JP2002359525A - オーディオ電力増幅回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 Ｄクラスオーディオパワーアンプの歪みの低
減が可能なオーディオ電力増幅回路を提供する。 【解決手段】 第１の入力端子１０Ａ及び第２の入力端
子１０Ｂを有し、前記第１の入力端子に入力信号が供給
され、前記入力信号に前記第２の入力端子に入力される
信号を加算して出力する加算アンプ１１と、前記加算ア
ンプの出力をスイッチングで増幅するＤクラスオーディ
オアンプと、前記Ｄクラスオーディオアンプの出力が供
給されるローパスフィルタと、前記ローパスフィルタの
出力を所定比率に分圧する分圧手段１５と、前記加算ア
ンプの出力と前記分圧手段の出力との差を誤差電圧とし
て前記加算アンプの前記第２の入力端子に供給する誤差
検出アンプ１２とで構成し、前記入力信号と誤差検出ア
ンプの出力とが、前記ローパスフィルタの出力の歪みを
相殺するように前記加算アンプで加算する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、オーディオ電力増
幅回路に係り、特にＤクラスオーディオパワーアンプの
歪みの低減が可能なオーディオ電力増幅回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】図１４に従来のオーディオ電力増幅回路
の一例のブロック構成を示す。図１４に示される従来の
オーディオ電力増幅回路の一例は、Ｄクラスオーディオ
アンプ４２及びローパスフィルタ４３より構成されてい
る。信号入力４１はスイッチングモードで動作するＤク
ラスオーディオアンプ４２で増幅されて、その出力段
の、ＰＷＭあるいはＰＤＭ出力をつぎのインダクタＬ41
とコンデンサＣ41よりなるローパスフィルタ４３を介し
て、アナログ信号出力４４を得ている。

【０００３】このように配置されたＤクラスオーディオ
アンプでは、その出力特性を改善するためのＮＦＢ（ネ
ガティブ・フィード・バック）は、そのローパスフィル
タ４３への入力信号をＤクラスオーディオアンプ４２の
入力比較部に帰還することにより行われる。

【０００４】従来のＮＦＢでは、真の出力である、ロー
パスフィルタ４３の信号出力４４をフィードバックして
いるものではない。このため、ローパスフィルタ４３は
通常、所定のインダクタンスの大きさを得るように磁性
体コアにコイルを巻いて作られたインダクタＬ41とコン
デンサＣ41とから構成される。この磁気歪みは、数百Ｈ
z以上の帯域で顕著となり、音質上無視出来ないレベル
となる。

【０００５】これを避けるには、インダクタを空芯コイ
ルで作ればよいが、スピーカのインピーダンスに比べて
無視出来るほどの低抵抗であり、所定のインダクタンス
を得るには、多量の太い銅線が必要となり、大型化して
しまう。ＮＦＢ信号として、ローパスフィルタ出力信号
を帰還すると、これにはスイッチング情報が含まれてい
ないため（ローパスフィルタで減衰して）、Ｄクラスオ
ーディオアンプのスイッチングが正しく行われないとい
う基本回路構成上の制約がある。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】従来のＮＦＢ回路で
は、真の出力である、ローパスフィルタ４３の出力信号
をフィードバックしていない。ローパスフィルタ４３
は、通常、所定のインダクタンスの大きさを得るように
磁性体コアにコイルを巻くことによって作られたインダ
クタとコンデンサとから構成される。この磁気歪みは、
数百Ｈz以上の帯域で顕著となり、音質上無視出来ない
レベルとなる。

【０００７】これを避けるため、インダクタを空芯コイ
ルで作ればよいが、スピーカのインピーダンスに比べて
無視出来るほどの低抵抗で、所定のインダクタンスを得
るには、多量の太い銅線が必要で、大型化してしまう。

【０００８】また、ＮＦＢ信号として、ローパスフィル
タ出力信号を帰還すると、これにはスイッチング情報が
含まれていないため（ローパスフィルタで減衰して）、
Ｄクラスオーディオアンプのスイッチングが正しく行わ
れない回路構成上の制約がある。

【０００９】

【課題を解決するための手段】以上に記載された課題
は、下記の着想により実現された。 （１）発生する歪みと逆位相同レベルの信号を加えるこ
とが出来れば、打ち消して歪みはゼロになるが、これを
活用する。しかし、これまでは、出力＝入力となるよう
な、パワーアンプの出力段に主眼が置かれており、本発
明のような、出力＝Ｎ×入力となるような応用について
は、考えられていなかった。まして、Ｄクラスアンプの
ローパスフィルタ出力を含む回路への適用など更に考え
が及ばなかった。 （２）ローパスフィルタ出力電圧を所定の分圧比（1/Ｎ
〜Ｎ）で分圧した電圧と、改善すべきアンプの入力電圧
を比較する。 （３）誤差アンプで検出された電圧が加算アンプによっ
て出力の歪みを打ち消すレベル及び位相の関係になるよ
うに構成する。

