JPH08139541A - イコライザおよびこれを用いるオーディオ装置 - Google Patents
イコライザおよびこれを用いるオーディオ装置Info
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- JPH08139541A JPH08139541A JP29877694A JP29877694A JPH08139541A JP H08139541 A JPH08139541 A JP H08139541A JP 29877694 A JP29877694 A JP 29877694A JP 29877694 A JP29877694 A JP 29877694A JP H08139541 A JPH08139541 A JP H08139541A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】素子数が少ない回路構成で連続的に音質調整が
できるイコライザを提供することにある。 【構成】２つの差動アンプを出力を共通にして、少なく
とも一方のアンプには他方のアンプと異なる周波数特性
を持たせてそれぞれのアンプに出力を帰還させ、さら
に、いずれかのアンプの帰還量をそれぞれの電流源の動
作電流を増減させて他方よりも一方の帰還量を大きくし
てアンプ全体の特性を帰還量の大きなアンプの特性が優
先的に現れるようにコントロール回路により設定するも
のである。これによりそれぞれの電流源の電流値の設定
に応じて異なる周波数特性の間にある周波数特性を選択
する。
できるイコライザを提供することにある。 【構成】２つの差動アンプを出力を共通にして、少なく
とも一方のアンプには他方のアンプと異なる周波数特性
を持たせてそれぞれのアンプに出力を帰還させ、さら
に、いずれかのアンプの帰還量をそれぞれの電流源の動
作電流を増減させて他方よりも一方の帰還量を大きくし
てアンプ全体の特性を帰還量の大きなアンプの特性が優
先的に現れるようにコントロール回路により設定するも
のである。これによりそれぞれの電流源の電流値の設定
に応じて異なる周波数特性の間にある周波数特性を選択
する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、イコライザおよびこ
れを用いるオーディオ装置に関し、詳しくは、携帯用磁
気テープ再生装置等の携帯用オーディオ装置におけるイ
コライザにおいて、素子数が少ない回路構成で連続的に
音質調整ができ、ＩＣ化に適したイコライザに関する。
れを用いるオーディオ装置に関し、詳しくは、携帯用磁
気テープ再生装置等の携帯用オーディオ装置におけるイ
コライザにおいて、素子数が少ない回路構成で連続的に
音質調整ができ、ＩＣ化に適したイコライザに関する。
【０００２】
【従来の技術】図４は、従来のオーディオ装置において
使用される連続的に音質調整ができるコライザである。
図示するように、通常、可変Ｇｍアンプを多数設けて、
ジャイレータ回路により抵抗やコンデンサを等価的にシ
ミュレーションしてイコライザを構成する。なお、可変
Ｇｍアンプの電流をコントロールするコントロール回路
は省略してある。１つの可変Ｇｍアンプは、図５に図示
するように多数のトランジスタが使用されるので、結果
的にこの種のイコライザは、ＩＣ化した場合に回路規模
が大きくならざるを得ない。
使用される連続的に音質調整ができるコライザである。
図示するように、通常、可変Ｇｍアンプを多数設けて、
ジャイレータ回路により抵抗やコンデンサを等価的にシ
ミュレーションしてイコライザを構成する。なお、可変
Ｇｍアンプの電流をコントロールするコントロール回路
は省略してある。１つの可変Ｇｍアンプは、図５に図示
するように多数のトランジスタが使用されるので、結果
的にこの種のイコライザは、ＩＣ化した場合に回路規模
が大きくならざるを得ない。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】このようなイコライザ
を携帯用オーディオ装置に使用した場合には、他の回路
と同時にＩＣ化することが難しく、また、回路経路が多
数になる関係でノイズも発生し易い。ＩＣの個数が増加
することは、価格の面ばかりでなく、小型化、薄型化の
障害にもなる。そこで、携帯用オーディオ装置にあって
は、イコライザとして、通常、コンデンサを用いたフィ
ルタ回路とアンプとの組合せ回路が使用される。しか
し、この種の装置は、スイッチの切換で音質を段階的に
選択するものであって、前記のような連続的な音質調整
はできない欠点がある。この発明の目的は、このような
従来技術の問題点を解決するものであって、素子数が少
ない回路構成で連続的に音質調整ができるイコライザを
提供することにある。この発明の他の目的は、前記イコ
ライザを他の回路とともにＩＣ化したオーディオアンプ
を備えるオーディオ装置を提供することにある。
