JPS6126740B2 - - Google Patents
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- JPS6126740B2 JPS6126740B2 JP7883678A JP7883678A JPS6126740B2 JP S6126740 B2 JPS6126740 B2 JP S6126740B2 JP 7883678 A JP7883678 A JP 7883678A JP 7883678 A JP7883678 A JP 7883678A JP S6126740 B2 JPS6126740 B2 JP S6126740B2
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- signal
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- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 5
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 4
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
- H04M9/00—Arrangements for interconnection not involving centralised switching
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Interconnected Communication Systems, Intercoms, And Interphones (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は側話防止回路に関し、スピーカホン等
に適する2つの信号源回路の接続点から一方の信
号源回路の信号のみを取り出すという側話防止動
作を行なう回路において、過大な信号が入力され
た場合や信号源インピーダンスが変化した場合の
側話防止特性の劣化の改善を目的とするものであ
る。
に適する2つの信号源回路の接続点から一方の信
号源回路の信号のみを取り出すという側話防止動
作を行なう回路において、過大な信号が入力され
た場合や信号源インピーダンスが変化した場合の
側話防止特性の劣化の改善を目的とするものであ
る。
従来の側話防止回路は第1図のようにインピー
ダンスブリツジによる平衡によつて実現するかま
たは第2図のように側話防止コイルを使用したブ
ースタ回路によつて実現していた。第1図におい
て、1は第1の信号源であり、トランス3を介し
て抵抗5,7の接続点と抵抗6,8の接続点に接
続されている。2は内部インピーダンスZをもつ
た第2の信号源であり、トランス4を介して抵抗
5の両端に接続されている。トランス4の巻線比
を1:1とすると、抵抗5と第2の信号源の内部
インピーダンスZとの合成インピーダンスと抵抗
6の比と、抵抗7と8との比を等しくすると、出
力端子9には第1の信号源1の信号出力は無くな
り、第2の信号源2の信号出力のみとなる。しか
し信号源2の内部インピーダンスZが変化すると
ブリツジの平衡がくずれ、出力端子9に信号源1
の信号出力が現われ、側話防止特性が劣化する。
ダンスブリツジによる平衡によつて実現するかま
たは第2図のように側話防止コイルを使用したブ
ースタ回路によつて実現していた。第1図におい
て、1は第1の信号源であり、トランス3を介し
て抵抗5,7の接続点と抵抗6,8の接続点に接
続されている。2は内部インピーダンスZをもつ
た第2の信号源であり、トランス4を介して抵抗
5の両端に接続されている。トランス4の巻線比
を1:1とすると、抵抗5と第2の信号源の内部
インピーダンスZとの合成インピーダンスと抵抗
6の比と、抵抗7と8との比を等しくすると、出
力端子9には第1の信号源1の信号出力は無くな
り、第2の信号源2の信号出力のみとなる。しか
し信号源2の内部インピーダンスZが変化すると
ブリツジの平衡がくずれ、出力端子9に信号源1
の信号出力が現われ、側話防止特性が劣化する。
また第2図において、11は第1の信号源、1
2は内部インピーダンスZの第2の信号源、16
は出力端子、17は抵抗器、18は直流阻止用カ
ツプリングコンデンサであり、それぞれ同一鉄心
に巻かれた巻線13,14および15に図の如く
接続されている。第1の信号源11の出力信号は
出力端子16に分流する電流を巻線15に誘導し
た起電力によつて打消し、抵抗17と第2の信号
源12の内部インピーダンスZとの比を一定にと
ると、巻線13,14および15の巻数を適当に
決定して出力端子16に信号源11の信号を出さ
ないようにすることができるが、この場合もZが
変化すると平衡がくずれ、側話防止特性が劣化す
る。第1図および第2図の信号源2,12を有線
電話回路網とし信号源1,11を有線電話器の送
話器とし、出力端子9,16を受話器とすると、
信号源1,11の信号が出力端子9,16に出て
くる側話を防止する必要がある。ところが有線電
