート例である。第１１，１２，１
４，１５図は、本発明に係る検出回路の一例であ
る。第１３図は信号波形例である。 ２５：発振回路、２６：分周回路、２７：駆動
回路、２８：モータ、２９：モータ負荷検出判定
回路、３０：制御回路、３１〜３３：狭パルス駆
動信号、３４：補正信号、３５：広パルス駆動信
号、５９：負荷判定基準パルス、６０：無負荷時
検出信号、６１：有負荷時検出信号。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 発振回路２５、前記発振回路の出力信号を分
   周する分周回路２６、前記分周回路の出力信号に
   より作動する駆動回路２７、前記駆動回路により
   駆動されるステツプモーター２８、及び前記ステ
   ツプモーターにより駆動される輪列を有する電子
   時計において、コイル端に接続され駆動信号印加
   後にローターの振動に応じて前記コイルに発生す
   る誘起電圧を検出する負荷検出回路２９、前記分
   周回路と前記駆動回路の間に接続され、通常駆動
   用の駆動信号を形成し、前記負荷検出回路が重負
   荷を検出したとき検出直前の前記駆動信号と同極
   性で前記駆動信号より駆動力の大きな補正信号を
   出力する制御回路３０とを備えており、前記負荷
   検出回路は前記駆動信号と前記補正信号との間に
   設けられ前記分周回路からの出力信号５９によつ
   て決められる負荷検出期間が経過したとき前記負
   荷検出回路に検出のために供給されている電源を
   遮断するスイツチ７８を備えたことを特徴とする
   電子時計。