CN1063893C - 均衡器及使用该均衡器的音响装置 - Google Patents

Abstract

本发明是备有：输出公用且分别具有电流源的第1和第2差动放大器；将从该输出取出的电压信号分别负反馈到上述第1和第2差动放大器的第1和第2负反馈电路；设置在上述第1和第2负反馈电路的任意1个上、使上述第1和第2差动放大器间的信号增益具有不同频率特性的滤波电路。通过与音质调整信号对应地选择上述各自的电流源的某1个的电流值来选择频率特性。

Description

均衡器及使用该均衡器的音响装置

本发明涉及均衡器及使用该均衡器的音向装置，具体地说，涉及在便携式磁带再生装置等便携式音响装置中的均衡器中可以用很少的元件电路结构来调整音质的、适于IC(集成电路)化的均衡器。

图6是先有音响装置的均衡器。如图所示那样，通常设置多个可调GM(增益)放大器、例如Gm1、Gm2、Gm3，由回转器(gyrator)电路将电阻和电容等效模拟构成。再有，控制可变Gm放大器的电流的控制电路在图中省略了。

由于1个可变Gm放大器使用了多个晶体管，结果是这种均衡器在IC化时不得不将回路规模做得很大。

当将这样的均衡器用于便携式音响装置时，难以与其它电路同时IC化，此外，因电路的线路变多的关系也容易发生噪声。IC的个数增加，使得不仅在价格方面、而且在小型化、薄型化方面都成为障碍。

这时，在便携式音响装置中，作为均衡器通常使用应用了电容的滤波电路和放大器的组合电路，而且，采用通过开关选择性地切换频率特性的结构。

图7是以电池驱动的这种立体声音响装置的音响放大电路20为中心的一个例子。输出电路10由以用于再生左右声音的运算放大器(OP)构成的左声道的输出放大器11(L侧)和以运算放大器构成的右声道的输出放大器12(R侧)、以及产生大约V_cc/2的基准电压并呈虚拟接地状态的电压跟随器的中心放大器13构成。还有，这些放大器的放大特性在声频带内通常成为平坦的频率特性。

L侧的输出放大器11通过电位器14接受从以差动放大器构成的低频混合放大器15输出的信号。同样，R侧的输出放大器12通过电位器16接受以差动放大器构成的低频混合放大器17的信号。

各低频混合放大器15、17分别从(+)输入端接收来自L侧、R侧的前置放大器18、19的被再生的声音信号。同时，通过缓冲放大器15a、17a在(-)输入端接收来自低音提升放大器21的输出信号。

低音提升放大器21通过由电阻、电容(RC)构成的滤波器22接受来自前置放大器18、19的L侧和R侧两声道之和的L+R信号，放大并输出L+R信号的低频分量。因此，低频混合放大器15、17的低频放大系数与低音提升放大器21的输出对应地增大。

Ca、Cb、Cc、Cd分别是耦合电容器，23、24分别是与输出级的放大器10相接的左右耳机。此外，作为电源的干电池省略了。

一般说来，虽然低电压驱动的便携式音响装置比在电路规模和电源电压方面有余量或没有什么限制的组合式立体声音响等的音响装置音质要差一些，虽然也允许这种音质上的差异，然而，最近在多功能化的同时出现了高音质化的倾向。不过，对低电压驱动的音响装置的高音质要求比一般的音响装置要苛刻。

以这样的观点来看上述的电路时，由于低音提升放大器接受L+R信号后使低频放大系数增大的关系，所以存在低音提升时左右的分离变差的问题。此外，由特殊的放大器对低频分量放大多少，噪声就相应增加多少。

本发明的目的旨在解决这样的先有技术中的问题、提供用元件数少的电路结构实现可以调整音质的均衡器。

本发明的另一个的目的是旨在提供具有将该均衡器与其它电路一起IC化的音频放大器的音响装置。

本发明的再一个目的是旨在提供具有可以用开关来选择性地切换频率特性的均衡器的适于携带的音响装置。

为了达到这一目的，本发明的均衡器的特征是：备有输出公用且分别具有电流源的第1和第2差动放大器、将从该输出取出的电压信号负反馈到上述第1差动放大器的第1负反馈电路、将上述电压信号负反馈到上述第2差动放大器的第2负反馈电路、和设置在上述第1和第2负反馈电路的任意1个上使上述第1和第2差动放大器之间的信号增益的频率特性不同的滤波电路，通过与音质调整信号对应地选择上述电流源中的某1个的电流值来选择频率特性。