【００１０】（４）上記の技術に加え、その外側に、ア
ンプの入出力を比較して検出した歪みをリアルタイムに
逆位相同レベルで入力信号に加えて総合的に歪みを打ち
消すという、ＮＦＢによらない歪み低減回路を付加する
ことにより、上記のローパスフィルタ１６の磁気歪みは
もとより、Ｄクラスアンプ１３で発生した、量子化歪み
や非線形歪み、電源電圧変動による歪みなどあらゆる歪
みを打ち消して、低歪み高音質出力を得るようにする回
路は、安定に動作しながら、その十分な効果が得られる
周波数帯域の上限は、ローパスフィルタ１６のカットオ
フ周波数のおよそ１桁低い周波数までであるという制限
がある。

【００１１】本発明は以上の課題に鑑みて、中心部の主
回路は従来構成そのままにし、その主回路の外側に、検
出した歪みをリアルタイムに逆位相、同レベルで入力信
号に加えて総合的に歪みを打ち消すという、ＮＦＢによ
らない歪み低減回路を付加した。こうすることで、上記
のローパスフィルタの磁気歪みはもとより、Ｄクラスオ
ーディオアンプで発生した量子化歪みや非線形歪み、電
源電圧変動による歪み等あらゆる歪みを相殺して、低歪
み高音質オーディオ出力を得るようにした。更に、誤差
検出アンプ１２への入力としてのゲイン位相周波数特性
が、ほぼ平坦となるように、位相補償アンプを追加し
た。

【００１２】さらに、オーディオ電力増幅回路の歪低減
回路中の信号経路を２つの信号経路、すなわち、基準信
号帰還系と出力信号帰還系に分割して加算することによ
り、上記のローパスフィルタ１６の磁気歪みはもとよ
り、Ｄクラスアンプ１３で発生した量子化歪みや非線形
歪み、電源電圧変動による歪みなどあらゆる歪みを打ち
消して、広帯域かつ安定に低歪み高音質出力を得るよう
にした。

【００１３】すなわち、以上の課題を解決するために、
請求項１に記載された発明は、第１の入力端子１０Ａ及
び第２の入力端子１０Ｂを有し、前記第１の入力端子に
入力信号が供給され、前記入力信号に前記第２の入力端
子に入力される信号を加算して出力する加算アンプ１１
と、前記加算アンプの出力信号をスイッチングモードで
増幅するＤクラスオーディオアンプ１３と、前記Ｄクラ
スオーディオアンプの出力信号が供給されるローパスフ
ィルタ１６と、前記ローパスフィルタの出力を所定の比
率に分圧して出力する電圧分圧手段１５と、前記加算ア
ンプの出力信号と前記電圧分圧手段の出力信号との差を
誤差電圧信号として前記加算アンプの前記第２の入力端
子１０Ｂに供給する誤差検出アンプ１２とを有して構成
し、前記入力信号と前記誤差検出アンプの出力信号と
が、前記ローパスフィルタ16の出力信号の歪みを打ち消
すレベル及び位相になるように前記加算アンプ１１で加
算して、その出力を前記Ｄクラスオーディオアンプ１３
に供給することを特徴としたオーディオ電力増幅回路を
提供し、請求項２に記載された発明は、第１の入力端子
１０Ａ及び第２の入力端子１０Ｂを有し、前記第１の入
力端子に入力信号が供給され、前記入力信号に前記第２
の入力端子に入力される信号を加算して出力する加算ア
ンプ１１と、前記加算アンプの出力信号をスイッチング
モードで増幅するＤクラスオーディオアンプ１３と、前
記Ｄクラスオーディオアンプの出力信号が供給されるロ
ーパスフィルタ１６と、前記ローパスフィルタの出力を
所定の比率に分圧して出力する電圧分圧手段１５と、前
記加算アンプの出力が供給され、そのカットオフ周波数
が前記ローパスフィルタのカットオフ周波数より低く設
定されたハイパスフィルタ２２または前記ローパスフィ
ルタのカットオフ周波数よりも、その低い方のカットオ
フ周波数が低く設定されたバンドパスフィルタ２４と、
前記ハイパスフィルタまたは前記バンドパスフィルタの
何れかの出力信号と前記電圧分圧手段の出力信号とを加
算した信号と、前記加算アンプの出力信号との差を誤差
電圧信号として前記加算アンプの前記第２の入力端子に
供給する誤差検出アンプ１２とを有して構成し、前記入
力信号と前記誤差検出アンプの出力信号とが、前記ロー
パスフィルタの出力信号の歪みを打ち消すレベル及び位
相になるように前記加算アンプで加算して、その出力を
前記Ｄクラスオーディオアンプに供給することを特徴と
したオーディオ電力増幅回路を提供し、請求項３に記載
された発明は、第１の入力端子及び第２の入力端子を有
し、前記第１の入力端子に入力信号が供給され、前記入
力信号に前記第２の入力端子に入力される信号を加算し
て出力する加算アンプ１１と、前記加算アンプの出力信
号をスイッチングモードで増幅するＤクラスオーディオ
アンプ１３と、前記Ｄクラスオーディオアンプの出力信
号が供給されるローパスフィルタと、前記ローパスフィ
ルタの出力を所定の比率に分圧して出力する電圧分圧手
段と、前記電圧分圧手段の出力信号が供給され、その出
力を前記加算アンプの前記第２の入力端子に供給する第
１のアンプ２５と前記加算アンプの出力信号が供給さ
れ、その出力を前記加算アンプの前記第２の入力端子に
供給する第２のアンプ２７とを有して構成し、前記入力
信号と前記第１及び第２のアンプの出力信号とが、前記
ローパスフィルタの出力信号の歪みを打ち消すレベル及
び位相になるように前記加算アンプで加算して、その出
力を前記Ｄクラスオーディオアンプに供給することを特
徴としたオーディオ電力増幅回路を提供する。