話回路網のインピーダンスは回線の接続の仕方で
変化するので、従来の第1図や第2図に示す回路
では側話を常に安定して防止することが不可能で
あつた。
2は内部インピーダンスZの第2の信号源、16
は出力端子、17は抵抗器、18は直流阻止用カ
ツプリングコンデンサであり、それぞれ同一鉄心
に巻かれた巻線13,14および15に図の如く
接続されている。第1の信号源11の出力信号は
出力端子16に分流する電流を巻線15に誘導し
た起電力によつて打消し、抵抗17と第2の信号
源12の内部インピーダンスZとの比を一定にと
ると、巻線13,14および15の巻数を適当に
決定して出力端子16に信号源11の信号を出さ
ないようにすることができるが、この場合もZが
変化すると平衡がくずれ、側話防止特性が劣化す
る。第1図および第2図の信号源2,12を有線
電話回路網とし信号源1,11を有線電話器の送
話器とし、出力端子9,16を受話器とすると、
信号源1,11の信号が出力端子9,16に出て
くる側話を防止する必要がある。ところが有線電
話回路網のインピーダンスは回線の接続の仕方で
変化するので、従来の第1図や第2図に示す回路
では側話を常に安定して防止することが不可能で
あつた。
本発明はかかる欠点を改善して、信号源インピ
ーダンスが変化しても常に安定な側話防止特性を
有し、さらに、過大な信号が入力された場合にも
側話特性が劣化しない回路を実現するものであ
り、以下本発明の一実施例を図面に基づいて説明
する。
ーダンスが変化しても常に安定な側話防止特性を
有し、さらに、過大な信号が入力された場合にも
側話特性が劣化しない回路を実現するものであ
り、以下本発明の一実施例を図面に基づいて説明
する。
第3図はそのブロツクダイアグラムを示し、2
1は第1の信号源、22は第2の信号源である。
26,28および32は発振器29の出力信号3
4,35により駆動されるスイツチング回路であ
る。27は位相反転回路、30は入力に出力信号
の帰還が無いローパスフイルタ、31は接続点2
5の信号を接続点24に同相で正帰還させる回
路、33は出力端子である。51はリミツタで、
過大入力による歪をなくし、正常な防側音特性を
得るために設けている。
1は第1の信号源、22は第2の信号源である。
26,28および32は発振器29の出力信号3
4,35により駆動されるスイツチング回路であ
る。27は位相反転回路、30は入力に出力信号
の帰還が無いローパスフイルタ、31は接続点2
5の信号を接続点24に同相で正帰還させる回
路、33は出力端子である。51はリミツタで、
過大入力による歪をなくし、正常な防側音特性を
得るために設けている。
以上の様に構成された側話防止回路について、
以下、その動作について説明する。
以下、その動作について説明する。
第4図は第3図の各部の信号波形を示す。aは
第1の信号源21の信号波形、bは発振器29の
出力34の波形、cはそれと逆相である出力35
の波形であり、発振器29の出力34すなわちb
により駆動されるスイツチング回路26を通過し
た信号はdのような波形となり、信号源21とス
イツチング回路26の接続点23に接続された位
相反転回路27の出力信号はeのような波形とな
り、また発振器29の出力35すなわちcで駆動
されるスイツチング回路28を通過した信号はf
のような波形となる。
第1の信号源21の信号波形、bは発振器29の
出力34の波形、cはそれと逆相である出力35
の波形であり、発振器29の出力34すなわちb
により駆動されるスイツチング回路26を通過し
た信号はdのような波形となり、信号源21とス
イツチング回路26の接続点23に接続された位
相反転回路27の出力信号はeのような波形とな
り、また発振器29の出力35すなわちcで駆動
されるスイツチング回路28を通過した信号はf
のような波形となる。
信号dとfは接続点24にて合成されるが、今
信号dのみに着目すると、信号dはローパスフイ
ルタ30を介して第2の信号源22に接続され、
その接続点25と24を正帰還回路31を通して
接続しているので、接続点24の信号波形はgの
如く信号dに斜線部が足し合わされた波形とな
る。ここでスイツチング回路28の出力信号fを
適当に調整してhのようにしたとすると、接続点
24の合成波形はiのようになる。信号iはスイ
ツチング回路32を介して出力端子33に接続さ
れるが、スイツチング回路32発振器29の出力
信号cで駆動されているため、スイツチング回路
28と同期しており、出力信号は0となる。すな
わち信号源21の信号aが信号源22に伝送され
る時の側話が完全に防止されることになる。ここ
で信号源22の内部インピーダンスが変化したと
すると、信号gとfは同方向に増減し常に側話を
0に近づけるように作動するので、信号源22の
内部インピーダンスが変化しても常に安定した側
話防止効果を得ることができる。
信号dのみに着目すると、信号dはローパスフイ
ルタ30を介して第2の信号源22に接続され、
その接続点25と24を正帰還回路31を通して
接続しているので、接続点24の信号波形はgの
如く信号dに斜線部が足し合わされた波形とな
る。ここでスイツチング回路28の出力信号fを
