JP2645022B2

JP2645022B2 - 加入者回路

Info

Publication number: JP2645022B2
Application number: JP62206421A
Authority: JP
Inventors: 洋谷本; 稔田中; 哲 ▲吉▼田
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1987-08-21
Filing date: 1987-08-21
Publication date: 1997-08-25
Anticipated expiration: 2012-08-25
Also published as: JPS6450663A; US4866767A; CA1292588C

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の目的〕（産業上の利用分野）本発明は、電子交換システムに使用される加入者回路
（subscriber line interface circuit（SLIC））に関
する。

（従来の技術）加入者端末、典型的には電話機と交換機（電子交換
機、特にディジタル交換機）とを結合するために加入者
回路が使用される。

加入者回路は、電話機（加入者端末）と交換機とにそ
れぞれ接続され、直流給電（battery feed or current
feed（Ｂ）、加入者監視（supervision）（Ｓ）、及び
ハイブリッド（hybrid）（Ｈ）の機能を有している。加
入者監視機能は、加入者回線である電話回線に接続され
る電話機に直流電流を供給して、電話機の受信器の状
態、すなわちオンフックかオフフックかを監視する機能
である。直流給電機能は、通話用、すなわち音響変換器
を駆動するための直流電流を電話機に供給する機能であ
る。ハイブリッド機能は、いわゆる２線→４線/4線→２
線変換機能であり、電話回線の線路インピーダンスに整
合した複素インピーダンスで電話回線を終端し、且つ電
話機から出力される通話信号を取出し交換機に出力し、
さらに交換機のスイッチング装置から与えられる通話信
号を通話回線を介して電話機に供給する機能である。こ
れらの機能を備えた加入者回路は、「BSH回路」と称さ
れることもある。

上述のように電話機には電話回線を通じて直流定電流
を流す必要があり、また同時に同じ電話回線上を音声信
号が流れる。このため、ハイブリッドコイルやスイッチ
回路などを有して構成されていた在来の加入者回路で
は、上述の直流定電流と音声信号電流とを分離し、交流
成分である音声信号が漏れ込まないようにするため、直
流電源に直列に大きなインダクタンス素子が設けられ、
このインダクタンス素子を介して直流電流により直流給
電を行なっている。また、上記直流電流が電話回線側へ
漏れ、交流分である音声信号に直流成分が重畳するのを
防止するために、一対の電話回線にそれぞれ直列に２μ
Ｆ程度の大きなキャパシタが設けられており、音声信号
はこのキャパシタを介して取出されて２線→４線→/4線
→２線変換のためのハイブリッド回路に供給される。

しかしながら、このような加入者回路は、比較的大き
なインダクタンス素子やキャパシタを必要とするため
に、電子交換機を小型化、経済化、さらにはLSI化を達
成するのには適さない。

（回路計算あるいは設計に際して）電話回線の線路イ
ンピーダンスは、一般に600Ωであるとして取扱われ
る。標準電話機は、回線損失が5dBとなるような線路長
を介して加入者回路に接続されるときに、最も良好な側
音特性が得られるように設計されている。しかし、構内
交換機（private branch exchange（PBX））の場合、電
話回線の長さは比較的短く、且つ許容される線路損失も
2dB程度またはそれ以下と小さい。加入者回路はこのよ
うな構内交換機にも用いられるため、終端インピーダン
ス及び／またはバランスネットワークインピーダンスと
しては、線路のケーブル特性を含む複雑な特性が要求さ
れる。

既に述べたように在来の回路では、所定のインピーダ
ンスを得るために大きなインダクタンス及び／またはキ
ャパシタが必要となり、加入者回路自体を小型化するこ
とができない。このことは、交換機全体の小型化のため
の大きな障害となる。また、この問題を緩和するため、
古典的な加入者線路と等価な機能を電子回路で達成する
ことが以前より試みられているが、在来のこの種の回路
では多くの回路素子が必要であり、小型化、低廉化に有
効ではない。

例えば、特開昭58−104558号公報には、電子化された
加入者回路の一例が示されている。例えば、この公報の
第３図には、加入者端末側から測定される加入者回路の
インピーダンスが所定値となるように、加入者回線の終
端用の抵抗（31）とキャパシタ（32）との直列回路が設
けられた構成が示されている。しかしながら、このよう
な直列回路を用いた構成では、容量の大きな、従って寸
法の大きなキャパシタ（32）が必要となり、そのため装
置（回路）を小型化することは不可能であった。さらに
このような回路においては、上記公報の第３図の参照符
号（52）あるいは第４図の参照符号（68）で示されるよ
うな抵抗として、絶対値が非常に正確な抵抗が必要とな
り、必要な精度を確保するためには、ディスクリート素
子で構成する必要がある。このため、公報のような構成
では、仮に他の部分がIC化されたとしても、上述のキャ
パシタや抵抗にディスクリート部品を付設することによ
り、装置全体の規模は大形化してしまう。