【００１４】

【発明の実施の形態】本発明のオーディオ電力増幅回路
の実施の形態につき、好ましい一実施例により、以下に
図と共に説明する。図１に本発明のオーディオ電力増幅
回路の基本のブロック構成を、図２に本発明のオーディ
オ電力増幅回路の第１の実施例のより具体的なブロック
構成をそれぞれ示す。

【００１５】図１に示される本発明のオーディオ電力増
幅回路の基本ブロックは、入力信号源１４の電圧が供給
される加算アンプ１１、誤差検出アンプ１２、Ｄクラス
オーディオアンプ１３、電圧分圧手段１５、及びインダ
クタとコンデンサとよりなるローパスフィルタ１６より
構成されている。

【００１６】図２に示される本発明のオーディオ電力増
幅回路の第１の実施例のより具体的な実施例は、信号源
１４の電圧が供給される加算アンプ１１、誤差検出アン
プ１２、Ｄクラスオーディオアンプ１３、電圧分圧手段
（Ｒ6，Ｒ7）１５、及びコンデンサＣ1，Ｃ2、インダク
タＬ1，Ｌ2よりなるローパスフィルタ１６より構成され
ている。

【００１７】図１、図２に示される各回路は共に、加算
アンプ１１、誤差検出アンプ１２、Ｄクラスオーディオ
アンプ１３の各電源電圧は、説明に無関係なので、その
記入を省略してある。 ＜動作の概要＞本発明のオーディオ電力増幅回路の動作
を、以下に具体的なブロック構成を示した図２と共に説
明する。

【００１８】誤差検出アンプ１２は、破線内部のＤクラ
スオーディオアンプ１３とローパスフィルタ１６の総合
ゲインが、Ｒ6／Ｒ7であることを想定して、破線内部回
路への入力信号（加算アンプ出力電圧）Ｖ1と破線内部
回路の出力信号（ローパスフィルタ出力電圧）Ｖoとの
誤差を検出する。

【００１９】ここで検出された誤差信号（誤差検出アン
プ出力電圧）Ｖ2は、加算アンプ１１で本来の入力信号
（信号源電圧）Ｖsに誤差を打ち消す位相で加算され
る。勿論、各アンプに接続されている周辺の各抵抗は所
定のゲイン関係になるように設定されていなければなら
ないが、以下にその実施例を示す。

【００２０】そこで図２について、その説明を簡単にす
るため、破線内部の回路全体としてのゲインをＡとす
る。さらに、 抵抗 Ｒ1 ＝ Ｒ2 ＝ Ｒ7 ＝ Ｒ8 ＝ Ｒ10 ＝ Ｒ とし、さらに、 Ｒ6／Ｒ7 ＝Ｎ とする。

【００２１】加算アンプ１１、誤差検出アンプ１２の各
出力Ｖ1，Ｖ2、及びローパスフィルタ１６の出力Ｖ0は
夫々、 Ｖ1 ＝ −（Ｖs+Ｖ2） …… (1) Ｖ2 ＝ −（Ｖ1＋Ｖo／Ｎ） …… (2) Ｖo ＝ Ａ×Ｖ1 …… (3) となる。

【００２２】(1),(2),(3)からＶ1,Ｖ2を消去すると(3)
から Ｖ1 ＝ Ｖo／Ａ …… (4) これを(1)に代入 Ｖo／Ａ＝ −（Ｖs+Ｖ2） …… (5)

【００２３】これに(2)を代入すると Ｖo／Ａ ＝ −Ｖs＋Ｖ1＋Ｖo／Ｎ

【００２４】これに(4)を代入すると Ｖo／Ａ ＝ −Ｖs＋Ｖo／Ａ＋Ｖo／Ｎ よって、これを整理して、 Ｖo ＝ Ｎ×Ｖs となる。

【００２５】ゲインＡに無関係にローパスフィルタ１６
の出力電圧Ｖoは、信号源電圧ＶsのＮ倍になる。

【００２６】ゲインＡに無関係ということは、破線内の
Ｄクラスオーディオアンプ１３やローパスフィルタ１６
が歪みを発生（Ａが変動）しても、その影響が出力に現
れないことを意味する。

【００２７】すなわち、この回路のゲインは、抵抗Ｒ6
とＲ7の比、Ｒ6／Ｒ7＝Ｎのみで決定される。よって、
アンプ出力電圧Ｖ1やＶ2を発生する加算アンプ１１、誤
差検出アンプ１２が無歪みであれば、出力には歪みのな
い信号（ローパスフィルタ出力電圧）Ｖoが得られるこ
とになる。ここで、Ｎの値は数式上は任意であるが、ゲ
インＡと同じか、その２倍程度が実用的である。