適当に調整してhのようにしたとすると、接続点
24の合成波形はiのようになる。信号iはスイ
ツチング回路32を介して出力端子33に接続さ
れるが、スイツチング回路32発振器29の出力
信号cで駆動されているため、スイツチング回路
28と同期しており、出力信号は0となる。すな
わち信号源21の信号aが信号源22に伝送され
る時の側話が完全に防止されることになる。ここ
で信号源22の内部インピーダンスが変化したと
すると、信号gとfは同方向に増減し常に側話を
0に近づけるように作動するので、信号源22の
内部インピーダンスが変化しても常に安定した側
話防止効果を得ることができる。
また、ローパスフイルタ30の出力波形が歪ん
だ場合は、接続点24に現われる波形は、正帰還
回路を通して、歪んだ波形が足し合わされるの
で、波形gの斜線部が歪んだものとなる。ここで
スイツチング回路28の出力信号fを適当に調整
してhのようにして、接続点24において足し合
わせても、波形が相似でないために完全に打ち消
すことができず側話を完全に防止できなくなり、
また反転アンプ27の出力が歪んだ場合は、スイ
ツチング回路28の出力信号fは歪んだ波形とな
り、これを調整しても、やはり完全に打消すこと
はできないので、ミリツタ51により予め入力さ
れる信号の振幅を、ローパスフイルタ30や反転
アンプ27で歪まないレベルに制御している。
だ場合は、接続点24に現われる波形は、正帰還
回路を通して、歪んだ波形が足し合わされるの
で、波形gの斜線部が歪んだものとなる。ここで
スイツチング回路28の出力信号fを適当に調整
してhのようにして、接続点24において足し合
わせても、波形が相似でないために完全に打ち消
すことができず側話を完全に防止できなくなり、
また反転アンプ27の出力が歪んだ場合は、スイ
ツチング回路28の出力信号fは歪んだ波形とな
り、これを調整しても、やはり完全に打消すこと
はできないので、ミリツタ51により予め入力さ
れる信号の振幅を、ローパスフイルタ30や反転
アンプ27で歪まないレベルに制御している。
第5図の22,24,25,30,31は第3
図それらに対応し、ローパスフイルタ30は通過
帯域の周波数信号に対して電圧増幅度Aを有する
回路であり、正帰還回路31は接続点25の信号
を接続点24と同相に24に印加する電圧増幅度
βの回路であり、22はインピーダンスZの負荷
回路であるとする。ローパスフイルタ30の出力
を定電流駆動とすると、電圧増幅度Aは負荷イン
ピーダンスZの函数となるので、 a=(Z) とし、(Z)=1の時 A=β=K,K<1と
すると、 A=Ka,β=K と置くことができる。入力端子40にV1なる信
号が印加されたとすると、接続点24の電圧は、 (1+K2a/1−K2a)V1 接続点25の電圧は、 Ka/1−K2aV1 となる。ここで接続点24の電圧のうち、 K2a/1−K2aV1 は第4図のgの斜線加算部に相当し、接続点25
の電圧は第3図の22に送出される電圧に相当す
る。
図それらに対応し、ローパスフイルタ30は通過
帯域の周波数信号に対して電圧増幅度Aを有する
回路であり、正帰還回路31は接続点25の信号
を接続点24と同相に24に印加する電圧増幅度
βの回路であり、22はインピーダンスZの負荷
回路であるとする。ローパスフイルタ30の出力
を定電流駆動とすると、電圧増幅度Aは負荷イン
ピーダンスZの函数となるので、 a=(Z) とし、(Z)=1の時 A=β=K,K<1と
すると、 A=Ka,β=K と置くことができる。入力端子40にV1なる信
号が印加されたとすると、接続点24の電圧は、 (1+K2a/1−K2a)V1 接続点25の電圧は、 Ka/1−K2aV1 となる。ここで接続点24の電圧のうち、 K2a/1−K2aV1 は第4図のgの斜線加算部に相当し、接続点25
の電圧は第3図の22に送出される電圧に相当す
る。
第5図の入力端子40にV1のほかに第4図の
hに相当する信号V2を加えあわせたとすると、
接続点24の電圧は、 (1+K2a/1−K2a)V1+(1+K2a/1
−K2a)V2 となる。ここで、 K2a/1−K2aV1+(1+K2a/1−K2a
)V2=0 と置くと、V2=−K2aV1の時側話成分が0とな
り、第4図のiの信号成分のみとなる。
hに相当する信号V2を加えあわせたとすると、
接続点24の電圧は、 (1+K2a/1−K2a)V1+(1+K2a/1
−K2a)V2 となる。ここで、 K2a/1−K2aV1+(1+K2a/1−K2a
)V2=0 と置くと、V2=−K2aV1の時側話成分が0とな
り、第4図のiの信号成分のみとなる。
ここでaが1/2a〜2aまで変化した場合の側話
量を算出すると、aが1/2aになつた時は、 aが2aになつた時 2K2a/1−2K2aV1+−2K2a/1−2K2
aV1=K2a/1−2K2aV1 となる。本発明によれば側話成分の打消信号は
1/1−K2aの係数が掛かるためK2a<1の範囲では
側 話信号の負荷インピーダンスによる変化による変
動と同一方向に変動して側話を減少せしめてい
る。
量を算出すると、aが1/2aになつた時は、 aが2aになつた時 2K2a/1−2K2aV1+−2K2a/1−2K2