を携帯用オーディオ装置に使用した場合には、他の回路
と同時にＩＣ化することが難しく、また、回路経路が多
数になる関係でノイズも発生し易い。ＩＣの個数が増加
することは、価格の面ばかりでなく、小型化、薄型化の
障害にもなる。そこで、携帯用オーディオ装置にあって
は、イコライザとして、通常、コンデンサを用いたフィ
ルタ回路とアンプとの組合せ回路が使用される。しか
し、この種の装置は、スイッチの切換で音質を段階的に
選択するものであって、前記のような連続的な音質調整
はできない欠点がある。この発明の目的は、このような
従来技術の問題点を解決するものであって、素子数が少
ない回路構成で連続的に音質調整ができるイコライザを
提供することにある。この発明の他の目的は、前記イコ
ライザを他の回路とともにＩＣ化したオーディオアンプ
を備えるオーディオ装置を提供することにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
のこの発明のイコライザの特徴は、出力を共通にしそれ
ぞれに電流源を有する第１および第２の差動アンプと、
この出力から取り出される電圧信号を第１の差動アンプ
に負帰還させる第１の負帰還回路と、電圧信号を第２の
差動アンプに負帰還させる第２の負帰還回路と、第１お
よび第２の負帰還回路のいずれかに設けられたフィルタ
回路と、音質調整信号に応じてそれぞれの電流源の電流
値を制御するコントローラとを備えていて、第１および
第２の差動アンプは周波数特性が異なるアンプであっ
て、コントローラによりそれぞれの電流源の電流値を設
定することにより異なる周波数特性の間にある特性が選
択されるものである。
のこの発明のイコライザの特徴は、出力を共通にしそれ
ぞれに電流源を有する第１および第２の差動アンプと、
この出力から取り出される電圧信号を第１の差動アンプ
に負帰還させる第１の負帰還回路と、電圧信号を第２の
差動アンプに負帰還させる第２の負帰還回路と、第１お
よび第２の負帰還回路のいずれかに設けられたフィルタ
回路と、音質調整信号に応じてそれぞれの電流源の電流
値を制御するコントローラとを備えていて、第１および
第２の差動アンプは周波数特性が異なるアンプであっ
て、コントローラによりそれぞれの電流源の電流値を設
定することにより異なる周波数特性の間にある特性が選
択されるものである。
【０００５】
【作用】このように２つの差動アンプを出力を共通にし
て、少なくとも一方のアンプには他方のアンプと異なる
周波数特性を持たせてそれぞれのアンプに出力を帰還さ
せる。さらに、いずれかのアンプの帰還量をそれぞれの
電流源の動作電流を増減させて他方よりも一方の帰還量
を大きくしてアンプ全体の特性を帰還量の大きなアンプ
の特性が優先的に現れるようにコントローラにより設定
する。これによりそれぞれの電流源の電流値の設定に応
じて異なる周波数特性の間にある周波数特性を選択する
ことができる。その結果、基本的に２つの差動アンプと
フィルタを持つ帰還回路という素子構成においてイコラ
イザ本体の回路が実現でき、その素子数は従来よりも低
減し、しかも、それぞれの電流源の動作電流を調整する
ことでアンプ全体の周波数特性を連続的に選択できる。
て、少なくとも一方のアンプには他方のアンプと異なる
周波数特性を持たせてそれぞれのアンプに出力を帰還さ
せる。さらに、いずれかのアンプの帰還量をそれぞれの
電流源の動作電流を増減させて他方よりも一方の帰還量
を大きくしてアンプ全体の特性を帰還量の大きなアンプ
の特性が優先的に現れるようにコントローラにより設定
する。これによりそれぞれの電流源の電流値の設定に応
じて異なる周波数特性の間にある周波数特性を選択する
ことができる。その結果、基本的に２つの差動アンプと
フィルタを持つ帰還回路という素子構成においてイコラ
イザ本体の回路が実現でき、その素子数は従来よりも低
減し、しかも、それぞれの電流源の動作電流を調整する
ことでアンプ全体の周波数特性を連続的に選択できる。
【０００６】
【実施例】図１は、この発明のイコライザを適用した一
実施例の回路図であり、図２は、その調整される周波数
特性の説明図、図３は、この発明の他の一実施例の回路
図である。１は、イコライザであって、カレントミラー
回路２のアクティブ負荷を共通に有する第１，第２の差
動アンプ３，４と、この共通の負荷から出力を取り出す
アンプ５、アンプ５の出力をそれぞれの差動アンプ３，
４へと負帰還させる帰還率の相違する負帰還回路６，７
とで構成されている。そして、第１，第２の差動アンプ
３，４のトランジスタＱ1 ，Ｑ3 のベースは、共通に入
力端子８に接続され、アンプ５の出力は、出力端子９に
接続され、外部の音質操作に応じて制御信号を発生する
コントロール回路１０により、前記アンプにより構成さ
れるイコライザ１の回路の周波数特性が調整される。
実施例の回路図であり、図２は、その調整される周波数