这样一来，使2个差动放大器的输出公用、至少使1侧放大器具有与另1侧放大器不同的频率特性、使输出负反馈到各自的放大器。进而，相对于另1侧来选择这1侧电流源的电流值，通过这一选择使1侧的反馈量相对于另1侧的负反馈量而变化。由此，可以选择作为2个负反馈量的总和所表现的信号增益的频率特性。

图1是适用于本发明的均衡器的一个实施例的电路图。

图2是其被调整的频率特性的说明图。

图3是本发明的另一实施例的电路图。

图4是以将本发明的均衡器用于便携式音响装置的实施例的音频放大电路部分为中心的电路图。

图5是对图4的均衡器进行低电压驱动时的具体的电路图。

图6是先有的音响装置的均衡器的方框图。

图7是图6的均衡器中可变增益放大器电路的一个例子。

图1中，1为均衡器，由具有电流密勒电路2的公共有源负载的第1、第2差动放大器3、4、从该公共负载提取输出的放大器5和负反馈电路6、7构成，负反馈电路6、7将放大器5的输出分别以不同的反馈系数反馈到差动放大器3、4上。而且，第1、第2差动放大器3、4的晶体管Q1、Q3的基极与公共输入端子8b相接，放大器5的输出与输出端子8a相接。该均衡器1的频率特性由控制电路8来调整，控制电路8根据外部音质操作发生控制信号。

第1差动放大器3由晶体管Q1、Q2和其电流源3a构成，在各自的集电极上作为负载具有电流密勒电路2的晶体管Q5、Q6。第2差动放大器4由晶体管Q3、Q4和电流源4a构成，在各自的集电极上作为负极具有上述电流密勒电路2的晶体管Q5、Q6。

负反馈电路6是由接在输出端8a和偏置电压线V1之间的串联电阻R1、R2构成，是将输出端8a的电压分压的电路。而且，将其分压点N的电压反馈到晶体管Q2的基极上。负反馈电路7是由串接在输出端子8a和地线GND之间的电阻R3和CR-滤波器7a形成的串联电路、与CR-滤波器7a并联连接的CR-滤波器7b和与R3并联连接的CR-滤波器7c构成。而且，将电阻3和CR-滤波器7a的分压点M的电压反馈到晶体管Q4的基极上。进而，选择各个电阻值和电容器的容量使负反馈电路7的反馈系数比负反馈电路6的反馈系数还低。

CR-滤波器7a和CR-滤波器7c是设定低频增益的滤波器，CR-滤波器7a由电阻R4和电解电容器C1的串联电路构成，CR-滤波器7c由电阻R6和电容器C3的串联电路构成。此外，CR-滤波器7b为设定高频增益的滤波器、由电阻R5和电容C2的串联电路构成。

电流源3a、4a的电流分别根据从控制电路8来的DC电流信号A、B的电流值进行控制，DC电流信号A和B的电流值控制成使其相对于可变电阻80的音质调整信号(电压信号)相互向相反方向增减。即，调整电压信号的电压高时，电流信号A变小，电流信号B变大。反之，当调整电压信号的电压低时，电流信号A变大，电流信号B变小。

对于这样的产生电流信号A、B的控制电路8，例如，可以只在相对于可变电阻80的调整电压信号进行逆动作的电流信号A侧的信号系统中设置倒相放大器。而且，可以通过电压/电流变换电路将各自的电压信号变换成电流值。由此得到上述那样的电流信号A、B。

