JPS6331149B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は電話交換機等の通話電流供給回路に
関する。

一般に電話交換機においては、−48Vの起電力
を有する蓄電池から、各電話機に対して20〜120
ｍＡ程度の直流電流を供給している。

従来、この通話電流供給回路には、音声信号の
減衰を防ぐ目的で蓄電池と電話機との間に300H2
〜3.4KHzの音声帯域において十分高いインピー
ダンスを示す一対のインダクタンス素子が設けら
れている。

しかしながら、このインダクタンス素子には、
通話電流による磁心の飽和を防ぐため、形状の大
きなコアを用いる必要があり、このため通話電流
供給回路は、大きな占積率と、重量を有し本質的
に集積化が困難であるという欠点があつた。

この発明の目的は、小型、軽量で、集積化が容
易な通話電流供給回路を提供することにある。

この発明によれば、通話線の一方に出力の一方
を接続された電源回路と、前記電源回路の出力の
他方に一端を、通話線の他方に他端をそれぞれ接
続された抵抗器と、前記電源回路の出力電圧を検
出する第１の検出回路と、負荷電流によつて前記
抵抗器の両端に生ずる電圧を検出する第２の検出
回路と、前記第１の検出回路の出力に一方の入力
を、前記第２の検出回路の出力を他方に入力をそ
れぞれ接続された加算回路と、前記加算回路の出
力が一定の電圧値となるように前記電源回路の出
力量を制御する制御回路とから構成され、前記第
１の検出回路の出力と前記加算回路の一方の入力
との間あるいは前記第２の検出回路の出力と前記
加算回路の他方の入力との間の少なくとも一方に
音声帯域と音声以上の高周波領域あるいは直流と
音声帯域においてそれぞれ異なる減衰量を有する
波器をさらに付加したことを特徴とする通話電
流供給回路が得られる。

次にこの発明について図面を参照して説明す
る。

第１図は従来の通話電流供給回路の一例を示す
図であり、第１の端子100と第２の端子101との間
に挿入された第１の直流阻止コンデンサ１０２
と、第３の端子１０３と第４の端子１０４との間
に挿入された第２の直流阻止コンデンサ１０５
と、プラスの端子を地気に接続された蓄電池１０
６と、この蓄電池１０６のマイナスの端子に一端
を、第２の端子１０１に他端をそれぞれ接続され
た第１のインダクタンス素子１０７と、前記蓄電
池１０６のプラスの端子に一端を、第４の端子１
０４に他端をそれぞれ接続された第２のインダク
タンス素子１０８とから構成される。

第１図において第１の端子１００および、第３
の端子１０３には交換回路が、また第２の端子１
０１と第４の端子１０４との間には、電話機がそ
れぞれ接続される。

第２の端子１０１と第４の端子１０４との間に
接続された電話機に対しては、蓄電池１０６によ
つて地気−第２のインダクタンス素子１０８−第
４の端子１０４−図示していない電話機および線
路−第２端子１０１−第１のインダクタンス素子
１０７−蓄電池１０６のマイナスの端子の経路に
よつて直流電流が供給される。

一方第１の端子１００と第３の端子１０３との
間に接続された交換回路と電話機との間の音声信
号の送受は、第１図に示した第１および第２の直
流阻止コンデンサ１０２および１０５を介して行
なわれており、第１および第２の直流阻止コンデ
ンサ１０２および１０５の容量値には、300Hz〜
3.4KHzの音声帯域において十分低いインピーダ
ンスを示すようなものが選ばれる。

この時第１および第２のインダクタンス素子１
０７および１０８のインピーダンスが音声帯域に
おいて十分大きなものではないと前記の音声信号
に減衰を与え通話品質の劣化を招く。

したがつて第１および第２のインダクタンス素
子１０７および１０８には最大120ｍＡ程度の直
流重畳時においても磁心の飽和を生ずることがな
く高いインダクタンスを維持するために形状の大
きな磁心を用いる必要があつた。

