JPS61269525A - 電流切換型論理回路 - Google Patents
電流切換型論理回路Info
- Publication number
- JPS61269525A JPS61269525A JP11160985A JP11160985A JPS61269525A JP S61269525 A JPS61269525 A JP S61269525A JP 11160985 A JP11160985 A JP 11160985A JP 11160985 A JP11160985 A JP 11160985A JP S61269525 A JPS61269525 A JP S61269525A
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- JP
- Japan
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- circuit
- constant current
- current source
- differential circuit
- differential
- Prior art date
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- Pending
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/02—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components
- H03K19/08—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components using semiconductor devices
- H03K19/082—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components using semiconductor devices using bipolar transistors
- H03K19/086—Emitter coupled logic
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、相互に接続されたエミッタが抵抗を介して電
圧源に接続された差動回路による電流切換型論理回路に
関する。
圧源に接続された差動回路による電流切換型論理回路に
関する。
従来電流切仰型論理回路としては、第３図（ａ）に示す
定電流源を用いたものと、同図ｆｂｌに示す抵抗を用い
たものが知られている。この内、定電流源を用いたもの
は、回路の動作電流■。８が定電流回路により設定され
る為安定で、又、電流源駆動用電圧Ｖ。８を適当に制御
する事により論理振幅を電源電圧Ｖ□や温度の変化に対
し常に一定に保持し得るなど有利な点が多く、現在広く
用いられている。しかしながら当該回路では電流スイッ
チのエミッタ接続点と、電源との間の電位差をトランジ
スタと抵抗による定電流回路を正常動作さきせるに充分
な値に保つ必要があシ、従って電流スイッチが大振幅動
作をして、電流スイッチ用トランジスタのコレクタ電圧
が低下した場合など当該トランジスタのコレクタ＝エミ
ッタ間電位差が著しく低下し、動作不全を招く恐れがあ
る。
定電流源を用いたものと、同図ｆｂｌに示す抵抗を用い
たものが知られている。この内、定電流源を用いたもの
は、回路の動作電流■。８が定電流回路により設定され
る為安定で、又、電流源駆動用電圧Ｖ。８を適当に制御
する事により論理振幅を電源電圧Ｖ□や温度の変化に対
し常に一定に保持し得るなど有利な点が多く、現在広く
用いられている。しかしながら当該回路では電流スイッ
チのエミッタ接続点と、電源との間の電位差をトランジ
スタと抵抗による定電流回路を正常動作さきせるに充分
な値に保つ必要があシ、従って電流スイッチが大振幅動
作をして、電流スイッチ用トランジスタのコレクタ電圧
が低下した場合など当該トランジスタのコレクタ＝エミ
ッタ間電位差が著しく低下し、動作不全を招く恐れがあ