【００２８】つぎに本発明のオーディオ電力増幅回路の
方式とＮＦＢ回路方式との相違点について説明する。こ
の本発明のオーディオ電力増幅回路の方式は、ＮＦＢ回
路の方式とは基本的にその動作が異なる。

【００２９】ＮＦＢ回路は入力信号とＮＦＢで帰還され
た信号を比較し、その誤差がゼロに近付くように動作す
る。どれくらいゼロに近いかは、ＮＦＢをかける前のゲ
インに関係し、ゲインが無限大であればゼロになる。し
かし、本発明のオーディオ電力増幅回路の方式の場合
は、誤差の検出系とその誤差の逆位相信号発生系のゲイ
ンが１であれば、原理的に歪みが相殺されてゼロにな
る。

【００３０】図３には、本発明のオーディオ電力増幅回
路の第１の実施例の歪率の改善効果を従来のものと対比
して示した。図２に示される破線内部のオーディオ電力
増幅回路の特性と、本発明を適用した図２のオーディオ
電力増幅回路全体の特性との比較である。

【００３１】また、図２に示される本発明の第１の実施
例では言及されていないが、現実には、ローパスフィル
タ１６のカットオフ周波数による周波数帯域の制約があ
り、誤差検出系回路１２にも周波数帯域の制限要素を加
えて安定に動作させることが必要となる。

【００３２】さらに、ＮＦＢ回路と異なり、加算アンプ
１１、誤差検出アンプ１２周辺の抵抗値に誤差があれば
設定した「ゲイン１」からずれるため、打ち消し効果は
それだけ弱まるが、それでも実際には図３に示される歪
率のグラフからも判るように、全可聴帯域にわたり２０
dＢ程度の改善効果が期待出来る。

【００３３】以上に説明した第１の実施例の発明は、現
実には、ローパスフィルタ１６のカットオフ周波数によ
る周波数帯域の制限があり、誤差検出・打ち消し信号生
成系アンプ１２，１１にも周波数帯域の制限要素を加え
て、安定に動作させるようにすることが必要となる。即
ち、誤差検出・打ち消し信号生成系アンプ１２，１１に
周波数帯域の制限を与えないと、ローパスフィルタ１６
の出力から戻ってくる信号の位相がカットオフ周波数に
よって決まる分だけ遅れることになる。

【００３４】この遅れが９０度を超えると不安定にな
り、遅れが１８０度の周波数では発振することになるの
で、誤差検出・打ち消し信号生成系アンプ１２，１１の
周波数特性のカットオフ周波数は、ローパスフィルタ１
６のカットオフ周波数より十分低い周波数に設定し、位
相遅れが大きくなる周波数帯域においてはゲインを十分
に少なくしておく必要がある。

【００３５】図４に示される回路においては、位相遅れ
が大きくなる周波数帯域においてはゲインを十分に少な
くさせて、安定に動作させるために、誤差検出アンプ１
２の入出力間に抵抗Ｒ10と並行に新たにコンデンサＣ3
を挿入して対応している。

【００３６】しかし、このため、改善度が、数kＨz以上
では周波数の増加と共に減少することになる。図５に
は、その改善効果の一実施例を示した。図４の破線内部
の回路の特性と、誤差検出・打ち消し信号生成系回路を
加えた図４の回路全体の特性との比較である。

【００３７】図４の回路全体の特性は、図３に示される
図２の回路全体の特性と比較すると、数ｋＨz以上の高
域においてはゲインは減少した分、より安定に動作させ
る方向に改善されてはいるものの、歪率そのものは図２
に示される回路よりは悪化している。この歪率を改善し
たものが、つぎの本発明のオーディオ電力増幅回路の第
２の実施例である。

【００３８】本発明のオーディオ電力増幅回路の第２の
実施例について、以下に図６と共に説明する。図６に示
される本発明のオーディオ電力増幅回路の第２の実施例
の基本ブロックは、入力信号源１４の電圧が供給される
加算アンプ１１、誤差検出アンプ１２、Ｄクラスオーデ
ィオアンプ１３、電圧分圧手段（Ｒ6，Ｒ7）１５、イン
ダクタＬ1，Ｌ2とコンデンサＣ1，Ｃ2とよりなるローパ
スフィルタ１６、及び位相補正アンプ２１を有するハイ
パスフィルタ（ＨＰＦ）２２より構成されている。

【００３９】本発明のオーディオ電力増幅回路の第２の
実施例は、位相補正アンプ２１を有して構成されたハイ
パスフィルタ（以下ＨＰＦ）２２を付加したものであ
る。このＨＰＦ（２２）を付加した本発明のオーディオ
電力増幅回路の第２の実施例のゲイン周波数特性は、図
１０に示されるように、誤差検出アンプ１２によってロ
ーパスフィルタ１６の出力信号と加算されるとき、誤差
検出アンプ１２への入力としてのゲイン位相周波数特性
が、ほぼ平坦となるように、位相補正アンプ２３の入力
に接続されているコンデンサＣ5，抵抗Ｒ5の定数が夫々
設定される。