对于这样的具有公共负载的均衡器1，在从同一输出端子8a一边分别向差动放大器3、4进行电压反馈时，向第1差动放大器3的反馈量相对于输出电压由电阻R1、电阻R2的电阻值之比来决定。因此，该差动放大器3和放大器5的放大倍数，如果设其开环增益为A，则为：增益G=A/(1-Aβ)(R1/R2)+1，这里，β=R1/(R1+R2)。

向第2差动放大器4的反馈量相对于输出电压由电阻R3和CR-滤波器7c的并联电路的频率特性相对应的阻抗Z1和CR-滤波器7a、7b的并联电路的频率特性相对应的阻抗Z2之比来决定，该差动放大器4和放大器5的放大倍数，若其开环增益为A，则为：增益G=A/(1-Aβ)[{R3｜｜(R6+1/ωC3)}+R4]/R4+1，这里，β=Z1/(Z1+Z2),R3｜｜(R6+1/ωC3)是根据电阻R3和电阻R6与电容C3的串联电路的阻抗的并联电阻值。

这里，首先考虑由差动放大器3和放大器5组成的放大器对输入信号的放大特性。由于反馈电路6是由电阻R1、R2进行反馈的，所以其频率特性成为增益G(R1/R2)+1的平坦的频率特性。结果得到图2的该放大器的特性do。

其次，考虑由差动放大器4和放大器5组成的放大器对输入信号的放大特性。由于反馈电路7具有频率特性，所以在输入信号的低频成分中可以忽视电解电容C1的阻抗的频带内，成为由电阻R3和电阻R4决定的最低的反馈系数，该放大器的增益G则为最大增益且G=(R3/R4)+1。电解电容C1的阻抗值随着输入信号频率的增高而增大，该放大器的反馈电压随电阻4和电解电容C1的串联电路的阻抗值而相应地升高。结果，该放大器的增益降低。当输入信号处于频率较高的中频段时，电解电容C1的阻抗增加，进而，CR-滤波器7c的电阻R6和电容C3的串联电路的阻抗值减少从而使反馈电压增加。因此，这时该放大器的增益则为：增益G(R6/R4)+1。这里，设R6＜＜R3。另一方面，对于输入信号中的高频成分的频率，电阻R5和电容C2的串联电路的阻抗值并联地加到电阻R4的电阻值上。由此，在某种程度上限制了反馈电压值因而可以压低高频端的增益。

因此，这时该放大器的增益则为：增益G(R6/R4｜｜R5)+1。作为以上的结果，当电流源4a的电流值设定在最大电流值附近时，可以得到图2的该放大器的特性dm。

这里，放大器5成为通过差动放大器3、4的共同的电流密勒电路2的负载接受输出电压信号的公用放大器。因此，该放大器5的输出便成为将差动放大器3、4的各自的输出进行大致逻辑求和的电压。因而，当放大器3、4各自的工作电流相同时，优先使与输出相接的反馈电路中反馈量大的电路的放大器工作。

其理由是，在通过线连“或”电路的公共负载获得电压时，从上述公式看出对于相同的输出电压反馈量大的一方降低放大系数的作用大，由此整个输出下降，对于该下降了的输出电压反馈量较大的反馈电路所起的作用比另一个放大器的反馈要大，从而再次进行反馈。因此，作为总体的放大特性，更多地显现出设置了大反馈量的反馈电路一方的放大器的特性，而其贡献大小取决于该放大器与另一方放大器的反馈量之比。因而，通过与2个放大器的工作电流对应地控制各自的反馈量，使各自的频率特性按给定的比率组合，就可以得到均衡器1的这一组合了的频率特性。

这里，由于负反馈电路6、7的频率特性不同因此差动放大器3和差动放大器4的频率特性不同。差动放大器3为平坦的频率特性，差动放大器4成为低频端和高频端增益高的频率特性。结果，作为放大器的整体频率特性可以得到将差动放大器3和差动放大器4的特性根据各自的反馈量进行合成的特性。

由于负反馈电路7的反馈系数预先设定得比负反馈电路6的反馈系数低，所以特别是在中频段的特性主要是反馈量大的差动放大器3的平坦特性。由此，在音质强调少的中频段平坦特性的范围扩大了。差动放大器3、4的各自的实际反馈量由各自的工作电流决定。放大器3、4的各工作电流能够由电流源3a、4a的电流值决定。而且，这些电流值可以通过来自控制电路8的DC电流信号A、B的控制电流值来控制。