加入者回路は、交換機の取扱う回線の数に応じて多数
設けられる。このため加入者回路が実質的に小型化、低
廉化されないかぎり、交換機システム全体を小型化、低
廉化することは不可能である。

上述のように、加入者回路に必要な終端インピーダン
ス及び／または各種機能、例えば直流給電機能、回線監
視機能、ハイブリッド機能を、在来の電子回路により達
成するためには、大きな素子、多数の素子及び複雑な抑
制が必要であった。

（発明が解決しようとする問題点）上述の如く、終端インピーダンス、ハイブリッド機能
を達成するためには、大きな容量、多くの端子数、複雑
な制御が必要であった。このようなことは、交換機の取
り扱う回線数と同数必要とされる加入者回路において
は、交換機等の小型化に寄与する所が少なく頗ぶる問題
であった。

そこで本発明は、上記問題に鑑みてなされたもので、
その目的は小型化、LSI化を達成し得る加入者回路を提
供することを目的とする。

〔発明の構成〕

（問題点を解決するための手段）本発明は、２端子L₁、L₂間に接続される加入者端末を
単方向受信線路及び単方向送信線路によって交換機に接
続するための加入者回路であって、前記２端子間の出力
V_Oと前記単方向受信線路の端子の供給される出力V_RXと
を加算する第１の加算回路と、第１の加算回路の出力電
圧V_Pが入力され、加入者端末側から加入者回路側を見た
インピーダンスZ_Tの実数倍（Ｎ倍）に等しい第１のイン
ピーダンス回路と、第１のインピーダンス回路の出力が
反転入力端子に入力される第１のバッファ増幅回路と、
この第１のバッファ増幅回路の帰還路に挿入され、加入
者回路側から加入者端末側を見たインピーダンスZ_Bの実
数倍（Ｍ倍）に等しい第２のインピーダンス回路と、第
２のインピーダンス回路に流れる電流（ｉ）の定数倍
（Ｈ倍）の電流を前記加入者端末に給電するための給電
回路と、前記第１のバッファ増幅回路の出力と前記第１
の加算回路の出力と前記単方向受信線路の端子に供給さ
れる出力とを加算し、前記単方向送信線路の端子に供給
する第２の加算回路を具備したことを特徴とする加入者
回路である。

（作用）上述した如く負荷電流の検出位置をバッファアンプの
帰還路にすることにより、回路素子数を大幅に削減で
き、また、負荷電流を一旦電圧に変換することなく、直
接電流そのものとして検出、帰還しているため、IC化し
た場合に外付けをせざるを得ない絶対値の正確な抵抗を
必要としない。従ってLSI化等を達成し得る。さらに上
述した如く構成することによりインピーダンスに含まれ
る容量より小さい容量を用いて達成できる。

（実施例）以下、本発明に係る一実施例を図面を参照して詳述す
る。

本発明に係る加入者回路の第１の実施例を説明する。

最初に、加入者回路におけるハイブリッド機能とイン
ピーダンス整合について概略を説明する。

第８図（Ａ）を参照して、４線→２線変換を説明す
る。

４線→２線変換は、音声帯域（0.3kHz〜3.4kHz）にお
いて、（ａ）加入者側（図で破線より左側）から計測さ
れる加入者回路（図で破線より右側）の（見掛けの）イ
ンピーダンスがZ_Tとなり、（ｂ）交換機のコーデックか
ら与えられる受信信号V_RXが｛Z_B′／（Z_T＋Z_B′）｝V_RX
なるレベルとして加入者側へ伝送され、そして（ｃ）受
信信号V_RXから送信信号V_TXへの混入（まわり込み）がな
いように（すなわち、送信端子においてV_RX＝０となる
ように）する機能である。

次に、第８図（Ｂ）を参照して、２線→４線変換を説
明する。

２線→４線変換は、上記音声帯域において、（ｄ）加
入者側から計測される加入者回路の（見掛けの）インピ
ーダンスが、所定の、外部から設定可能なインピーダン
スZ_Tとなり、且つ（ｅ）加入者端末からの、例えば加入
者の音声により生じた信号電圧V_Rがそのまま送信信号V
_TXとして交換機のコーデックへ送出されるようにする機
能である。