aV1=K2a/1−2K2aV1 となる。本発明によれば側話成分の打消信号は
1/1−K2aの係数が掛かるためK2a<1の範囲では
側 話信号の負荷インピーダンスによる変化による変
動と同一方向に変動して側話を減少せしめてい
る。
ここで打消信号が従来のように固定である場合
の側話量を算出すると、 aが1/2aになつた時は aが2aになつた時は、 2K2a/1−2K2aV1+K2a/1−K2aV1 となる。これに数値代入して計算すると、約4dB
の改善がなされることがわかる。
の側話量を算出すると、 aが1/2aになつた時は aが2aになつた時は、 2K2a/1−2K2aV1+K2a/1−K2aV1 となる。これに数値代入して計算すると、約4dB
の改善がなされることがわかる。
また正帰還回路31の代りに接点25の信号を
接続点24に逆相で負帰還させる回路の場合も同
様である。
接続点24に逆相で負帰還させる回路の場合も同
様である。
この場合は、接続点24の電圧は、
(1−K2a/1+K2a)V1
接続点25の電圧は、
(Ka/1−K2a)V1
側話打消電圧V2を加えたとすると
(1−K2a/1+K2a)V1+(1−K2a/1+
K2a)V2 となり、 ここで、 K2a/1+K2aV1+1/1+K2aV2=0 とおくとV2=−K2aV1となり前記と同様になる。
この場合側話成分の打消信号1/1+K2aの係数が掛 けるため側話信号の負荷インピーダンスによる変
化すなわちaの変化による変動と逆方向に変動す
ることがわかる。ここで第3図のローパスフイル
タ30を入力に出力信号の正帰還がある回路とし
その帰還量が負帰還回路31によつて接続点24
に帰還される帰還量よりも大であるとし、上記ロ
ーパスフイルタの帰還量Bはaによつて変動を受
けないとするとaの変化に伴なう側話信号のレベ
ル変化は、 B−K2a/1+K2a 但しB>0 となり、 側話成分の打消信号の係数1/1+K2aの変化と同一 方向に変動することがわかる。
K2a)V2 となり、 ここで、 K2a/1+K2aV1+1/1+K2aV2=0 とおくとV2=−K2aV1となり前記と同様になる。
この場合側話成分の打消信号1/1+K2aの係数が掛 けるため側話信号の負荷インピーダンスによる変
化すなわちaの変化による変動と逆方向に変動す
ることがわかる。ここで第3図のローパスフイル
タ30を入力に出力信号の正帰還がある回路とし
その帰還量が負帰還回路31によつて接続点24
に帰還される帰還量よりも大であるとし、上記ロ
ーパスフイルタの帰還量Bはaによつて変動を受
けないとするとaの変化に伴なう側話信号のレベ
ル変化は、 B−K2a/1+K2a 但しB>0 となり、 側話成分の打消信号の係数1/1+K2aの変化と同一 方向に変動することがわかる。
第6図は上記ローパスフイルタの一実施例であ
り入力端子36にはコンデンサ39を介して正帰
還が行なわれその帰還量は出力端子50との間に
バツフアアンプを介してあるために端子50に接
続点される負荷の変動の影響を受けない。以上の
ごとく31に負帰還回路を使用した場合も前記正
帰還回路31を使用した場合と同様に側話防止効
果を得ることができる。
り入力端子36にはコンデンサ39を介して正帰
還が行なわれその帰還量は出力端子50との間に
バツフアアンプを介してあるために端子50に接
続点される負荷の変動の影響を受けない。以上の
ごとく31に負帰還回路を使用した場合も前記正
帰還回路31を使用した場合と同様に側話防止効
果を得ることができる。
ここで第3図の信号源22の信号波形を第4図
のjとすると、接続先24の合成波形はkの如く
gの斜線部分が増減した波形とhの合成波形とな
り、これをスイツチング回路32を通すと波形1
を得る。これは信号源22の信号成分のみであ
り、出力端子33より適当なローパスフイルタを
通すことにより信号源22の信号のみを取り出す
ことができる。
のjとすると、接続先24の合成波形はkの如く
gの斜線部分が増減した波形とhの合成波形とな
り、これをスイツチング回路32を通すと波形1
を得る。これは信号源22の信号成分のみであ
り、出力端子33より適当なローパスフイルタを
通すことにより信号源22の信号のみを取り出す
ことができる。
以上の如く本発明の側話防止回路を使用すれ
ば、2線式の双方向通信回線のように信号源イン
ピーダンスが変化する場合にも非常に安定した側
話防止効果を得ることができ、またリミツタを介
して第1の信号源の出力をスイツチング回路を加
えるようにしているために側話防止特性が過大入
力によつて劣化することがないので、電話機の防
側話回路として非常に有用なものである。
ば、2線式の双方向通信回線のように信号源イン
ピーダンスが変化する場合にも非常に安定した側
話防止効果を得ることができ、またリミツタを介
して第1の信号源の出力をスイツチング回路を加
えるようにしているために側話防止特性が過大入
力によつて劣化することがないので、電話機の防
側話回路として非常に有用なものである。
第1図および第2図はそれぞれ従来例を示す回
路図、第3図は本発明の一実施例を示づブロツク
図、第4図は第3図の各部の波形図、第5図は要
部のブロツク図、第6図はローパスフイルタの具