因此，当这些电流源3a、4a设定为相同的工作电流时，差动放大器3的频率特性占主导，该均衡器1的信号放大特性如图2所示那样，中频段的平坦部分随着频率影响的增大慢慢变少。此外，当电流源4a的电流截止而只有电流源3a工作时，便成为图2的do所示那样的完全平坦的频率特性。相反，当电流源4a的电流比电流源3a大、差动放大器4一侧的反馈电压比差动放大器3的反馈电压大时，差动放大器4的频率特性占主导地位。这时，示出由各CR-滤波器7a、7b、7c所决定的频率特性。这时，可以得到随着电流源4a设定的工作电流而在图2的d1、d2、…直到dm范围内连续变化的频率特性。

因此，在可变电阻80不是处于低音和高音的增强操作状态时，例如，可变电阻80的可变端在其下限时，控制电路8产生使电流源3a的电流值最大的控制电流信号A，使电流源4A的工作电流变成零。这时，该均衡器1的放大器成为增益G(R1/R2)+1的具有平坦频率特性的放大器。而当可变电阻80的可变端向上方操作，处于低音、高音增强的操作状态时，控制电路8根据该操作量，产生使电流源3a的工作电流下降、使电流源4a的工作电流增加的电流信号A、B。这时，作为特性do和特性dm之间的频率特性，例如选择特性d1、d2等。进而，当可变电阻80的操作达到上限时，使电流源3a的工作电流为零，电流源4a的工作电流最大。这时，低频段的增益为G(R3/R4)+1，中频段的增益为：增益G(R6/R4)+1，而高频段的增益为：增益G(R6/R411R5)+1。结果，这时的均衡器1的放大特性成为频率特性dm。

图3去掉图1中的差动放大器3，单独设置与差动放大器4同样构成的差动放大器40，这些输出与公共输出端8a相接，该输出端8a的电压负反馈到各自的放大器上。再有，电流源40a与电流源4a相对应，是差动放大器40的电流源。

各电流源4a和40a的电流值由控制电路8进行控制。再有，差动放大器40的各CR-滤波器7a′、7b′、7c′与CR-滤波器7a、7b、7c的频率特性不同。

特别是，使差动放大器40与差动放大器4同样构成，若在它的面前设置倒相输出放大器41，由于输入信号的相位反相，所以变成与差动放大器4完全相反的频率特性。其结果，当这些电流值的工作电流实质上设定为相等时，可使频率特性成为平坦的特性；当增加差动放大器4的工作电流、减少差动放大器40的工作电流时，可使指定的频带受到增强；当减少差动放大器4的工作电流、增大差动放大器40的工作电流时，可使指定的频带受到衰减。

图4为便携式音响装置的例子，100是便携式音响装置，50是L侧的音频放大电路，60是R侧的音频放大电路，这些都是相同的电路构成，所以只详细地示出L侧的音频放大电路50。再有，凡与图7相同的构成部分都用相同的符号表示，并省略其说明。

9为输出放大电路，是与图7的L侧的输出放大器11相对应的，在本例中，把L侧和R侧作为独立的电路而不使用图7的中央放大器13。然而，也可以加上中央放大器13，采用与图7相同的构成。本例的情况下，输出放大器11换成输出放大电路9。同样，R侧的输出放大器12也换成输出放大电路9。

输出放大电路9的均衡器1a为与图1的均衡器1对应的电路，但在这里成了输出放大电路9的输入级。其频率特性的选择不是靠可变电阻80和控制电路8的控制，而代之由进行音质调整的开关3c、3d、4b来进行。此外，为了防止输出波形的饱和，在均衡器1a的输出端8a上设置最大振幅检出电路25，由此，将均衡器1a的输出限制在预先指定的值之内。还有，该均衡器1a由于是用开关来选择频率特性的关系，为了选择平坦的特性，另外设置了通过开关3d连接的恒定电流源3b作为差动放大器3的电流源。