これら（ａ）〜（ｅ）の条件を満たす本発明による加
入者回路の第１の実施例の原理を第１図を参照して説明
する。

第１図に示される加入者回路は、電流源1,2、バッフ
ァ増幅器３〜８、加算器9,10、及びインピーダンス要素
11,12を備えている。

加入者電話機のような加入者端末は、加入者端子L₁,L
₂に加入者回線を介して接続される。第１図において、
加入者端子L₁,L₂より左側が加入者（加入者回線及び加
入者端末）側、右側が加入者回路である。加入者端子
L₁,L₂間に生ずる交流電圧をV_Oとし、端子L₁,L₂から計測
される加入者側の等価インピーダンス（負荷）をZ_B′と
する。また、加入者端末で生ずる（加入者の音声によ
る）音声信号のような交流電圧をV_Rとする。出力電流を
制御し得る電流源１及び２から第１図の矢印の向きに生
成される電流の交流分Ｈ・ｉが加入者回線を流れる。電
流Ｈ・ｉは、後に詳述されるMZ_Bなるインピーダンス要
素12、すなわちＭ倍（Ｍは実数）のバランシングインピ
ーダンス要素、を流れる交流電流ｉのＨ倍に設定され
る。重み付け回路であるバッファ増幅器３〜８の増幅率
（重み付け係数となる）を各々A₁〜A₅とする。また、受
信端子RX及び送信端子TXは、図示されていないがそれぞ
れ単方向受信線及び単方向送信線を介して交換機に接続
される。受信端子RXには、交換機からの受信電圧V_RXが
入力され、送信端子TXからは、交換機への送信電圧V_TX
が出力される。

加入者端子L₁,L₂間の電圧V_Oは、増幅率A₁のバッファ
増幅器３を介して加算回路９に与えられる。加算回路９
には、受信端子RXで受信された電圧V_RXが増幅率A₂のバ
ッファ増幅器４を介して与えられる。したがって、加算
回路９では、電圧V_Oと電圧V_RXとが加重加算（または減
算）、すなわちバッファ増幅器3,4の増幅率によって重
み付けされた電圧V_Oと電圧V_RXとが加算（または減算）
され、電圧V_Pを得る。この電圧V_Pは、加入者端末側から
計測される加入者回路のインピーダンスZ_TのＮ倍（Ｎは
実数）に等しい複素インピーダンスNZ_Tを有するインピ
ーダンス要素11を介してバッファ増幅器８の反転入力端
に印加される。バッファ増幅器８の出力端と反転入力端
子との間に、加入者端末側のインピーダンスZ_BのＭ倍に
等しい複素インピーダンスMZ_Bを有するインピーダンス
素子12が設けられ、帰還路を構成する。このインピーダ
ンス要素12に流れる電流ｉは、電流源１及び２にフィー
ドバックされ、該電流ｉに応じて電流源１及び２が制御
されて、電流ｉのＨ倍の電流が加入者端末に給電され
る。バッファ増幅器８の出力は増幅率A₅のバッファ増幅
器７を介して加算回路10に与えられる。加算回路10に
は、上記電圧V_RXが増幅率A₃のバッファ増幅器５を介し
て与えられるとともに、上記電圧V_Pが増幅率A₄のバッフ
ァ増幅器６を介して与えられる。したがって、加算回路
10では、バッファ増幅器８の出力、電圧V_RX及び電圧V_P
がバッファ増幅器7,5及び６で加重されて加算（または
減算）され、その結果が送信電圧V_TXとして送信端子TX
に供給される。

このように構成される加入者回路には、負荷電流ｉを
バッファ増幅器８の帰還路で検出するという特徴があ
る。この点についてさらに詳しく述べる。

（Ｉ）［４線−２線変換／伝送］先ず、受信端子RXにおける端方向受信電圧V_RXから加
入者端子L₁,L₂（電圧V_O）への伝達について検討する。
但し、加入者側で生成される信号電圧V_R＝０とする。