【００４０】具体的には、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）
２２のカットオフ周波数は、ローパスフィルタ（ＬＰ
Ｆ）１６のカットオフ周波数より、やや低い周波数に設
定される。この様にして、誤差検出アンプ１２から見た
ときに、ローパスフィルタ１６を含むＤクラスオーディ
オアンプ１３の出力のゲイン周波数特性は、あたかも、
ローパスフィルタ１６があるにも関わらず、平坦である
のと等価となる。従って、コンデンサC3による帯域の制
限は、不要とは言えないまでも、十分に高域へシフト出
来る。従って、歪み低減効果のある帯域をより広帯域な
ものとすることが出来る。

【００４１】図７には、本発明のオーディオ電力増幅回
路の第２の実施例における歪率（パーセント）の改善効
果の一実施例を示した。図６に示される破線内部の回路
の特性と、本発明のＨＰＦ（２２）を加えた図６に示さ
れる回路全体の特性とを比較したものである。図７よ
り、本発明のオーディオ電力増幅回路が、破線で示され
る従来の回路構成のものよりも、可聴帯域において２０
dＢ以上歪率（パーセント）が改善されているのが判
る。

【００４２】以上は、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）を使
用した場合であったが、本発明はこれに限定されるもの
ではなく、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）２２をバンドパ
スフィルタ（ＢＰＦ）２４に換えて図８のように構成し
てもよく、その回路構成について説明する。

【００４３】図８は本発明のオーディオ電力増幅回路の
第２の実施例の変形のより具体的なブロック構成を示し
た図である。図８に示される本発明のオーディオ電力増
幅回路は、入力信号源１４の電圧が供給される加算アン
プ１１、誤差検出アンプ１２、Ｄクラスオーディオアン
プ１３、電圧分圧手段（Ｒ6，Ｒ7）１５、インダクタＬ
1，Ｌ2とコンデンサＣ1，Ｃ2とよりなるローパスフィル
タ１６、及び位相補正アンプ２３を有するバンドパスフ
ィルタ（ＢＰＦ）２４より構成されている。

【００４４】このＢＰＦ（２４）を付加した本発明のオ
ーディオ電力増幅回路の第２の実施例の変形のゲイン周
波数特性は、図１１に示されるように、誤差検出アンプ
１２によってローパスフィルタ１６の出力信号と加算さ
れるとき、誤差検出アンプ１２への入力としてのゲイン
位相周波数特性の低中域の周波数（１００Ｈz〜１０kＨ
z）が、ほぼ平坦となるように、ＢＰＦ（２４）を構成
する位相補償アンプ２３の入力に接続されているコンデ
ンサＣ5，抵抗Ｒ5の定数が選ばれる。

【００４５】また、位相補正アンプ２３の入出力間に接
続されている抵抗Ｒ9と並行にコンデンサＣ6を接続し
て、ＢＰＦ（２４）を構成するコンデンサＣ5，Ｃ6の値
を Ｃ6 ≪ Ｃ5 として、コンデンサＣ6によってハイカットすればＢＰ
Ｆ（２４）が構成されるように定数を設定する。

【００４６】このＢＰＦ（２４）を使用した場合は、そ
の低い方のＢＰＦ（２４）のカットオフ周波数が、ロー
パスフィルタ（ＬＰＦ）１６のカットオフ周波数より、
やや低い周波数になるように前記のコンデンサＣ5、抵
抗Ｒ5の各定数を設定する。

【００４７】このＢＰＦ（２４）を挿入した場合の改善
効果の具体的なデータは図示していないが、この場合の
改善効果に関しては、図７に示されるハイパスフィルタ
（ＨＰＦ）２２を挿入した場合のデータと同じ傾向を示
す。ＢＰＦ（２４）を挿入したものは、可聴帯域の１０
０Ｈｚ〜１０ｋＨｚはハイパスフィルタ（ＨＰＦ）２２
を挿入した場合と同じ傾向をみせ、１００ｋＨｚ以上の
高域では、ＢＰＦ（２４）を挿入したものは、周波数が
高くなるにつれて徐々にカーブが上昇し、歪率がより低
下する傾向を示す。

【００４８】図９に本発明のオーディオ電力増幅回路の
第２の実施例の他の変形のより具体的なブロック構成を
示した。図９に示される本発明のオーディオ電力増幅回
路は、図６で示した位相補正アンプ２２を有するハイパ
スフィルタ（ＨＰＦ）２１が付加されたものと、ほぼ同
等の効果をより簡単に実現出来る。

【００４９】図６に示される回路では、ＨＰＦ系の信号
が、反転アンプを２度通過することから、この図９に示
される簡略化された回路が想致される。従って、基本的
な動作は図６と同様であるが、加算アンプ１１の入出力
間に接続されている抵抗Ｒ1と並行に、コンデンサＣ4と
抵抗Ｒ5とを直列に接続したものを、接続している。そ
の他の回路構成は図６のものと同じであり、その説明は
省略する。