る。
一方、第３図（ｂｌに示した抵抗Ｒ１３”用いた回路で
は、電流スイッチトランジスタのエミッタと電源との間
の電位差（Ｖ、−ＶＢ、）は、理論上限シなくＯに近く
なっても当該抵抗の抵抗値を小さくすれば ■０８”（
ＶＢ−■ＢＢ）／ ＲＥ３ で示される回路電流Ｉ。８
を得る事ができる為、前記定電流源を伴う場合より、同
じ電源電圧下で、より大振幅動作を可能とする。しかし
ながら、抵抗を用いた回路では回路電流■。８が上式の
様に電流スイッチトランジスタのエミッタ電圧と電源電
圧との電位差で決る為に電源電圧■□の変動や、温度変
動による上記エミッタ電圧■。の変化に対し回路室ｆｉ
Ｉ（Ｂ３が容易に変動し、即ち論理振幅が不安定となり
動作安定上不利である。
は、電流スイッチトランジスタのエミッタと電源との間
の電位差（Ｖ、−ＶＢ、）は、理論上限シなくＯに近く
なっても当該抵抗の抵抗値を小さくすれば ■０８”（
ＶＢ−■ＢＢ）／ ＲＥ３ で示される回路電流Ｉ。８
を得る事ができる為、前記定電流源を伴う場合より、同
じ電源電圧下で、より大振幅動作を可能とする。しかし
ながら、抵抗を用いた回路では回路電流■。８が上式の
様に電流スイッチトランジスタのエミッタ電圧と電源電
圧との電位差で決る為に電源電圧■□の変動や、温度変
動による上記エミッタ電圧■。の変化に対し回路室ｆｉ
Ｉ（Ｂ３が容易に変動し、即ち論理振幅が不安定となり
動作安定上不利である。
〔発明が解決しようとする問題点３
以上の様に、従来の電流切換型論理回路で、定電流源を
用いたものでは大振幅動作時に動作不全となる可能性が
あり、一方抵抗を用いたものでは論理振幅が不安定とな
る欠点を、各々有している。
用いたものでは大振幅動作時に動作不全となる可能性が
あり、一方抵抗を用いたものでは論理振幅が不安定とな
る欠点を、各々有している。
本発明の目的は従来回路の上記欠点を補完し、大振幅動
作が可能で、かつ論理振幅が常に安定な電流切換型論理
回路を提供する事にある。
作が可能で、かつ論理振幅が常に安定な電流切換型論理
回路を提供する事にある。
前記目的を達成する為本発明による電流切換型論理回路
は、相互に接続されたエミッタが第一の定電流源に接続
され、また第一の抵抗とトランジスタのコレクタ＝エミ
ッタを直列に接続した負荷回路を伴うエミッタ７オロア
を出力回路とする第一の差動回路と、第二の抵抗と三個
又は四個のダイオードを直列に接続し該ダイオード列と
並列に第二の定電流源全接続した電圧発生回路とを有し
、相互に接続されたエミッタが第二の抵抗に接続された
第二〇差動回路の入力端子を、前記トランジスタのコレ
クタに接続する構成をとる。父上記トランジスタのコレ
クタと、上記第二の差動回路の入力端子との間に第二の
エミツタ７オロア回路を挿入する構成ヶとる。即ち、定
電流源により安定した論理振幅を得る第一の差動回路と
、抵抗を用いた大振幅動作可能な第二の差動回路とを、
抵抗。
は、相互に接続されたエミッタが第一の定電流源に接続
され、また第一の抵抗とトランジスタのコレクタ＝エミ
ッタを直列に接続した負荷回路を伴うエミッタ７オロア
を出力回路とする第一の差動回路と、第二の抵抗と三個
又は四個のダイオードを直列に接続し該ダイオード列と
並列に第二の定電流源全接続した電圧発生回路とを有し
、相互に接続されたエミッタが第二の抵抗に接続された
第二〇差動回路の入力端子を、前記トランジスタのコレ
クタに接続する構成をとる。父上記トランジスタのコレ
クタと、上記第二の差動回路の入力端子との間に第二の
エミツタ７オロア回路を挿入する構成ヶとる。即ち、定
電流源により安定した論理振幅を得る第一の差動回路と
、抵抗を用いた大振幅動作可能な第二の差動回路とを、
抵抗。
ダイオード及び第二の定電流源による電圧発生回路によ
り制御されるエミッタ２オロアを介して相互に接続する
事で当該第二の差動回路の論理振幅を安定化する事を特
徴とする。
り制御されるエミッタ２オロアを介して相互に接続する
事で当該第二の差動回路の論理振幅を安定化する事を特
徴とする。
第一図は本発明の一実施例を示す回路接続図で、破線で
囲まれた各部分の内、Ａは第一の差動回路、Ｂは抵抗、