電圧V_O及び電流ｉに着目すると、加入者側の実際の交
流インピーダンスZ_B′を用いて次式が得られる。

V_O＝−Ｈ・ｉ・Z_B′ …（１）（Z_B′：加入者側の交流インピーダンス）（１）式から次式が得られる。

ｉ＝−V_O/H・Z_B′ …（２）また、終端複素インピーダンスZ_Tを用いて次式が得ら
れる。

A₁V_O＋A₂V_RX＝ｉ・NZ_T …（３）（２）、（３）式から、 A₁V_O＋A₂V_RX＝−（V_O/H・Z_B′）・NZ_T よって、次式が成立つ。

ここで、A₁＝−A₂,A₁H＝Ｎに設定すれば、となり、加入者端子L₁,L₂から計測される加入者側のイ
ンピーダンスはZ_Tとなる。（したがって、上述された
（ａ），（ｂ）の条件が満たされる。）次に、受信端子RXにおける単方向受信電圧V_RXから送
信端子TXにおける単方向送信電圧V_TXへの伝達について
検討する。

送信電圧V_TXは、次式で表わされる。

（５）、（６）式から、となる。上記（５）式を得るための条件よりA₂＝−A₁と
すると次式が得られる。

この（７）式に、 A₄＝−A₅ A₁・A₄＝A₃ ……（８）なる条件を与えると次式が得られる。

ここで、Ｍ＝Ｎで且つインピーダンス整合がとれた状
態、すなわち端末側の公称インピーダンスZ_Bが実際の端
末側のインピーダンスZ_B′に等しい場合、Z_B＝Z_B′とす
れば、 V_TX＝０すなわち送信電圧V_TXへの受信電圧V_RXの回り込みを抑
圧することができる。（上述した（ｃ）の条件が満たさ
れる。）（II）［２線−４線変換／整合］先ず、加入者端末からの出力である信号電圧V_Rの送信
端子TXの送信電圧V_TXへの伝達について検討する。
（６）式においてV_RX＝０とすれば、次式が得られる。

また、次式が成立する。

（11）式からｉを消去しV_Oについて解くと次式が得ら
れる。

（12）式と（４）式から、次式が得られる。

したがって、送信時における加入者側から計測される
加入者回路の入力インピーダンスもZ_Tとすることができ
る。（上述された（ｄ）の条件が満たされる。）（12）
式と（10）式から次式が得られる。

ここで、V_TX＝V_Rとなるように（４）式、（８）式及
び A₁・A₄＝A₃＝１ …（16）の条件を与えると、もしもZ_O≠Z_Tであったとしても次式
が成立つ。

したがって、インピーダンス整合がとれたとき、すな
わちZ_B＝Z_B′のとき、V_TX＝V_Rとなって加入者からの例
えば音声信号は、線形歪みを伴うことなく、そのまま送
信端子TXから単方向送信線に送出される。

Z_BはZ_B′に等しい事を意図して作られてはいるが、必
ずしも0.3〜3.4kHzの全範囲内でZ_B＝Z_B′にできるとは
限らない。ここでは実際の端末のインピーダンスを
Z_B′，作ったつもりのインピーダンスをZ_Bと記して、両
者が必ずしも同一ではない事を考慮している。（上述さ
れた（ｅ）の条件が満たされる。）もしも、このような
インピーダンスの整合による歪み補償を行なわない場
合、仮想的にZ_B＝０としたことに相当する（実際の回路
ではZ_Bを０とすることはできない）からとなって、通常の整合回路と同様にZ_T＝Z_B′のとき線形
歪みは生じないが信号の伝送損失を生じる。また、Z_T≠
Z_B′であれば線形歪みが生じる。

上述のように、第１図の回路では、本来必要な終端イ
ンピーダンス及びバランシングインピーダンスのＮ倍の
インピーダンスを使用し、増幅率すなわち重み係数A₁〜
A₅を上述のように設定することによって、これらのイン
ピーダンスに含まれるキャパシタンスとして1/Nの値を
使用することができ、且つ加入者回路に必要な複素終端
インピーダンス及びハイブリッド機能が得られる。ま
た、インピーダンスMZ_Bのインピーダンス要素12を流れ
る電流ｉを制御電流として電流源１及び２にフィードバ
ックしているため、上記複素終端インピーダンス及びハ
イブリッド機能を同時に達成することができる。

上述の原理に基づいて具体的に構成される本発明の第
１の実施例による加入者回路について第２図を参照して
説明する。

第２図において、第１図と実質的に同様の部分には同
一の参照符号を付して示している。第１図におけるバッ
ファ増幅器3,4及び加算回路９からなる部分は、第２図
では、バッファ増幅器21、抵抗22〜27及びキャパシタ28
により構成される。第１図におけるバッファ増幅器5,6,
7及び加算回路10からなる部分は、第２図では、バッフ
ァ増幅器31、及び抵抗32〜36により構成される。