このため第１図に示した従来の通話電流供給回
路は大きな形状と重量を有し本質的に集積化が困
難であるという欠点があつた。

第２図はこの発明の第１の実施例を示す図で、
第１の端子２００と第２の端子２０１との間に挿
入された第１の直流阻止コンデンサ２０２と、第
３の端子２０３と第４の端子２０４との間に挿入
された第２の直流阻止コンデンサ２０５と、第２
端子２０１にマイナスの端子を接続された電源回
路２０６と、この電源回路２０６のプラスの端子
に一端を、第４の端子２０４に他端をそれぞれ接
続され、抵抗値Rsを有する抵抗器２０７、電源
回路２０６のマイナスの端子に非反転入力を、プ
ラスの端子に反転入力をそれぞれ接続され、利得
１を有する第１の差動増幅器２０８と、この第１
の差動増幅器２０８の出力に入力を接続され300
Hz以下の遮断周波数を有する低減波器２０９
と、抵抗器２０７の一方の端子に反転入力を、他
方の端子に非反転入力をそれぞれ接続され、利得
１を有する第２の差動増幅器２１０と、低域波
器２０９の出力に一方の入力を、第２の差動増幅
器２１０の出力に他方の入力をそれぞれ接続され
た加算回路２１１と、地気にプラスの端子接続さ
れ起電力Esを有する基準電圧源２１２と、この
基準電圧源２１２のマイナスの端子に一方の入力
を、加算回路２１１出力に他方の入力をそれぞれ
接続されその出力によつて電源回路２０６の出力
量を制御する比較回路２１３とから構成される。

第２図において第１の端子２００および第３の
端子２０３には交換回路が、また第２の端子２０
１と第４の端子２０４との間には電話機がそれぞ
れ接続される。

第２図において、比較回路２１３の入力から電
源回路２０６の出力に至る伝達関数をＡ、電源回
路２０６の直流出力電圧をVo、第２の端子２０
１と第４の端子２０４とに接続される線路および
電話機の抵抗をR1、第２の端子２０１と第４の
端子２０４との間の直流電圧をEo、前記線路お
よび電話機に供給される直流電流をIo、また第１
および第２の差動増幅器２０８および２１０の入
力インピーダンスが抵抗値Rs、R1に比し十分大
きなものであるとすると低域波器２０９の遮断
周波数以下の周波数に対して次式が成立する。

Vo＝Eo＋IoRs ………(1) Vo＝Ａ｛Es−（Vo＋RsIo）｝ ………(2) これより Eo（１＋１／Ａ）＝Es−（２＋１／Ａ）IoRs ………(3) Ａが１に比し十分大きければ第(3)式は Eo＝Es−2RsIo ………(4) すなわち第２図に示した第１の実施例は、第２
の端子２０１と第４の端子２０４との間に接続さ
れた線路および電話機に対して抵抗値2Rsの電流
制限抵抗を有する起電力Esの定圧源として給電
を行なう。

一方示していない電話機によつて第２の端子２
０１と第４の端子２０４との間に加えられる音声
信号の電圧をes、これによつて抵抗器２０７を流
れる電流をis、電源回路２０６の交流出力電圧を
voとすると低域器２０９の遮断周波数以上の
周波数に対して次式が成立する。

es＝isR＋Vo ………(5) Vo＝AisRs ………(6) これより es／is＝（１＋Ａ）Rs ………(7) ここでＡを極めて大きいとするとes／isも極め
て大となる。

すなわち第２図に示した第１の実施例は低域
波器２０９の遮断周波数以上の信号に対しては極
めて大きい入力インピーダンスを示す。

このため第１の端子２００および第３の端子２
０３に接続された交換回路と電話機との間の音声
信号の送受は給電回路による迎衰を受けることな
く行なうことができる。

このように第２図に示した第１の実施例は、従
来例のようにインダクタンス素子は必要とせず、
小型、軽量で集積化の容易な通話電流供給回路を
提供する。

第３図はこの発明の第２の実施例を示す図で、
プラスの端子を地気に、マイナスの端子を第１の
端子３００にそれぞれ接続された電源回路３０１
と、一端を地気に、他端を第２の端子３０２に接
続され抵抗値Rsを有する抵抗器３０３と、この
抵抗器３０３の他端に入力を接続され利得Ｎ（ｆ）
を有する増幅器３０４と、この増幅器３０４の出
力に一方の入力を、電源回路３０１のマイナスの
端子に他方の入力をそれぞれ接続された加算回路
３０５と、プラスの端子を地気に接続され起電力
Esを有する基準電圧源３０６と、この基準電圧
源３０６のマイナスの端子に一方の入力を、加算
回路３０５の出力に他方の入力をそれぞれ接続さ
れその出力によつて電源回路３０１の出力量を制
御する比較回路３０７とから構成される。

第４図の曲線４００は第３図に示した増幅器３
０４の利得Ｎ（ｆ）の周波数特性を示す図であり、
増幅器３０４は遮断周波数fc以下では１の利得
を、fc以上ではｎの利得をそれぞれ有する。