トランジスタによる負荷回路を有するエミツタ７オロア
出力回路、Ｃは直列ダイオードと第二の定電流源による
電圧発生回路、Ｄは第二の差動回路である。
囲まれた各部分の内、Ａは第一の差動回路、Ｂは抵抗、
トランジスタによる負荷回路を有するエミツタ７オロア
出力回路、Ｃは直列ダイオードと第二の定電流源による
電圧発生回路、Ｄは第二の差動回路である。
同図を用いて本発明による電流切換型論理回路の動作Ｉ
ｔ ’ｔｉＱ明する。まず第一の差動回路Ａの高電位側
出力電圧はＯｌ一方低電位側出力電圧を一■１とする。
ｔ ’ｔｉＱ明する。まず第一の差動回路Ａの高電位側
出力電圧はＯｌ一方低電位側出力電圧を一■１とする。
（因に■、はトラレジスタＱ３と抵抗ＲＢ□による定電
流源電流値をＩｏとすると、■＝■ΦＯ ＲＬ□・・・・・・■である。） 又、エミツタ７オロア回路Ｂの各トランジスタを流れる
電流は、トランジスタＱ６．Ｑ７と、電圧発生回路Ｒ内
のダイオードＤ２とがカレントミラー回路になっている
為、ダイオード列Ｄ１〜Ｄ３に流れる電ｆｆｉ”ｄと等
しい。従って、トランジスタＱｓ 、 Ｑ７ のコレ
クタ電圧は、高電位側 Ｖ。Ｈ＝ ０−ＶＦ−１ｄＲ
ｌ・・・・・・・・■ 低電位側 ■。Ｌ＝−■Ｌ−■Ｉ−■ｄ馬となる。（
但し、ＶＦはトランジスタのベース−エミッタ順方同電
圧） ここでダイオード電流■、は、トランジスタＱ８と抵抗
Ｒ８゜による第二の定電流源電流値を工１とすると、 一■。＝−（Ｉｌ＋Ｉａ）鳥−２Ｖ９だから、となる。
流源電流値をＩｏとすると、■＝■ΦＯ ＲＬ□・・・・・・■である。） 又、エミツタ７オロア回路Ｂの各トランジスタを流れる
電流は、トランジスタＱ６．Ｑ７と、電圧発生回路Ｒ内
のダイオードＤ２とがカレントミラー回路になっている
為、ダイオード列Ｄ１〜Ｄ３に流れる電ｆｆｉ”ｄと等
しい。従って、トランジスタＱｓ 、 Ｑ７ のコレ
クタ電圧は、高電位側 Ｖ。Ｈ＝ ０−ＶＦ−１ｄＲ
ｌ・・・・・・・・■ 低電位側 ■。Ｌ＝−■Ｌ−■Ｉ−■ｄ馬となる。（
但し、ＶＦはトランジスタのベース−エミッタ順方同電
圧） ここでダイオード電流■、は、トランジスタＱ８と抵抗
Ｒ８゜による第二の定電流源電流値を工１とすると、 一■。＝−（Ｉｌ＋Ｉａ）鳥−２Ｖ９だから、となる。
（但しＶＤ はダイオードの順方同電圧）■、■式より
、 ■式は即ちトランジスタＱｓ ＊ Ｑｔｏ による
第二の差動回路の入力電圧である。−力、第二の差動回
路の回路電流■２は、高レベルの入力している側のトラ
ンジスタのエミッタ電位と電源電圧Ｖ０との差で決まり
、■式の高電位側電圧■。Ｈを用１０１００９１０．■ ■、■式より 上式でｖ、； ｖ、ｎｌ：Ｒ，とすると、即ち０式よシ
、第二の差動回路の回路電流は定電流源であるＩ！なる
電流値のＲ１１／ＲＢ３倍になる０ ここで定電流工１は、第一の差動回路に於ける第一の定
電流源Ｉ０と同様に電源電圧、温度の変化に対し適当に
制御し得るものであり、一方抵抗比Ｒ１・／ Ｒｎａは
、両抵抗が同一材料、形状でかつ熱的に同一の環境にあ
るとすれば（例えば半導体集積回路内の抵抗）電源電圧
、温度の変化更には抵抗絶対値のバラツキに対し常に一
定値を得る事ができるものである。従って、第二の差動
回路の回路電流は電源電圧、温度の変化に対し、定電流
源を用いた差動回路と全く同等の安定度を得る事ができ
る。因に、第一の差動回路の定電流源Ｉ０と、電圧発生
回路の定電流源■１との比をｎ（＝定電流源に用いられ
る抵抗ＲＢ１Ｂ、、□の抵抗比に等しい）とすると、 ■、■式より 又、第二〇差動回路の論理振幅 ＶＬ’ 法Ｖ１’＝Ｉ
２−ＲＬ２ だから、 ■式より、第二の差動回路の論理振幅■、は、第一〇差
動回路の論理振幅■１に対し抵抗比のみで決まる比で
されるから、第二〇差動回路は、定電流源を用いた第
一の差動回路と同等の振幅安定度を有するのは明らかで
ある。
、 ■式は即ちトランジスタＱｓ ＊ Ｑｔｏ による
第二の差動回路の入力電圧である。−力、第二の差動回
路の回路電流■２は、高レベルの入力している側のトラ
ンジスタのエミッタ電位と電源電圧Ｖ０との差で決まり
、■式の高電位側電圧■。Ｈを用１０１００９１０．■ ■、■式より 上式でｖ、； ｖ、ｎｌ：Ｒ，とすると、即ち０式よシ