第１図におけるバッファ増幅器３〜７の増幅率A₁〜A₅
を、上述の（４）式、（８）式、及び（16）式の条件を
満足して、しかも、なるべく実際に必要なバッファ増幅
器の数が少なくなるようにするためには、例えばA₁＝A₃
＝A₄＝１、A₂＝A₅＝−１と設定すればよい。バッファ増
幅器の数をさらに減らすために、送信電圧V_TXの位相は
機能の上でさほど重要ではないので、電圧V_TXに代えて
逆位相の電圧−V_TXを出力させるようにすれば、A₃＝A₄
＝−１、A₅＝１とすることができる。このようにして構
成したのがFig.3に示す加入者であり、抵抗22〜27、32
〜34及び36の抵抗値をＲ、抵抗35の抵抗値を2Rとする。
そして、重み係数となる増幅率A₁〜A₅の符号に合せるた
め図示のように構成されている。さらに、Ｈ＝Ｍ＝Ｎ＝
100、Z_B＝Z_B′とする。バッファ増幅器21の出力側に挿
入されたキャパシタ28は、実際の加入者回線には直流電
流も流れているので、その直流成分を除去するために設
けられている。このような目的では、第２図のキャパシ
タ28に代えて、例えば抵抗22,23と加入者端子L₁,L₂との
間にそれぞれキャパシタを挿入するようにしてもよい
が、高耐圧のキャパシタは大形になるので、なるべく少
ないことが望ましく、この回路では、回路構成の工夫に
より図に示された個所にのみ設けるようにした。加入者
端子L₁,L₂は、電流制御電流源1,2に接続される。端子L₁
は、抵抗22を介してバッファ増幅器21の非反転入力端に
接続される。バッファ増幅器21の上記非反転入力端には
抵抗24及び26の各一端が共通に接続され、抵抗24の他端
はコモン電位（接地）、抵抗26の他端は所定の固定電位
に接続される。端子L₂は、抵抗23を介してバッファ増幅
器21の反転入力端に接続される。バッファ増幅器21の出
力端と上記反転入力端との間には抵抗25が接続され、バ
ッファ増幅器21の上記反転入力端と受信端子RXとの間に
は、抵抗27が接続される。バッファ増幅器21の出力端
は、キャパシタ28を介してＮ倍の終端インピーダンス
（NZ_T）である第１のインピーダンス要素11の一端に接
続される。この第１のインピーダンス要素11の他端はバ
ッファ増幅器８の反転入力端に接続されている。バッフ
ァ増幅器８の出力端と反転入力端との間には、Ｍ倍のバ
ランシングインピーダンス（MZ_B）である第２のインピ
ーダンス要素12が接続される。バッファ増幅器８の非反
転入力端はコモン電位（接地）に接続される。

単方向受信端子RXは、抵抗32を介してバッファ増幅器
31の反転入力端に接続される。バッファ増幅器31の出力
端は、単方向送信端子TXに接続される。バッファ増幅器
31の反転入力端は、抵抗33を介して、キャパシタ28と第
１のインピーダンス要素11との接続点に接続される。バ
ッファ増幅器31の出力端と反転入力端との間には抵抗36
が接続される。バッファ増幅器31の非反転入力端は、抵
抗35を介してバッファ増幅器８の出力端に接続される。
バッファ増幅器31の非反転入力端は、抵抗34を介して共
通電位（接地）に接続される。

次にこの第２図の加入者回路が、上述された原理に従
った動作をすることを確認する。

先ず、上述した（ａ），（ｂ）の条件について検討す
る。

今、V_R＝０として、加入者端子L₁,L₂間の電圧V_Oへの
単方向受信電圧V_RXの伝達を検討する。第２図から次の
２つの式が得られる。

V_O＝−Z_B・100・ｉ …（19）これら（18），（19）式からV_Oを求める。

したがって、加入者側から計測される加入者回路のイ
ンピーダンスはZ_Tとなる。

次に、上述した（ｃ）の条件について検討する。

単方向送信端子TXへの単方向受信電圧V_RXの回り込み
を検討するため、送信端子TXにおける送信電圧−V_TXを
求める。

（21）式と（20）式から、となり、信号電圧V_TXにおける信号電圧V_RXのまわり込み
（混入）はない。

次に、上述した（ｄ），（ｅ）の条件について検討す
る。

加入者端末で発生した信号電圧V_Rの送信端子TXへの伝
達を検討する。第２図から次の２つの式が得られる。

V_O＝100Z_T/i …（22） V_O＝V_R−Z_B・100・ｉ …（23）（22）式及び（23）式からV_Oを求める。

したがって、加入者側から計測される加入者回路のイ
ンピーダンスをZ_Tとすることができる。このとき、第２
図より送信端子TXの電圧−V_TXは次式であらわされる。