第1差动放大器3的差动晶体管Q1、Q2的公共发射极通过开关3c当开关接通时与电流源3a相接再与地相接，进而，公共发射极通过开关3d当开关接通时与恒定电流源3b相接再与地相接。第2差动放大器4的差动晶体管Q3、Q4的公共发射极通过开关4b当开关接通时与电流源4a相接再接地。

在输出端8a上再接上最大振幅检出电路25，最大振幅检出电路25的检出信号加到电流源3a上，还通过倒相放大器26加到电流源4a上。最大振幅检出电路25由在输出端8a和地GND之间正方向连接的二极管D25和电容C25的串联电路以及与该电容C25并联设置的电阻R25构成。当输出端8a产生使二极管D25导通的足够的电压时，通过使二极管导通从而使电容器C25存贮指定的电荷来产生其检出信号。而且，电容C25的电荷作为电流加到电流源3a上，使工作电流增加，由此增加负反馈量，从而抑制输出波形饱和。同样，检出信号通过倒相放大器26加到电源4a上，使工作电流减少，抑制低频段和高频段的负反馈量的减少从而抑制输出波形的饱和。

还有，上述电容C25的电荷以由电阻R25和电容C25的容量决定的时间常数τ进行放电，在某一给定时间之后取消上述抑制。

电流源3a、4a的各电流值除了分别来自最大振幅检出电路25的检出信号产生的情况之外，设定为指定值。电流源4a在开关3d、3c断开、开关4b接通时(图示的状态)，只使差动放大器4工作，由此来设定电流值使放大系数的频率特性成为图2特性中的dm那样的特性。

电流源3a当开关3d断开、开关3c和开关4b接通时，使差动放大器3、4都工作，由此来设定电流值使放大系数的频率特性为图2特性中的特性do和特性dm之间的特性，例如，设定选择d1或d2中某一个的电流值。而且，恒定电流源3b如刚才说明的那样，当开关3c和开关4b断开、开关3d接通时，设定使图2特性中的do被选中的电流值。

因此，当要增强低频段和高频段从而得到图2的特性dm的频率特性时，只使开关4b接通，其余的都断开；当要得到低音部和高音部适当提升了的频率特性时，使开关4b和开关3c接通，其余断开，进而，当要得到平坦的特性时，只要使开关3d接通，其余断开就行。

再有，在以上情况下要操作3个开关，但这只是为了说明的方便而以3个开关的单个操作来说明的，如果由开关电路构成上述开关，各自的通/断可以用简单的连动动作。此外，最大振幅检出电路25的输入侧也可以直接接受作为耳机输出的放大器9a的输出信号。

图5是在差动放大电路的下侧不设置上述频率特性选择的各个开关而能够低电压驱动的具体电路。

这是将由各开关的通、断而设定的电流值通过电流密勒电路传送到差动放大器3、4的电流源中，从而分别设定电流源的电流值。

电流源3a、4a的电流值由电流源26、27、28(28′)和开关3c、4b、3d来选择。电流源26和开关3c的串联电路、电流源27和开关4b的串联电路通过电流密勒电路29、30的输入侧的晶体管Q7、Q8分别连接在电源线Vcc和地GND之间，电流源28、28′和双连开关3d的串联电路接在晶体管Q7的基极和地GND之间。

由此，各开关和电流源的串联电路相对于差动放大器3、4配置在电源线Vcc和地GND之间。

电流密勒电路29经过输出侧的晶体管Q9、Q11以电流密勒电路的形式接在电流源3a的基极上，电流密勒电路30经输出侧的晶体管Q10、Q12以电流密勒电路的形式接在电流源4a的基极上。由此，选出的由电流源26、27、28(28′)设定的工作电流值传送到电流源3a(3b)、4a上，这些电流密勒电路29、30成为电流源3a、4a的工作电流值的设定电路。

还有，图中，NDR表示平坦频率特性的状态(标准)，BB表示低频段和高频段的提升状态(提升)。而且，MID表示在它们之间的中间频率增强特性的状态。此外，最大振幅检出电路25的二极管D25在这里由晶体管Q13所取代。通过晶体管Q13的导通来降低电流密勒电路30的传送电流，其结果是电流源4a的电流值下降了。