特性の説明図、図３は、この発明の他の一実施例の回路
図である。１は、イコライザであって、カレントミラー
回路２のアクティブ負荷を共通に有する第１，第２の差
動アンプ３，４と、この共通の負荷から出力を取り出す
アンプ５、アンプ５の出力をそれぞれの差動アンプ３，
４へと負帰還させる帰還率の相違する負帰還回路６，７
とで構成されている。そして、第１，第２の差動アンプ
３，４のトランジスタＱ1 ，Ｑ3 のベースは、共通に入
力端子８に接続され、アンプ５の出力は、出力端子９に
接続され、外部の音質操作に応じて制御信号を発生する
コントロール回路１０により、前記アンプにより構成さ
れるイコライザ１の回路の周波数特性が調整される。
【０００７】第１の差動アンプ３は、トランジスタＱ1
，Ｑ2 とその電流源３ａとで構成され、カレントミラ
ー２のトランジスタＱ5 ，Ｑ6 をそれぞれのコレクタ側
に負荷として有している。第２の差動アンプ４は、トラ
ンジスタＱ3 ，Ｑ4 とその電流源４ａとで構成され、前
記のカレントミラー回路２のトランジスタＱ5 ，Ｑ6 を
それぞれのコレクタ側に負荷として有している。負帰還
回路６は、出力端子９の電圧を分圧する直列接続の抵抗
Ｒ1 ，Ｒ2 からなる回路であって、その分圧点の電圧が
トランジスタＱ2 のベースに帰還される。負帰還回路７
は、出力端子９の電圧を分圧する抵抗Ｒ3 とＣＲのフィ
ルタ回路７ａとからなる直列回路と、ＣＲのフィルタ回
路７ａに並列に接続されたＣＲフィルタ７ｂ、そして抵
抗Ｒ3 に並列に接続されたＣＲフィルタ７ｃとにより構
成されていて、抵抗Ｒ3 とＣＲのフィルタ回路７ａとに
よる分圧点がトランジスタＱ4 のベースに接続されて、
その分圧電圧が帰還される。ここで、負帰還回路７の帰
還率は、負帰還回路６の帰還率よりも低くなるように各
抵抗値やコンデンサの容量が選択されている。
，Ｑ2 とその電流源３ａとで構成され、カレントミラ
ー２のトランジスタＱ5 ，Ｑ6 をそれぞれのコレクタ側
に負荷として有している。第２の差動アンプ４は、トラ
ンジスタＱ3 ，Ｑ4 とその電流源４ａとで構成され、前
記のカレントミラー回路２のトランジスタＱ5 ，Ｑ6 を
それぞれのコレクタ側に負荷として有している。負帰還
回路６は、出力端子９の電圧を分圧する直列接続の抵抗
Ｒ1 ，Ｒ2 からなる回路であって、その分圧点の電圧が
トランジスタＱ2 のベースに帰還される。負帰還回路７
は、出力端子９の電圧を分圧する抵抗Ｒ3 とＣＲのフィ
ルタ回路７ａとからなる直列回路と、ＣＲのフィルタ回
路７ａに並列に接続されたＣＲフィルタ７ｂ、そして抵
抗Ｒ3 に並列に接続されたＣＲフィルタ７ｃとにより構
成されていて、抵抗Ｒ3 とＣＲのフィルタ回路７ａとに
よる分圧点がトランジスタＱ4 のベースに接続されて、
その分圧電圧が帰還される。ここで、負帰還回路７の帰
還率は、負帰還回路６の帰還率よりも低くなるように各
抵抗値やコンデンサの容量が選択されている。
【０００８】ＣＲのフィルタ回路７ａとＣＲフィルタ７
ｃは、低域ゲインを設定するフィルタであって、ＣＲの
フィルタ回路７ａは、抵抗Ｒ4 と電解コンデンサＣ1 と
の直列回路からなる。また、ＣＲフィルタ回路７ｃは、
抵抗Ｒ6 とコンデンサＣ3 との直列回路からなり、ＣＲ
フィルタ７ｂは、高域ゲインを設定するフィルタであっ
て、抵抗Ｒ5 とコンデンサＣ2 との直列回路からなる。
電流源３ａ，４ａは、それぞれコントロール回路１０か
らのＤＣ電流信号Ａ，Ｂの電流値に応じてその電流値が
制御されるものであって、ＤＣ電流信号ＡとＢとの電流
値の増減が可変抵抗器１１の調整電圧信号に対して逆方
向になる関係で、コントロール回路１０は、一方に反転
アンプを有する２つの電圧／電流変換回路とこれら２つ
の電圧／電圧変換回路から変換された電流をそれぞれ受
ける２つのカレントミラーとで構成され、それぞれのカ
レントミラーの出力側にＤＣ電流信号Ａ，Ｂを発生させ
る。これにより音質調整の可変抵抗器１１の操作に応じ
て発生するＤＣ電圧に応じた所定のレベルの電流信号
Ａ，Ｂを得る。
ｃは、低域ゲインを設定するフィルタであって、ＣＲの
フィルタ回路７ａは、抵抗Ｒ4 と電解コンデンサＣ1 と
の直列回路からなる。また、ＣＲフィルタ回路７ｃは、
抵抗Ｒ6 とコンデンサＣ3 との直列回路からなり、ＣＲ
フィルタ７ｂは、高域ゲインを設定するフィルタであっ
て、抵抗Ｒ5 とコンデンサＣ2 との直列回路からなる。
電流源３ａ，４ａは、それぞれコントロール回路１０か
らのＤＣ電流信号Ａ，Ｂの電流値に応じてその電流値が
制御されるものであって、ＤＣ電流信号ＡとＢとの電流
値の増減が可変抵抗器１１の調整電圧信号に対して逆方
向になる関係で、コントロール回路１０は、一方に反転
アンプを有する２つの電圧／電流変換回路とこれら２つ
の電圧／電圧変換回路から変換された電流をそれぞれ受
ける２つのカレントミラーとで構成され、それぞれのカ