（24）式と（25）式からとなり、加入者端末で発生した信号電圧V_Rは、（位相関
係を除けば）そのまま送信電圧V_TXとして伝達される。

このように、第２図の加入者回路では、終端インピー
ダンスZ_Tを任意に設定することができ、しかもハイブリ
ッド機能を実現することができる。また、一般に終端イ
ンピーダンスZ_TおよびZ_B′は、抵抗（R₁とする）とキャ
パシタンスとが直列接続されたものである。しかし、Ｍ
倍のバランシングインピーダンスMZ_Bは、バッファ増幅
器８の帰還路に挿入されるため、抵抗とキャパシタンス
との直列回路による帰還だけでは直流的な帰還がかから
なくなってしまうため、実際にはMZ_Bに並列に高抵抗
（すなわち、この抵抗をR₂とすればR₂≫MR₁）が設けら
れる。

第２図の実施例では、Ｈ＝Ｎ＝Ｍ＝100、すなわちイ
ンピーダンスZ_Bの100倍のインピーダンスを用いること
により、キャパシタンスを100分の１とすることがで
き、加入者回路全体の小型化、特にLSI化による小型化
に非常に有効な加入者回路が提供される。

第３図を参照して、本発明による加入者回路の第２の
実施例を説明する。

第３図に示す構成では、バッファ増幅器の増幅率が、
A₁＝1/2,A₂＝−2,A₃＝−1,A₄＝−2,A₅＝２となっている
点でのみ、第２図とは異なっている。（利得A₁〜A₅は
（４）式，（８）式及び（16）式の条件が満たされる限
り任意に設定することができる。）したがって、第３図
では、利得A₁〜A₅の変更に応じて、第２図における抵抗
25,26及び33の値がR/2に、抵抗35の値がＲに変更される
だけであるので、参照符号は第２図と同一の符号を付し
て示す。第３図の構成では、増幅率A₁が第２図の場合よ
りも小さくなっている。これは、加入者端子L₁〜L₂間に
与えられる電圧が比較的高いことから、後続の回線また
は回路のダイナミックレンジを配慮したためである。

なお、以上の実施例では、抵抗は全て単一の標準値Ｒ
の整数倍または整数分の１としている。これはIC化した
場合には、複数の抵抗に同じ抵抗値を用いるほうが高精
度を得るのが容易であるからである。したがって、実際
上、この回路で用いる複数の抵抗の値が必ずしも整数比
である必要はなく、増幅率A₁〜A₅が必要な精度で得られ
ればどのような抵抗値を選定してもよい。

次に、本発明による加入者回路における直流電流供給
機能について説明する。

この給電機能を第４図を参照して説明する。

加入者回路SLは、この第４図に示されていない給電回
路を含んでいる。この給電回路は、加入者端子L₁,L₂に
加入者回線を介して接続される加入者端末として通常使
用される電話機TPに、該電話機において用いられるカー
ボンマイクのような音響変換器を動作されるための定電
流を供給するために設けられる。また、加入者回線に流
れる電流I_Lは抵抗R_fを介して加入者回路SLに供給される
基準電圧V_refによって任意に設定され得る。