虽然按以上进行了说明，当然也可以和图4所示的均衡器1a一样将图1的均衡器1设在输出放大电路的输入级。还有，也可以在图3的电路的放大器4和放大器40的各自的电流源4a、40a之间设置图4中的开关3c、3d和开关4b，通过开关操作来选择频率特性。这时，和图4一样，开关3d经电流源3b接地。

在将图5的实施例的均衡器IC化时，构成低频段滤波器的电容C1或电阻R4和电容C1的串联电路是附加在外面的，而其他的电容和电阻具有可以IC化的体积。而且，不需要以前那样的低频段专用的提升放大器，电路规模变小。

此外，在实施例中使用了3个开关电路，但是，如果去掉开关电路3c和电流源3d、只留下开关电路4a、将恒定电流源3b不经过开关电路3a而直接接到差动放大器3的公共发射极上，则可以用1个开关电路来选择只由差动放大器3的工作产生的平坦特性和由差动放大器3、4的工作产生的低频段和高频段的增强特性。

为说明方便起见，这些开关电路插在电流源和差动放大器的公共发射极之间，而由于如图5的实施例所示那样，这些开关电路是为了将各电流源的电流进行通断或者将电流值设定为指定的值而设置的，所以只要是能够达到这样的目的，以什么样的形式来设置都可以。

如以上所说明的那样，本发明使2个差动放大器的输出连为同一点，使至少一方的放大器具有与另一方的放大器不同的频率特性并将输出负反馈到各自的放大器上。进而，相对于另一方来选择一方的电流源的电流值，通过这一选择来使一方的反馈量相对于另一方的负反馈进行变化。由此，可以选择作为2个负反馈量的总和所表现的信号放大中的频率特性。

其结果，在基本上是2个差动放大器和具有滤波器的反馈电路这样的元件结构中可以实现均衡器电路，其元件个数也比以前减少了。而且，由于可以通过选择各自的电流源的工作电流来选择放大器的整体频率特性，所以成为适合IC化的均衡器。特别是，对于便携式音响装置可使其小型化和薄型化，使其电路简单又能提高音质。

Claims (8)

1．一种均衡器，其特征在于：备有输出公用且分别具有电流源的第1和第2差动放大器、将从该输出取出的电压信号负反馈到上述第1差动放大器的第1负反馈电路、将上述电压信号负反馈到上述第2差动放大器的第2负反馈电路、和设置在上述第1和第2负反馈电路的任意1个上，使上述第1和第2差动放大器之间的信号增益具有不同频率特性的滤波电路，

根据音质调整信号控制上述各自的电流源的电流值的控制器，

接受上述电压信号并加以放大的输出级放大器，

通过与上述音质调整信号对应地选择上述电流源中的某一个的电流值来选择频率特性。

2．权利要求1中所述的均衡器，其特征在于：根据上述音质调整信号来决定上述各自的电流源的电流值。

3．权利要求2中所述的均衡器，其特征在于：通过由上述控制器去设定各自的上述电流源的电流值去选择上述第1和第2差动放大器的频率特性间的某一特性。

4．权利要求1所述的均衡器，其特征在于：上述第1负反馈电路的负反馈系数比上述第2负反馈电路的负反馈系数大。

5．权利要求1所述的均衡器，其特征在于包括

对上述第2差动放大器的电流源的电流进行通断的开关，将上述第1负反馈电路的反馈系数设定得比上述第2负反馈电路的反馈系数大，上述开关的通断是根据外部操作选择的。

6．权利要求5中所述的均衡器，其特征在于，将上述开关作为第1开关，并设定了对上述第1差动放大器的电流源的电流进行通断的第2开关。

7．权利要求6所述的均衡器，其特征在于，进而，根据上述外部操作将上述第1和第2开关都接通。

8．权利要求6中所述的均衡器，其特征在于，上述第2开关根据外部操作以与上述第1开关的通断动作相反的动作进行断开或接通。

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