レントミラーの出力側にＤＣ電流信号Ａ，Ｂを発生させ
る。これにより音質調整の可変抵抗器１１の操作に応じ
て発生するＤＣ電圧に応じた所定のレベルの電流信号
Ａ，Ｂを得る。
【０００９】さて、このような負荷を共通としたアンプ
を持つイコライザ回路において、同じ出力端子９側から
それぞれの差動アンプ３，４へ電圧帰還させた場合に、
第１の差動アンプ３への帰還量は、出力電圧に対して抵
抗Ｒ1 ，抵抗Ｒ2 の抵抗値の比で決定され、この差動ア
ンプ３とアンプ５の増幅率は、その開ループゲインをＡ
とすると、ゲインＧ＝Ａ／（１−Ａβ）≒（Ｒ1 ／Ｒ2
）＋１，ただし、β＝Ｒ1 ／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）になる。
また、第２の差動アンプ３への帰還量は、出力電圧に対
して抵抗Ｒ3 と各ＣＲフィルタ７ｃとの並列回路インピ
ーダンスＺ1 とＣＲのフィルタ回路７ａ，７ｂの並列回
路の周波数に応じたインピーダンスＺ2 の比で決定さ
れ、この差動アンプ４とアンプ５の増幅率は、その開ル
ープゲインをＡとすると、ゲインＧ＝Ａ１／（１−Ａ
β）≒（Ｒ3 ‖Ｒ6 ＋１／ωＣ3 ＋Ｒ4 ）／Ｒ4 ＋１，
ただし、β＝Ｚ1 ／（Ｚ1 ＋Ｚ2 ）であり、Ｒ3 ‖Ｒ6
は、抵抗Ｒ3 と抵抗Ｒ6 との並列抵抗値である。
を持つイコライザ回路において、同じ出力端子９側から
それぞれの差動アンプ３，４へ電圧帰還させた場合に、
第１の差動アンプ３への帰還量は、出力電圧に対して抵
抗Ｒ1 ，抵抗Ｒ2 の抵抗値の比で決定され、この差動ア
ンプ３とアンプ５の増幅率は、その開ループゲインをＡ
とすると、ゲインＧ＝Ａ／（１−Ａβ）≒（Ｒ1 ／Ｒ2
）＋１，ただし、β＝Ｒ1 ／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）になる。
また、第２の差動アンプ３への帰還量は、出力電圧に対
して抵抗Ｒ3 と各ＣＲフィルタ７ｃとの並列回路インピ
ーダンスＺ1 とＣＲのフィルタ回路７ａ，７ｂの並列回
路の周波数に応じたインピーダンスＺ2 の比で決定さ
れ、この差動アンプ４とアンプ５の増幅率は、その開ル
ープゲインをＡとすると、ゲインＧ＝Ａ１／（１−Ａ
β）≒（Ｒ3 ‖Ｒ6 ＋１／ωＣ3 ＋Ｒ4 ）／Ｒ4 ＋１，
ただし、β＝Ｚ1 ／（Ｚ1 ＋Ｚ2 ）であり、Ｒ3 ‖Ｒ6
は、抵抗Ｒ3 と抵抗Ｒ6 との並列抵抗値である。
【００１０】そこで、まず、差動アンプ３とアンプ５か
らなるアンプの入力信号に対する増幅特性について考え
てみると、帰還回路６は、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 による帰還で
あるので、その周波数特性は、ゲインＧ≒（Ｒ1 ／Ｒ2
）＋１によるフラットな特性になる。その結果、この
アンプにより図２の特性ｄo が得られる。次に差動アン
プ４とアンプ５からなるアンプの入力信号に対する増幅
特性について考えてみると、帰還回路７は、周波数特性
を持ち、入力信号の低域成分のうち、電解コンデンサＣ
1 の抵抗値が無視できるような周波数帯域では、抵抗Ｒ
3と抵抗Ｒ4 とにより決定される一番低い帰還率になっ
て、このアンプのゲインは、最大ゲインＧ≒（Ｒ3 ／Ｒ
4 ）＋１となる。周波数成分が周波数がこれより高くな
るにつれて電解コンデンサＣ1 の抵抗値が増加して抵抗
Ｒ4 と電解コンデンサＣ1 との直列回路の抵抗値により
帰還電圧が高くなり、このアンプのゲインＧが低下して
いく。入力信号のうちその周波数成分の周波数がある程
度高い中域になると、電解コンデンサＣ1 の抵抗値の増
加による帰還電圧の増加を押さえるために、ＣＲフィル
タ７ｃの抵抗Ｒ6 とコンデンサＣ3 との直列回路の抵抗
値により帰還電圧の増加が押さえられ、このアンプのゲ
インは、ゲインＧ≒（Ｒ6 ／Ｒ4 ）＋１となる。一方、
入力信号のうち高域成分の周波数に対しては、抵抗Ｒ5
とコンデンサＣ2 との直列回路か抵抗値が抵抗Ｒ4 に並
列に加わり、これにより帰還電圧値がある程度制限され
て高域のゲインも低く抑えられ、このアンプのゲイン
は、ゲインＧ≒（Ｒ6 ／Ｒ4 ‖Ｒ5 ）＋１となる。そこ
で、電流源４ａの電流値を最大電流値付近に設定する
と、図２の特性ｄm が得られる。
らなるアンプの入力信号に対する増幅特性について考え
てみると、帰還回路６は、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 による帰還で
あるので、その周波数特性は、ゲインＧ≒（Ｒ1 ／Ｒ2
）＋１によるフラットな特性になる。その結果、この
アンプにより図２の特性ｄo が得られる。次に差動アン
プ４とアンプ５からなるアンプの入力信号に対する増幅
特性について考えてみると、帰還回路７は、周波数特性
を持ち、入力信号の低域成分のうち、電解コンデンサＣ
1 の抵抗値が無視できるような周波数帯域では、抵抗Ｒ