、第二の差動回路の回路電流は定電流源であるＩ！なる
電流値のＲ１１／ＲＢ３倍になる０ ここで定電流工１は、第一の差動回路に於ける第一の定
電流源Ｉ０と同様に電源電圧、温度の変化に対し適当に
制御し得るものであり、一方抵抗比Ｒ１・／ Ｒｎａは
、両抵抗が同一材料、形状でかつ熱的に同一の環境にあ
るとすれば（例えば半導体集積回路内の抵抗）電源電圧
、温度の変化更には抵抗絶対値のバラツキに対し常に一
定値を得る事ができるものである。従って、第二の差動
回路の回路電流は電源電圧、温度の変化に対し、定電流
源を用いた差動回路と全く同等の安定度を得る事ができ
る。因に、第一の差動回路の定電流源Ｉ０と、電圧発生
回路の定電流源■１との比をｎ（＝定電流源に用いられ
る抵抗ＲＢ１Ｂ、、□の抵抗比に等しい）とすると、 ■、■式より 又、第二〇差動回路の論理振幅 ＶＬ’ 法Ｖ１’＝Ｉ
２−ＲＬ２ だから、 ■式より、第二の差動回路の論理振幅■、は、第一〇差
動回路の論理振幅■１に対し抵抗比のみで決まる比で
されるから、第二〇差動回路は、定電流源を用いた第
一の差動回路と同等の振幅安定度を有するのは明らかで
ある。
第二図は第二の差動回路の前段に第二のエミッタフォロ
ア回路Ｅを挿入し入力インピーダンスを改善した本発明
の第二の実施例である。
ア回路Ｅを挿入し入力インピーダンスを改善した本発明
の第二の実施例である。
エミッタ・７才ロア回路Ｅの挿入によりトランジスタＱ
ｌｌ、Ｑ１２のベース：エミッタ順方同電位■１分の電
位成分が第−及び第二の差動回路間に新たに加わった為
、第一の差動回路の出力回路である第一のエミツタ７オ
ロア回路Ｂの出力レベルをＶＦ分だけ上昇させる必要が
あり、この為、電圧発生回路内のダイオード列に第三の
ダイオードＤ３を追加しである他は、前記第一の実施例
とその動作、効果共全く同一であるのは明らかである。
ｌｌ、Ｑ１２のベース：エミッタ順方同電位■１分の電
位成分が第−及び第二の差動回路間に新たに加わった為
、第一の差動回路の出力回路である第一のエミツタ７オ
ロア回路Ｂの出力レベルをＶＦ分だけ上昇させる必要が
あり、この為、電圧発生回路内のダイオード列に第三の
ダイオードＤ３を追加しである他は、前記第一の実施例
とその動作、効果共全く同一であるのは明らかである。
以上の様に本発明によれば定電流源を用いない差動回路
に於いて定電流源を用いた差動回路と全く同等の論理振
幅安定度を実現できる。即ち、電流スイッチ部が大振幅
動作をする為、電流スイッチ用トランジスタのエミッタ
と、電源との間に定電流源を構成するに充分な電位差を
確保できない場合にあっても、定電流源を用いた差動回
路と同様に電源電圧温度変化に対し常に一定の論理振幅
を有する電流切換型論理回路を得る事ができる効果があ
る。
に於いて定電流源を用いた差動回路と全く同等の論理振
幅安定度を実現できる。即ち、電流スイッチ部が大振幅
動作をする為、電流スイッチ用トランジスタのエミッタ
と、電源との間に定電流源を構成するに充分な電位差を
確保できない場合にあっても、定電流源を用いた差動回
路と同様に電源電圧温度変化に対し常に一定の論理振幅
を有する電流切換型論理回路を得る事ができる効果があ
る。
以上の説明ではＮＰＮ）ランジスタを用いたが、ＰＮＰ
）ランジスタを用いた場合でも同様の効果を有する事は
明らかである。
）ランジスタを用いた場合でも同様の効果を有する事は
明らかである。
第１図は本発明の第一の実施例を示す回路接続図。第２
図は本発明の第二の実施例を示す回路接続図。第３図は
従来の電流切換型論理回路を示す回路接続図。 ＲＬ ＯＲＬ Ｏ’ ＲＬ ２ ：電流スイヴチ負荷
抵抗、Ｒ，Ｒ’、ＲＲ：定電流源用抵抗、 Ｎｏ、 ＢＯ８１，Ｅ２ Ｒ８３：抵抗型差動回路電流設定用抵抗、Ｊ 。 Ｒ８：その他の抵抗、ＲＲア：エミッタ７オロア負荷抵
抗、Ｑｌ−Ｑ雪１ ：トランジスタ、ＶＢＥ：電源、Ｉ
Ｎ、 ＩＮ ：入力端子、Ｖ （３Ｂ ：定電流源駆動
用電圧源、Ｄ１〜Ｄ３：ダイオード、ＯＴ。 ＯＴ：出力端子、 〔第１図）Ａ−Ｄ：各々第一の差動回路、第一のエミツ
タ７オロア回路、電圧 発生回路及び第二〇差動回路 の区分を示す。 （第２図） Ｅ：第二のエミツタ７オロア回路の区分