【００５０】つぎに、本発明のオーディオ電力増幅回路
の第３の実施例のより具体的なブロック構成について、
以下に図１２と共に説明する。図１２に示される本発明
のオーディオ電力増幅回路の第３の実施例は、入力信号
源１４の電圧が供給される加算アンプ１１、Ｄクラスオ
ーディオアンプ１３、電圧分圧手段（Ｒ6，Ｒ7）１５、
インダクタＬ1，Ｌ2とコンデンサＣ1，Ｃ2とよりなるロ
ーパスフィルタ１６、第１のアンプ２５、及び第２のア
ンプ２７より構成されている。

【００５１】この第３の実施例は、これまでの第１及び
第２の実施例のように１つの信号経路で信号処理して入
力で加算するものとは異なり、基準信号帰還系と出力信
号帰還系の２つの信号経路に分けて、それぞれ信号処理
して、入力で加算することにより、広帯域かつ安定に十
分な歪み打ち消し効果を得るように構成したものであ
る。

【００５２】よつて、本発明のオーディオ電力増幅回路
の第３の実施例は、反転アンプである第１のアンプ２５
を新たに付加した構成が特徴である。この第１のアンプ
２５の周波数特性は、基本的にフラットであり、第１の
アンプ２５はローパスフィルタ１６の出力信号電圧Ｖ0
の分圧機能及び位相反転機能を有している。

【００５３】このようにすることにより、図４において
は出力帰還信号が誤差検出アンプ１２を通過するため、
高音域では誤差検出アンプ１２の周波数特性や位相特性
の影響を受けていたが、本発明の第３の実施例の回路で
は、これが全くなくなり、出力帰還信号が正確なものと
なる。

【００５４】このため、図４に示される回路と比較する
と、より広帯域に渡って格段に回路全体の安定度が向上
し、歪み低減効果を有する周波数帯域もより広帯域なも
のとすることが出来る。ここでの各定数の設定は、図４
と同様に、 抵抗 Ｒ1 ＝ Ｒ2 ＝ Ｒ7 ＝ Ｒ8 ＝ Ｒ10 ＝ Ｒ 図４の設定に加えて、 とすると、図４における歪み低減の原理動作と全く同じ
動作となる（C3の影響が無視出来る帯域において）。

【００５５】また、このオーディオ電力増幅回路は、着
眼点を変えて見ると、アンプ２７による正帰還でゲイン
を増大した加算アンプ１１とＤクラスオーディオアンプ
１３からなるアンプ全体にアンプ２５を通してＮＦＢを
かけた回路と考えることが出来る。

【００５６】この考え方は図４に示されるオーディオ電
力増幅回路についても、同様に適用出来る。こう考える
ことにより、出力帰還信号が位相補償アンプ２７を通過
しないために、ゲインや位相が変化しない、本発明の基
本構成が、図４の原理システムを実用のものするときに
有効であることがわかる。

【００５７】図１３は、図１２に示される本発明のオー
ディオ電力増幅回路の第３の実施例の歪率（パーセン
ト）の改善効果を従来のものと比較して示した図であ
る。図１３に示される本発明のオーディオ電力増幅回路
の第３の実施例は、図４に示される回路と比較して、歪
率（パーセント）が高域（１０kＨz）で２０dＢ程度改
善され、従来のオーディオ電力増幅回路と比較すると高
域だけでなく全可聴帯域（１００Ｈz〜１０kＨz）で２
０dＢも改善されているのが判る。

【００５８】

【発明の効果】以上に説明したとおり、請求項１に記載
された発明によると、第１の入力端子及び第２の入力端
子を有し、前記第１の入力端子に入力信号が供給され、
前記入力信号に前記第２の入力端子に入力される信号を
加算して出力する加算アンプと、前記加算アンプの出力
信号をスイッチングモードで増幅するＤクラスオーディ
オアンプと、前記Ｄクラスオーディオアンプの出力信号
が供給されるローパスフィルタと、前記ローパスフィル
タの出力を所定の比率に分圧して出力する電圧分圧手段
と、前記加算アンプの出力信号と前記電圧分圧手段の出
力信号との差を誤差電圧信号として前記加算アンプの前
記第２の入力端子に供給する誤差検出アンプとを有して
構成し、前記入力信号と前記誤差検出アンプの出力信号
とが、前記ローパスフィルタの出力信号の歪みを打ち消
すレベル及び位相になるように前記加算アンプで加算し
て、その出力を前記Ｄクラスオーディオアンプに供給す
るようにしたので、簡単な回路構成により、Ｄクラスオ
ーディオパワーアンプの出力ローパスフィルタで発生す
る磁気歪みはもとより、Ｄクラスオーディオパワーアン
プそのものが発生するあらゆる歪みをも打ち消して、小
型、軽量で、しかも高音質というＤクラスオーディオパ
ワーアンプのメリットを十分に引き出すことが出来る。