3と抵抗Ｒ4 とにより決定される一番低い帰還率になっ
て、このアンプのゲインは、最大ゲインＧ≒（Ｒ3 ／Ｒ
4 ）＋１となる。周波数成分が周波数がこれより高くな
るにつれて電解コンデンサＣ1 の抵抗値が増加して抵抗
Ｒ4 と電解コンデンサＣ1 との直列回路の抵抗値により
帰還電圧が高くなり、このアンプのゲインＧが低下して
いく。入力信号のうちその周波数成分の周波数がある程
度高い中域になると、電解コンデンサＣ1 の抵抗値の増
加による帰還電圧の増加を押さえるために、ＣＲフィル
タ７ｃの抵抗Ｒ6 とコンデンサＣ3 との直列回路の抵抗
値により帰還電圧の増加が押さえられ、このアンプのゲ
インは、ゲインＧ≒（Ｒ6 ／Ｒ4 ）＋１となる。一方、
入力信号のうち高域成分の周波数に対しては、抵抗Ｒ5
とコンデンサＣ2 との直列回路か抵抗値が抵抗Ｒ4 に並
列に加わり、これにより帰還電圧値がある程度制限され
て高域のゲインも低く抑えられ、このアンプのゲイン
は、ゲインＧ≒（Ｒ6 ／Ｒ4 ‖Ｒ5 ）＋１となる。そこ
で、電流源４ａの電流値を最大電流値付近に設定する
と、図２の特性ｄm が得られる。
【００１１】さて、ここでは、アンプ５が差動アンプ
３，４が共通のカレントミラー２の負荷を介して共通の
アンプ５で入力信号を増幅するようになっていてそれぞ
れの出力の和が出力電圧となる。このような状態のとき
には、動作電流が同じときには、出力に接続された帰還
回路のうちの帰還量の大きい回路の増幅器の動作が優先
される。その理由は、ワイヤドＯＲ出力のときには、同
じ出力電圧に対して帰還量の大きい方が前記の式から増
幅率の低下作用が大きくなり、それにより出力が低下し
て帰還量の増加に応じてさらにアンプの増幅率が低下
し、その低下した出力電圧に対してより帰還量の大きい
帰還回路が他のアンプの帰還よりも大きく作用して再び
帰還が行われるので、全体の増幅特性としては大きい帰
還回路に設定されたアンプの側の特性が他のアンプの帰
還量に対する比率に応じた分だけ優先的にその増幅特性
が現れることになる。そこで、２つのアンプの帰還量を
制御することでそれぞれの特性とそれぞれを所定の比率
で組み合わせた特性を得ることが可能になる。
３，４が共通のカレントミラー２の負荷を介して共通の
アンプ５で入力信号を増幅するようになっていてそれぞ
れの出力の和が出力電圧となる。このような状態のとき
には、動作電流が同じときには、出力に接続された帰還
回路のうちの帰還量の大きい回路の増幅器の動作が優先
される。その理由は、ワイヤドＯＲ出力のときには、同
じ出力電圧に対して帰還量の大きい方が前記の式から増
幅率の低下作用が大きくなり、それにより出力が低下し
て帰還量の増加に応じてさらにアンプの増幅率が低下
し、その低下した出力電圧に対してより帰還量の大きい
帰還回路が他のアンプの帰還よりも大きく作用して再び
帰還が行われるので、全体の増幅特性としては大きい帰
還回路に設定されたアンプの側の特性が他のアンプの帰
還量に対する比率に応じた分だけ優先的にその増幅特性
が現れることになる。そこで、２つのアンプの帰還量を
制御することでそれぞれの特性とそれぞれを所定の比率
で組み合わせた特性を得ることが可能になる。
【００１２】ここでは、負帰還回路６，７の周波数特性
の相違により差動アンプ３と差動アンプ４とは周波数特
性が相違していて、一方は、フラットな特性であり、他
方は低域と高域のゲインが高い周波数特性になってい
る。その結果、アンプ全体の周波数特性としては、それ
ぞれの帰還量に応じて差動アンプ３と差動アンプ４との
特性を合成した特性を得ることができる。負帰還回路７
の帰還率は負帰還回路６の帰還率よりもあらかじめ低く
設定してあるので、特に、中域の特性は、帰還量の大き
い差動アンプ３のフラットな特性になるようにしてあ
る。これにより音質強調が少ない状態での中域のフラッ
ト特性の範囲を拡大している。そして、それぞれの実際
の帰還量は、それぞれの差動アンプ３，４の動作電流に
より決定される。
の相違により差動アンプ３と差動アンプ４とは周波数特
性が相違していて、一方は、フラットな特性であり、他
方は低域と高域のゲインが高い周波数特性になってい
る。その結果、アンプ全体の周波数特性としては、それ
ぞれの帰還量に応じて差動アンプ３と差動アンプ４との
特性を合成した特性を得ることができる。負帰還回路７
の帰還率は負帰還回路６の帰還率よりもあらかじめ低く
設定してあるので、特に、中域の特性は、帰還量の大き
い差動アンプ３のフラットな特性になるようにしてあ
る。これにより音質強調が少ない状態での中域のフラッ
ト特性の範囲を拡大している。そして、それぞれの実際
の帰還量は、それぞれの差動アンプ３，４の動作電流に
より決定される。
【００１３】各アンプの動作電流は、コントロール回路
１０からのＤＣ電流信号Ａ，Ｂの制御電流値により電流
源３ａ，４ａが制御でき、これら電流源３ａ，４ａが同