第５図を参照して上記給電回路の具体的な構成の一例
を説明する。

第５図の給電回路は、増幅器51〜54、電流検出用イン
ピーダンス素子55,56及び抵抗57〜62を有している。給
電用の増幅器52は、電流を検出するためのインピーダン
ス素子55を介して一方の加入者端子L₁に接続される。加
入者端子L₁には、負荷である加入者端末のインピーダン
スZ_B′の一端が接続される。上記給電用の増幅器52とは
逆向きの電流を出力する給電用の増幅器53は、電流を検
出するためのインピーダンス素子56を介して他方の加入
者端子L₂に接続される。加入者端子L₂には、負荷である
加入者端末のインピーダンスZ_B′の他端が接続される。
増幅器52の出力端と加入者端子L₂との間には、抵抗59と
58との直列回路が図示のように接続され、加入者端子L₁
と増幅器53の出力端との間には、抵抗57と60との直列回
路が図示のように接続される。抵抗59と58との接続点
は、電流検出用の増幅器54の非反転入力端に接続され、
抵抗57と60との接続点は、電流検出用の増幅器54の反転
入力端に接続される。電流検出用の増幅器54の出力端は
抵抗62を介して、給電用の増幅器51の反転入力端に接続
される。増幅器51の反転入力端には、抵抗R_fを介して外
部基準電圧V_refが接続される。すなわち増幅器51の反転
入力端には、抵抗R_fを介して外部基準電圧V_refからの直
流信号Ｉが入力される。増幅器51の出力端子と反転入力
端子との間には帰還抵抗61が接続される。増幅器51の出
力端は増幅器52の入力端と増幅器53の入力端との両方に
接続される。

この回路では、基準電圧V_refより与えられる直流入力
Ｉが増幅器51を通り、互いに逆位相の電流を出力する増
幅器52及び53に与えられ、これら増幅器52及び53の出力
はそれぞれインピーダンス素子55及び56を介して加入者
側、すなわちインピーダンスZ_B′に給電される。このと
きインピーダンス素子55及び56における電圧降下が合成
されて増幅器54で検出され、増幅器51に帰還される。す
なわち、増幅器54の出力と基準信号Ｉ（直流）とが加算
された信号が増幅器52,53へ帰還され、インピーダンスZ
_B′に信号Ｉに比例した電流が給電される。第５図にお
いて、例えば抵抗57〜60を等しい値に選定し、且つイン
ピーダンス素子55及び56の両端の電位を図示のようにそ
れぞれV_aとV_b及びV_cとV_dとすれば、増幅器54の出力電圧
V_eは、インピーダンス素子55及び56のインピーダンスを
それぞれR_M1及びR_M2として V_e＝（V_a−V_b）＋（V_c−V_d）＝R_M1・I_L＋R_M2・I_L となり、R_M1＝R_M2＝R_Mであれば V_e＝2R_M・I_L となる。

この電圧V_eが増幅器51へ帰還され、帰還ループの利得
が充分に大きければ 2R_M・I_L＝V_ref 満足するように制御されて、負荷インピーダンスZ_B′に
対する出力電流I_Lが一定となり、定電流特性が維持され
る。

また、負荷、すなわち加入者側にコモンモードの外乱
が生じた場合、負荷側から計測されるコモンモードに対
するインピーダンスがインピーダンスR_M1とR_M2との並列
インピーダンスとなり、加入者回線が並列インピーダン
スで終端されていることになる。この場合、インピーダ
ンスR_M1,R_M2は、数十Ω程度の低抵抗となるため、コモ
ンモードの帰還のために特別の回路を必要とせずに、外
乱による影響を受けにくい給電回路が達成される。

第５図の給電回路を、第２図に示される第１の実施例
による回路に組込む場合の具体的な構成を第６図を参照
して具体的に説明する。

第６図に示される信号線L₁及びL₂が第２図の抵抗22及
び23にそれぞれ接続され、この第６図の給電回路が第２
図の電流制御電流源1,2として機能する。

第２図のバッファ増幅器８の帰還電流に相当する電流
ｉ（交流）は、信号線L₃を介して入力され上述した直流
電流Ｉと加算される。なお、バッファ増幅器８の帰還電
流に相当する電流ｉは、後述する電流検出回路（第７
図）で生成される。したがって、負荷インピーダンス
Z_B′に流れる電流は、Ｈ・（ｉ＋Ｉ）となる。

なお、第６図に示される給電回路は、帰還抵抗や入力
抵抗が必要に応じて適宜付加された増幅器52〜54を用い
ているが、原理を示した第５図の回路と実質的に変わる
ところはない。

このようにして、付加インピーダンスZ_B′に流れる電
流の検出及び供給が行われる。

なお、第６図の給電回路は、本発明の第２の実施例で
ある第３図の加入者回路にもそのま適用することができ
る。

次に、バッファ増幅器８の帰還インピーダンスMZ_Bを
流れる電流ｉを検出し、第６図の給電回路に信号線L₃を
介してフィードバックするための具体的な回路を第７図
に示す。