体構成を示す結線図である。 21……第1の信号源、22……第2の信号
源、26,28,32……スイツチング回路、2
7……位相反転回路、29……発振器、30……
ローパスフイルタ、31……正帰還回路、51…
…リミツタ。
路図、第3図は本発明の一実施例を示づブロツク
図、第4図は第3図の各部の波形図、第5図は要
部のブロツク図、第6図はローパスフイルタの具
体構成を示す結線図である。 21……第1の信号源、22……第2の信号
源、26,28,32……スイツチング回路、2
7……位相反転回路、29……発振器、30……
ローパスフイルタ、31……正帰還回路、51…
…リミツタ。
Claims (1)
- 1 第1の信号源回路を発振器の信号によつて駆
動される第1のスイツチング回路にリミツタ回路
を介して接続し、かつ前記第1の信号源回路を前
記リミツタ回路および位相反転回路を介して前記
発振器の前記信号とは逆位相の信号によつて駆動
される第2のスイツチング回路に接続し、両スイ
ツチング回路の出力を接続してローパスフイルタ
を介して第2の信号源回路に接続し、前記ローパ
スフイルタと第2の信号源回路の接続点を前記第
1および第2のスイツチング回路の出力の接続点
にそれぞれ接続点の信号が同相となるような正帰
還回路を介して接続し、前記第1および第2のス
イツチング回路の出力の接続点を前記第2のスイ
ツチング回路と同期する第3のスイツチング回路
に接続し、前記第3のスイツチング回路より出力
端子を接続したことを特徴とする側話防止回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7883678A JPS555548A (en) | 1978-06-28 | 1978-06-28 | Signal control circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7883678A JPS555548A (en) | 1978-06-28 | 1978-06-28 | Signal control circuit |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS555548A JPS555548A (en) | 1980-01-16 |
JPS6126740B2 true JPS6126740B2 (ja) | 1986-06-21 |
Family
ID=13672904
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP7883678A Granted JPS555548A (en) | 1978-06-28 | 1978-06-28 | Signal control circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS555548A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0431346Y2 (ja) * | 1987-10-12 | 1992-07-28 |
Families Citing this family (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JPS59122554A (ja) * | 1982-12-28 | 1984-07-16 | Onahama Sakai Kagaku Kk | 表面処理球状硫酸バリウムの製造方法 |
JPS59122553A (ja) * | 1982-12-28 | 1984-07-16 | Onahama Sakai Kagaku Kk | 表面処理板状硫酸バリウムの製造方法 |
JPS6071996A (ja) * | 1983-09-29 | 1985-04-23 | チッソ株式会社 | 放射線防禦材用重金属系組成物 |
SE462495B (sv) * | 1988-07-22 | 1990-07-02 | Eka Nobel Ab | Foerfarande foer beredning av en syraresistent belaeggning paa kalciumkarbonatpartiklar, partiklar framstaellda enligt foerfarandet samt anvaendning av partiklarna som fyllmedel |
-
1978
- 1978-06-28 JP JP7883678A patent/JPS555548A/ja active Granted
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0431346Y2 (ja) * | 1987-10-12 | 1992-07-28 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS555548A (en) | 1980-01-16 |
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