【００５９】また、請求項１に記載された発明による
と、回路方式を問わず全てのＤクラスオーディオアンプ
に適用出来、応用範囲はかなり広く出来る。

【００６０】また、請求項２に記載された発明による
と、第１の入力端子及び第２の入力端子を有し、前記第
１の入力端子に入力信号が供給され、前記入力信号に前
記第２の入力端子に入力される信号を加算して出力する
加算アンプと、前記加算アンプの出力信号をスイッチン
グモードで増幅するＤクラスオーディオアンプと、前記
Ｄクラスオーディオアンプの出力信号が供給されるロー
パスフィルタと、前記ローパスフィルタの出力を所定の
比率に分圧して出力する電圧分圧手段と、前記加算アン
プの出力が供給され、そのカットオフ周波数が前記ロー
パスフィルタのカットオフ周波数より低く設定されたハ
イパスフィルタまたは前記ローパスフィルタのカットオ
フ周波数よりも、その低い方のカットオフ周波数が低く
設定されたバンドパスフィルタと、前記ハイパスフィル
タまたは前記バンドパスフィルタの何れかの出力信号と
前記電圧分圧手段の出力信号とを加算した信号と、前記
加算アンプの出力信号との差を誤差電圧信号として前記
加算アンプの前記第２の入力端子に供給する誤差検出ア
ンプとを有して構成し、前記入力信号と前記誤差検出ア
ンプの出力信号とが、前記ローパスフィルタの出力信号
の歪みを打ち消すレベル及び位相になるように前記加算
アンプで加算して、その出力を前記Ｄクラスオーディオ
アンプに供給するようにしたので、簡単な、回路構成に
より、Ｄクラスオーディオパワーアンプの出力ローパス
フィルタで発生する磁気歪みはもとより、Ｄクラスオー
ディオパワーアンプそのものが発生するあらゆる歪みを
も、より広帯域に渡り、かつ安定に打ち消して、小型、
軽量、しかも高音質というＤクラスオーディオパワーア
ンプのメリットを十分に引き出すことが出来る。

【００６１】また、請求項３に記載された発明による
と、第１の入力端子及び第２の入力端子を有し、前記第
１の入力端子に入力信号が供給され、前記入力信号に前
記第２の入力端子に入力される信号を加算して出力する
加算アンプと、前記加算アンプの出力信号をスイッチン
グモードで増幅するＤクラスオーディオアンプと、前記
Ｄクラスオーディオアンプの出力信号が供給されるロー
パスフィルタと、前記ローパスフィルタの出力を所定の
比率に分圧して出力する電圧分圧手段と、前記電圧分圧
手段の出力信号が供給されてその出力を前記加算アンプ
の前記第２の入力端子に供給する第１のアンプと前記加
算アンプの出力信号が供給されてその出力を前記加算ア
ンプの前記第２の入力端子に供給する第２のアンプとを
有して構成し、前記入力信号と前記第１及び第２のアン
プの出力信号とが、前記ローパスフィルタの出力信号の
歪みを打ち消すレベル及び位相になるように前記加算ア
ンプで加算して、その出力を前記Ｄクラスオーディオア
ンプに供給するようにしたので、簡単な、回路構成によ
り、Ｄクラスオーディオパワーアンプの出力ローパスフ
ィルタで発生する磁気歪みはもとより、Ｄクラスオーデ
ィオパワーアンプそのものが発生するあらゆる歪みを
も、より広帯域に渡り、かつ安定に打ち消して、より広
帯域に渡って格段に回路全体の安定度が向上し、小型、
軽量、しかも高音質というＤクラスオーディオパワーア
ンプのメリットを十分に引き出すことが出来る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のオーディオ電力増幅回路の第１の実施
例のブロック構成を示した図である。