第３図に示したこの発明の第２の実施例は遮断
周波数fc以下では第２図に示した第１の実施例と
同様に抵抗値2Rsの電流制限抵抗を有する起電力
Esの定電圧源として第１の端子３００および第
２の端子３０２に接続される電話機に対して給電
を行なう。

一方第３図において比較回路３０７の入力から
電源回路３０１の出力に至る伝達関数をＡ、電源
回路３０１の交流出力電圧をvo、図系していな
い電話機によつて第１の端子３００と第２の端子
３０２との間に加えられる音声信号の電圧をes、
これによつて抵抗器３０３を流れる交流電流の値
is、また増幅器３０４および加算回路３０５の入
力インピーダンスが十分大きなものであるとする
と、遮断周波数fc以上の周波数に対して次式が成
立する。

es＝isRs＋Vo ………(8) vo＝Ａ（nRsis−vo） ………(9) これより es＝isRs＋Ａ／１＋Ａ・nisRs ………(10) ここでＡが１に比し十分大きければ、 es／is＝（１＋ｎ）Rs ………(11) すなわち第３図に示した第２の実施例は増幅器
３０４の遮断周波数fc以上の信号に対しては（１
＋ｎ）Rsの入力インピーダンスを有する。

このように、この発明はさらに電流制限抵抗の
値と入力インピーダンスの値とを独立に所望の値
に設定できるという利点がある。

国内においては、電流制限抵抗の値2Rsには
440Ωが、入力インピーダンスの値（１＋ｎ）Rs
には600Ωが、増幅器３０４の遮断周波数fcには
300Hzがそれぞれ用いられることが多い。

以上説明したようにこの発明によれば、小型、
軽量で集積化が容易な通話電流供給回路を得るこ
とができる。

なお、この発明とは直接関係がないので詳細な
説明は行なわなかつたが第２図に示した電源回路
２０６および第３図に示した電源回路３０１には
シリーズ．レギユレータ、スイツチング、レギユ
レータいずれの方式も採用し得ることは明らかで
ある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の通話電流供給回路の一例を示す
図、第２図はこの発明の第１の実施例を示す図、
第３図はこの発明の第２の実施例を示す図、第４
図は第３図における増幅器３０４の利得Ｎ（ｆ）
の周波数特性を示す図である。 図において、２０６および３０１は電源回路、
２０８および２１０は差動増幅器、２０９は低域
波器、２１１および３０５は加算回路、２１３
および３０７は比較回路、３０４は増幅器をそれ
ぞれ示す。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 通話線の一方に出力の一方を接続された電源
   回路と、前記電源回路の出力の他方に一端を、通
   話線の他方に他端をそれぞれ接続された抵抗器
   と、前記電源回路の出力電圧を検出する第１の検
   出回路と、負荷電流によつて前記抵抗器の両端に
   生ずる電圧を検出する第２の検出回路と、前記第
   １の検出回路の出力に一方の入力を、前記第２の
   検出回路の出力に他方の入力をそれぞれ接続され
   た加算回路と、充分大なる利得を有し前記加算回
   路出力と基準電圧値との差を増幅することにより
   前記加算回路の出力が前記基準電圧値と等しくな
   るように前記電源回路の出力量を制御する手段と
   から構成され、前記第１の検出回路の出力と前記
   加算回路の一方の入力との間に音声信号の周波数
   帯域の下限の周波数を遮断周波数とする低減波
   器をさらに付加したことを特徴とする通話電流供
   給回路。 ２ 通話線の一方に出力の一方を接続された電源
   回路と、前記電源回路の出力の他方に一端を、通
   話線の他方に他端をそれぞれ接続された抵抗器
   と、前記電源回路の出力電圧を検出する第１の検
   出回路と、負荷電流によつて前記抵抗器の両端に
   生ずる電圧を検出する第２の検出回路と、前記第
   １の検出回路の出力に一方の入力を、前記第２の
   検出回路の出力に他方の入力をそれぞれ接続され
   た加算回路と、充分大なる利得を有し前記加算回
   路出力と基準電圧値との差を増幅することにより
   前記加算回路の出力が前記基準電圧値と等しくな
   るように前記電源回路の出力量を制御する手段と
   から構成され、前記第２の検出回路の出力と前記
   加算回路の他方の入力との間に音声信号の周波数
   帯域以上の周波数における利得がそれ以外の周波
   数における利得よりも大となる回路をさらに付加
   したことを特徴とする通話電流供給回路。