を示す。 ミに ミ１ミ （ａυ 一亭 （Ｉ）） ３ 凹
図は本発明の第二の実施例を示す回路接続図。第３図は
従来の電流切換型論理回路を示す回路接続図。 ＲＬ ＯＲＬ Ｏ’ ＲＬ ２ ：電流スイヴチ負荷
抵抗、Ｒ，Ｒ’、ＲＲ：定電流源用抵抗、 Ｎｏ、 ＢＯ８１，Ｅ２ Ｒ８３：抵抗型差動回路電流設定用抵抗、Ｊ 。 Ｒ８：その他の抵抗、ＲＲア：エミッタ７オロア負荷抵
抗、Ｑｌ−Ｑ雪１ ：トランジスタ、ＶＢＥ：電源、Ｉ
Ｎ、 ＩＮ ：入力端子、Ｖ （３Ｂ ：定電流源駆動
用電圧源、Ｄ１〜Ｄ３：ダイオード、ＯＴ。 ＯＴ：出力端子、 〔第１図）Ａ−Ｄ：各々第一の差動回路、第一のエミツ
タ７オロア回路、電圧 発生回路及び第二〇差動回路 の区分を示す。 （第２図） Ｅ：第二のエミツタ７オロア回路の区分
を示す。 ミに ミ１ミ （ａυ 一亭 （Ｉ）） ３ 凹
Claims (2)
- （１）相互に接続されたエミッタが第一の定電流源に接
続され、また第一の抵抗とトランジスタのコレクタ＝エ
ミッタを直列に接続した負荷回路を伴うエミッタフォロ
アを出力回路とする第一の差動回路と、第二の抵抗と三
個又は四個のダイオードを直列に接続し、該ダイオード
列と並列に第二の定電流源を接続した電圧発生回路とを
有し、相互に接続されたエミッタが第二の抵抗に接続さ
れた第二の差動回路の入力端子を、前記トランジスタの
コレクタに接続する事により、該第二の差動回路の動作
電流を安定に保つ事を特徴とする電流切換型論理回路。 - （２）前記トランジスタのコレクタと、前記第二の差動
回路の入力端子とを、第二のエミッタフォロア回路を介
して接続した事を特徴とする特許請求範囲第一項記載の
電流切換型論理回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11160985A JPS61269525A (ja) | 1985-05-24 | 1985-05-24 | 電流切換型論理回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11160985A JPS61269525A (ja) | 1985-05-24 | 1985-05-24 | 電流切換型論理回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61269525A true JPS61269525A (ja) | 1986-11-28 |
Family
ID=14565676
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11160985A Pending JPS61269525A (ja) | 1985-05-24 | 1985-05-24 | 電流切換型論理回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61269525A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0794620A2 (en) * | 1992-09-28 | 1997-09-10 | Motorola, Inc. | Power supply dependent input buffer |
-
1985
- 1985-05-24 JP JP11160985A patent/JPS61269525A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0794620A2 (en) * | 1992-09-28 | 1997-09-10 | Motorola, Inc. | Power supply dependent input buffer |
| EP0794620A3 (en) * | 1992-09-28 | 1997-10-29 | Motorola Inc | Buffer circuit dependent on supply voltage |
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