【図２】本発明のオーディオ電力増幅回路の第１の実施
例のより具体的なブロック構成を示した図である。

【図３】本発明のオーディオ電力増幅回路の第１の実施
例の歪率（パーセント）の改善効果を従来のものと比較
して示した図である。

【図４】本発明のオーディオ電力増幅回路の第１の実施
例の変形のより具体的なブロック構成を示した図であ
る。

【図５】本発明のオーディオ電力増幅回路の第１の実施
例の変形の歪率の改善効果を従来のものと比較して示し
た図である。

【図６】本発明のオーディオ電力増幅回路の第２の実施
例のより具体的なブロック構成を示した図である。

【図７】本発明のオーディオ電力増幅回路の第２の実施
例の歪率の改善効果を従来のものと比較して示した図で
ある。

【図８】本発明のオーディオ電力増幅回路の第２の実施
例の変形のより具体的なブロック構成を示した図であ
る。

【図９】本発明のオーディオ電力増幅回路の第２の実施
例の他の変形のより具体的なブロック構成を示した図で
ある。

【図１０】本発明のオーディオ電力増幅回路の第２の実
施例の周波数特性を概略示した図である。

【図１１】本発明のオーディオ電力増幅回路の第２の実
施例の変形の周波数特性を概略示した図である。

【図１２】本発明のオーディオ電力増幅回路の第３の実
施例のより具体的なブロック構成を示した図である。

【図１３】本発明のオーディオ電力増幅回路の第３の実
施例の歪率の改善効果を従来のものと比較して示した図
である。

【図１４】従来のオーディオ電力増幅回路の一例のブロ
ック構成を示した図である。

【符号の説明】

１０Ａ 第１の入力端子 １０Ｂ 第２の入力端子 １１ 加算アンプ １２ 誤差検出アンプ １３，４２ Ｄクラスオーディオアンプ １４ 入力信号源(Ｖs) １５ 電圧分圧手段（Ｒ6，Ｒ7） １６ ローパスフィルタ（ＬＰＦ） １７ スピーカ ２１，２３ 位相補正アンプ ２２ ハイパスフィルタ（ＨＰＦ） ２４ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ） ２５ 第１のアンプ ２７ 第２のアンプ ４３ ローパスフィルタ（ＬＰＦ） Ａ ゲイン Ｃ1〜Ｃ6，Ｃ41 コンデンサ Ｌ1，Ｌ2，Ｌ41 インダクタ Ｒ1〜Ｒ11，Ｒ41，Ｒ42 抵抗 Ｖ0 ローパスフィルタ１６の出力電圧 Ｖ1 加算アンプ１１の出力電圧 Ｖ2 誤差検出アンプ１２の出力電圧 Ｖs 信号源１４の出力電圧

フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J090 AA02 AA41 CA21 CA62 CA92 FA17 GN02 GN06 HA25 HA29 HA33 KA00 KA26 KA42 KA44 KA46 KA62 MA11 MN02 NN02 NN11 SA05 TA01 TA03 5J091 AA02 AA41 CA21 CA62 CA92 FA17 HA25 HA29 HA33 KA00 KA26 KA42 KA44 KA46 KA62 MA11 SA05 TA01 TA03

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】第１の入力端子及び第２の入力端子を有
   し、前記第１の入力端子に入力信号が供給され、前記入
   力信号に前記第２の入力端子に入力される信号を加算し
   て出力する加算アンプと、 前記加算アンプの出力信号をスイッチングモードで増幅
   するＤクラスオーディオアンプと、 前記Ｄクラスオーディオアンプの出力信号が供給される
   ローパスフィルタと、 前記ローパスフィルタの出力を所定の比率に分圧して出
   力する電圧分圧手段と、 前記加算アンプの出力信号と前記電圧分圧手段の出力信
   号との差を誤差電圧信号として前記加算アンプの前記第
   ２の入力端子に供給する誤差検出アンプとを有して構成
   し、 前記入力信号と前記誤差検出アンプの出力信号とが、前
   記ローパスフィルタの出力信号の歪みを打ち消すレベル
   及び位相になるように前記加算アンプで加算して、その
   出力を前記Ｄクラスオーディオアンプに供給することを
   特徴としたオーディオ電力増幅回路。
2. 【請求項２】第１の入力端子及び第２の入力端子を有
   し、前記第１の入力端子に入力信号が供給され、前記入
   力信号に前記第２の入力端子に入力される信号を加算し
   て出力する加算アンプと、 前記加算アンプの出力信号をスイッチングモードで増幅
   するＤクラスオーディオアンプと、 前記Ｄクラスオーディオアンプの出力信号が供給される
   ローパスフィルタと、 前記ローパスフィルタの出力を所定の比率に分圧して出
   力する電圧分圧手段と、 前記加算アンプの出力が供給され、そのカットオフ周波
   数が前記ローパスフィルタのカットオフ周波数より低く
   設定されたハイパスフィルタまたは前記ローパスフィル
   タのカットオフ周波数よりも、その低い方のカットオフ
   周波数が低く設定されたバンドパスフィルタと、 前記ハイパスフィルタまたは前記バンドパスフィルタの
   何れかの出力信号と前記電圧分圧手段の出力信号とを加
   算した信号と、前記加算アンプの出力信号との差を誤差
   電圧信号として前記加算アンプの前記第２の入力端子に
   供給する誤差検出アンプとを有して構成し、 前記入力信号と前記誤差検出アンプの出力信号とが、前
   記ローパスフィルタの出力信号の歪みを打ち消すレベル
   及び位相になるように前記加算アンプで加算して、その
   出力を前記Ｄクラスオーディオアンプに供給することを
   特徴としたオーディオ電力増幅回路。
3. 【請求項３】第１の入力端子及び第２の入力端子を有
   し、前記第１の入力端子に入力信号が供給され、前記入
   力信号に前記第２の入力端子に入力される信号を加算し
   て出力する加算アンプと、 前記加算アンプの出力信号をスイッチングモードで増幅
   するＤクラスオーディオアンプと、 前記Ｄクラスオーディオアンプの出力信号が供給される
   ローパスフィルタと、 前記ローパスフィルタの出力を所定の比率に分圧して出
   力する電圧分圧手段と、 前記電圧分圧手段の出力信号が供給され、その出力を前
   記加算アンプの前記第２の入力端子に供給する第１のア
   ンプと前記加算アンプの出力信号が供給され、その出力
   を前記加算アンプの前記第２の入力端子に供給する第２
   のアンプとを有して構成し、 前記入力信号と前記第１及び第２のアンプの出力信号と
   が、前記ローパスフィルタの出力信号の歪みを打ち消す
   レベル及び位相になるように前記加算アンプで加算し
   て、その出力を前記Ｄクラスオーディオアンプに供給す
   ることを特徴としたオーディオ電力増幅回路。