じ動作電流に設定されているときには、差動アンプ３の
特性が優先してこのイコライザ１の特性は、図２に示す
ように、中域のフラット部分が周波数強調の増加に応じ
て徐々に少なくなる。また、電流源３ａのみが動作して
電流源４ａの電流が遮断されたときには、図２のｄo に
示すような完全なフラット特性になる。逆に、電流源３
ａよりも電流源４ａの電流が大きくなり、差動アンプ４
側の帰還電圧が差動アンプ３の帰還電圧より大きくなっ
たときには差動アンプ４側の特性が優先してくる。その
ときには、各ＣＲフィルタ７ａ，７ｂ，７ｃにより決定
されるような周波数特性を示す。このようなときには、
電流源４ａに設定される動作電流に応じて図２のｄ1 ，
ｄ2 ，…，ｄm までの連続的に変化する周波数特性が得
られる。
１０からのＤＣ電流信号Ａ，Ｂの制御電流値により電流
源３ａ，４ａが制御でき、これら電流源３ａ，４ａが同
じ動作電流に設定されているときには、差動アンプ３の
特性が優先してこのイコライザ１の特性は、図２に示す
ように、中域のフラット部分が周波数強調の増加に応じ
て徐々に少なくなる。また、電流源３ａのみが動作して
電流源４ａの電流が遮断されたときには、図２のｄo に
示すような完全なフラット特性になる。逆に、電流源３
ａよりも電流源４ａの電流が大きくなり、差動アンプ４
側の帰還電圧が差動アンプ３の帰還電圧より大きくなっ
たときには差動アンプ４側の特性が優先してくる。その
ときには、各ＣＲフィルタ７ａ，７ｂ，７ｃにより決定
されるような周波数特性を示す。このようなときには、
電流源４ａに設定される動作電流に応じて図２のｄ1 ，
ｄ2 ，…，ｄm までの連続的に変化する周波数特性が得
られる。
【００１４】そこで、コントロール回路１０は、可変抵
抗器１１が低音，高音増強の操作状態にないとき、例え
ば、可変抵抗器１１の可変端子が下限にあるときには、
電流源３ａの電流値を最大にする制御電流信号Ａを発生
していて、電流源４ａの動作電流がゼロにれている。こ
のときには、このイコライザ１のアンプは、ゲインＧ≒
（Ｒ1 ／Ｒ2 ）＋１のフラットな周波数特性の増幅器に
なっている。そして、可変抵抗器１１の可変端子が上側
に操作され、低音，高音増強の操作状態にあるときに
は、その操作量に応じて電流源３ａの動作電流を低下さ
せ、電流源４ａの動作電流を増加させる電流信号Ａ，Ｂ
を発生させる。さらに、可変抵抗器１１の操作が上限に
達したときには、電流源３ａの動作電流をゼロにして、
電流源４ａの動作電流を最大にする。このときには、低
域のゲインは、Ｇ≒（Ｒ3 ／Ｒ4 ）＋１、中域のゲイン
は、ゲインＧ≒（Ｒ6 ／Ｒ4 ）＋１、そして高域のゲイ
ンは、ゲインＧ≒（Ｒ6 ／Ｒ4 ‖Ｒ5 ）＋１になる。
抗器１１が低音，高音増強の操作状態にないとき、例え
ば、可変抵抗器１１の可変端子が下限にあるときには、
電流源３ａの電流値を最大にする制御電流信号Ａを発生
していて、電流源４ａの動作電流がゼロにれている。こ
のときには、このイコライザ１のアンプは、ゲインＧ≒
（Ｒ1 ／Ｒ2 ）＋１のフラットな周波数特性の増幅器に
なっている。そして、可変抵抗器１１の可変端子が上側
に操作され、低音，高音増強の操作状態にあるときに
は、その操作量に応じて電流源３ａの動作電流を低下さ
せ、電流源４ａの動作電流を増加させる電流信号Ａ，Ｂ
を発生させる。さらに、可変抵抗器１１の操作が上限に
達したときには、電流源３ａの動作電流をゼロにして、
電流源４ａの動作電流を最大にする。このときには、低
域のゲインは、Ｇ≒（Ｒ3 ／Ｒ4 ）＋１、中域のゲイン
は、ゲインＧ≒（Ｒ6 ／Ｒ4 ）＋１、そして高域のゲイ
ンは、ゲインＧ≒（Ｒ6 ／Ｒ4 ‖Ｒ5 ）＋１になる。
【００１５】図３は、差動アンプ３を差動アンプ４と同
様な構成の差動アンプ４ｂにしたものであって、それぞ
れのアンプにはカレントミラー２が独立に設けられてい
て、その出力が出力端子９に共通に接続されている。こ
れは、それぞれのアンプ４，４ｂの周波数特性に応じて
アンプ全体の周波数特性を大きく変化させるものであ
る。なお、差動アンプ４ｂの各ＣＲフィルタ７ａ’，７
ｂ’，７ｃ’は、ＣＲフィルタ７ａ，７ｂ，７ｃとは周
波数特性が異なるものである。特に、差動アンプ４ｂの
手前に位相反転アンプ１２を設けて同じ特性の差動アン
プ４と同じ回路にすれば、位相が反転しているので、こ
れらの電流源の動作電流が実質的に等しく設定されてい
るときには、フラットになり、差動アンプ４の動作電流
を増加させ、差動アンプ４ｂの動作電流を減少させて増
強し、差動アンプ４の動作電流を減少させ、差動アンプ
４ｂの動作電流を増加させて所定の周波数の帯域につい
て減衰動作をさせることが可能である。なお、この図３
の実施例では負荷を共通にしていないので、アンプ５を
設けていない。
様な構成の差動アンプ４ｂにしたものであって、それぞ
れのアンプにはカレントミラー２が独立に設けられてい
て、その出力が出力端子９に共通に接続されている。こ
れは、それぞれのアンプ４，４ｂの周波数特性に応じて
アンプ全体の周波数特性を大きく変化させるものであ
る。なお、差動アンプ４ｂの各ＣＲフィルタ７ａ’，７
ｂ’，７ｃ’は、ＣＲフィルタ７ａ，７ｂ，７ｃとは周
波数特性が異なるものである。特に、差動アンプ４ｂの
手前に位相反転アンプ１２を設けて同じ特性の差動アン
プ４と同じ回路にすれば、位相が反転しているので、こ
れらの電流源の動作電流が実質的に等しく設定されてい
るときには、フラットになり、差動アンプ４の動作電流
を増加させ、差動アンプ４ｂの動作電流を減少させて増
強し、差動アンプ４の動作電流を減少させ、差動アンプ
４ｂの動作電流を増加させて所定の周波数の帯域につい
て減衰動作をさせることが可能である。なお、この図３
の実施例では負荷を共通にしていないので、アンプ５を
設けていない。
【００１６】以上説明してきたが、この実施例のイコラ
イザをＩＣ化した場合には、低域フィルタを構成するコ
ンデンサＣ1 あるいは抵抗Ｒ4 とコンデンサＣ1 の直列
回路が外付けされることになる。他のコンデンサあるい
は抵抗は、ＩＣ化可能な容量である。
イザをＩＣ化した場合には、低域フィルタを構成するコ
ンデンサＣ1 あるいは抵抗Ｒ4 とコンデンサＣ1 の直列
回路が外付けされることになる。他のコンデンサあるい
は抵抗は、ＩＣ化可能な容量である。
【００１７】
【発明の効果】以上の説明から理解できるように、この
発明にあっては、２つの差動アンプを出力を共通にし
て、少なくとも一方のアンプには他方のアンプと異なる
周波数特性を持たせてそれぞれのアンプに出力を帰還さ
せ、さらに、いずれかのアンプの帰還量をそれぞれの電
流源の動作電流を増減させて他方よりも一方の帰還量を
大きくしてアンプ全体の特性を帰還量の大きなアンプの
特性が優先的に現れるようにコントロール回路により設
定するようにしているので、それぞれの電流源の電流値
の設定に応じて異なる周波数特性の間にある周波数特性
を選択することができる。その結果、基本的に２つの差
動アンプとフィルタを持つ帰還回路という素子構成にお
いてイコライザ本体の回路が実現でき、その素子数は従
来よりも低減し、しかも、それぞれの電流源の動作電流
を調整することでアンプ全体の周波数特性を連続的に選
択でき、ＩＣ化に適するイコライザとなり、特に、携帯
用オーディオ装置にあって、その小型化や薄型化に寄与
する。
発明にあっては、２つの差動アンプを出力を共通にし
て、少なくとも一方のアンプには他方のアンプと異なる
周波数特性を持たせてそれぞれのアンプに出力を帰還さ
せ、さらに、いずれかのアンプの帰還量をそれぞれの電
流源の動作電流を増減させて他方よりも一方の帰還量を
大きくしてアンプ全体の特性を帰還量の大きなアンプの
特性が優先的に現れるようにコントロール回路により設
定するようにしているので、それぞれの電流源の電流値
の設定に応じて異なる周波数特性の間にある周波数特性
を選択することができる。その結果、基本的に２つの差
動アンプとフィルタを持つ帰還回路という素子構成にお
いてイコライザ本体の回路が実現でき、その素子数は従
来よりも低減し、しかも、それぞれの電流源の動作電流
を調整することでアンプ全体の周波数特性を連続的に選
択でき、ＩＣ化に適するイコライザとなり、特に、携帯
用オーディオ装置にあって、その小型化や薄型化に寄与
する。
【図１】図１は、この発明のイコライザを適用した一実
施例の回路図である。
施例の回路図である。
【図２】図２は、その調整される周波数特性の説明図で
ある。
ある。
【図３】図３は、この発明の他の一実施例の回路図であ
る。
る。
【図４】図４は、従来のオーディオ装置のイコライザの
ブロック図である。
ブロック図である。
【図５】図５は、図４のイコライザにおける可変Ｇｍア
ンプの回路の一例である。
ンプの回路の一例である。
１…イコライザ、２…カレントミラー回路、３，４…差
動アンプ、５…アンプ、６，７…負帰還回路、８…入力
端子、９…出力端子、１０…コントロール回路、１１…
可変抵抗器。
動アンプ、５…アンプ、６，７…負帰還回路、８…入力
端子、９…出力端子、１０…コントロール回路、１１…
可変抵抗器。
Claims (3)
- 【請求項１】出力を共通にしそれぞれに電流源を有する
第１および第２の差動アンプと、 この出力から取り出される電圧信号を前記第１の差動ア
ンプに負帰還させる第１の負帰還回路と、 前記電圧信号を前記第２の差動アンプに負帰還させる第
２の負帰還回路と、 前記第１および第２の負帰還回路のいずれかに設けられ
たフィルタ回路と、 音質調整信号に応じて前記それぞれの電流源の電流値を
制御するコントローラとを備え、前記第１および第２の
差動アンプは周波数特性が異なるアンプであって、前記
コントローラによりそれぞれの前記電流源の電流値を設
定することにより前記異なる周波数特性の間にある特性
が選択されるイコライザ。 - 【請求項２】前記第１の負帰還回路の負帰還率は、前記
第２の負帰還回路の負帰還率より大きい請求項１記載の
イコライザ。 - 【請求項３】出力を共通にしそれぞれに電流源を有する
第１および第２の差動アンプと、 この出力から取り出される電圧信号を前記第１の差動ア
ンプに負帰還させる第１の負帰還回路と、 前記電圧信号を前記第２の差動アンプに負帰還させる第
２の負帰還回路と、 前記第１および第２の負帰還回路のいずれかに設けられ
たフィルタ回路と、 音質調整信号に応じて前記それぞれの電流源の電流値を
制御するコントローラと、 前記音質調整信号を発生する調整手段と、 前記電圧信号を受けて増幅する出力段アンプとを備え、 前記第１および第２の差動アンプは周波数特性が異なる
アンプであって、前記コントローラによりそれぞれの前
記電流源の電流値を設定することにより前記異なる周波
数特性の間にある特性が選択されるオーディオ装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29877694A JP2767389B2 (ja) | 1994-11-08 | 1994-11-08 | イコライザおよびこれを用いるオーディオ装置 |
| US08/554,492 US5754668A (en) | 1994-11-08 | 1995-11-07 | Equalizer and audio device using the same |
| KR1019950040207A KR960020602A (ko) | 1994-11-08 | 1995-11-08 | 이퀄라이저 및 그것을 사용하는 오디오장치 |
| CN95118597A CN1063893C (zh) | 1994-11-08 | 1995-11-08 | 均衡器及使用该均衡器的音响装置 |
| US09/030,277 US6088460A (en) | 1994-11-08 | 1998-02-25 | Equalizer and audio device using the same |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29877694A JP2767389B2 (ja) | 1994-11-08 | 1994-11-08 | イコライザおよびこれを用いるオーディオ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08139541A true JPH08139541A (ja) | 1996-05-31 |
| JP2767389B2 JP2767389B2 (ja) | 1998-06-18 |
Family
ID=17864073
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29877694A Expired - Fee Related JP2767389B2 (ja) | 1994-11-08 | 1994-11-08 | イコライザおよびこれを用いるオーディオ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2767389B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003500916A (ja) * | 1999-05-13 | 2003-01-07 | トムソン ライセンシング ソシエテ アノニム | 空間的拡張ステレオ・オーディオ・イメージのセントラライジング |
| JP2013242532A (ja) * | 2012-05-21 | 2013-12-05 | Harman Becker Automotive Systems Gmbh | 能動ノイズ低減 |
-
1994
- 1994-11-08 JP JP29877694A patent/JP2767389B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003500916A (ja) * | 1999-05-13 | 2003-01-07 | トムソン ライセンシング ソシエテ アノニム | 空間的拡張ステレオ・オーディオ・イメージのセントラライジング |
| JP2013242532A (ja) * | 2012-05-21 | 2013-12-05 | Harman Becker Automotive Systems Gmbh | 能動ノイズ低減 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2767389B2 (ja) | 1998-06-18 |
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