バッファ増幅器８の出力側に電流増幅回路CAを含む出
力回路が構成される。この出力回路は、バッファ増幅器
８の出力電圧を抵抗35を介してバッファ増幅器31に与
え、且つこのバッファ増幅器８の出力電圧を帰還路とな
るインピーダンス要素12の一端に与えるとともに、これ
らの機能に影響を与えずにインピーダンス要素12に流れ
る電流に応じた電流信号を端子T_oから出力する。

電流増幅回路CAは、一対のトランジスタQ₁,Q₂と、一
対のカレントミラー回路CM₁,CM₂とで構成される。カレ
ントミラー回路CM₁,CM₂は、それぞれ、入力側、すなわ
ちトランジスタQ₁,Q₂に流れる電流のｎ倍の電流を出力
側に流す回路である。出力回路には、さらに一対のトラ
ンジスタQ₃,Q₄、ダイオード接続された他の一対のトラ
ンジスタQ₅,Q₆、バッファ増幅器８の出力がベースに与
えられるトランジスタQ₇及び電流源CSを有する。トラン
ジスタQ₁,Q₃及びQ₅のベースは互いに共通に接続され、
トランジスタQ₂,Q₄及びQ₆のベースは互いに共通に接続
されている。トランジスタQ₃,Q₄は、エミッタ同士が接
続されそれぞれのコレクタは電源電位V_P及びV_Nに接続さ
れている。トランジスタQ₃,Q₄は、バッファ増幅器８の
出力端に生じた電圧に応じた電圧を両者のエミッタの接
続点に生じ抵抗35を介してバッファ増幅器31に供給す
る。電流源CS、ダイオード接続されたトランジスタQ₅,Q
₆、及びトランジスタQ₇のコレクタ−エミッタ回路は、
電源電位V_P及びV_N間に直列に設けられ、電流増幅器CAの
トランジスタQ₁,Q₂のベースにそれぞれバイアス電位を
与える。トランジスタQ₁,Q₂は、エミッタ同士が接続さ
れそれぞれのコレクタはカレントミラー回路CM₁,CM₂の
入力側に接続されている。トランジスタQ₁,Q₂のエミッ
タ同士の接続点には、インピーダンス要素12の一端が接
続されている。カレントミラー回路CM₁,CM₂の出力側は
互いに共通に接続され、端子T_Oから給電回路の増幅器51
の反転入力端に電流信号i_Oを出力する。

インピーダンス要素12から、インピーダンス要素11に
流れる電流に等しい電流ｉがトランジスタQ₁,Q₂のエミ
ッタ同士の接続点に流れ込むと、電流増幅回路CAは、端
子T_Oにi_O＝ｎ・ｉの電流を引き込み、電流ｉがトランジ
スタQ₁,Q₂のエミッタ同士の接続点から引き出される
と、電流増幅回路CAは、端子T_Oからi_O＝ｎ・ｉの電流を
流出する。つまり、加入者側から計測されるインピーダ
ンスZ_Tに流れる電流ｉがカレントミラー回路CM₁,CM₂の
電流比ｎの電流増幅回路CAに与えられると端子T_Oには、
電流i_O＝ｎ・ｉが制御信号として給電回路の増幅器51に
与えられる。

第７図の出力回路も、第３図に示される本発明の第２
の実施例による加入者回路に適用することができる。

〔発明の効果〕

以上、本発明によれば、終端インピーダンスやバラン
シングインピーダンスに含まれる容量よりも小さい容量
を用いて、これらの機能を達成しえる。またMZ_Bに流れ
る単一の電流で、終端複素インピーダンス，ハイブリッ
ド機能を制御するので、回路素子を削減できる。又、さ
らに外付けせざるを得なかった絶対値の正確な抵抗を必
要としない故、小型化，経済化,LSI化を達成しえる加入
者回路を実現することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による加入者回路の第１の実施例の原理
を説明するためのブロック図、第２図は第１図の原理に
基づいた本発明による加入者回路の第１の実施例の構成
を示すブロック図、第３図は本発明による加入者回路の
第２の実施例の構成を示すブロック図、第４図は加入者
回路における直流給電機能を説明するための図、第５図
は本発明による加入者回路に使用される給電回路の構成
の一例を示すブロック図、第６図は本発明による加入者
回路の第２図の実施例に適用される給電回路の構成を示
すブロック図、第７図は本発明による加入者回路の第２
図の実施例に適用される電流検出回路の構成を示すブロ
ック図、第８図は加入者回路におけるハイブリッド機能
を説明するための図である。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】２端子間に接続される加入者端末を単方向
受信線路及び単方向送信線路によって交換機に接続する
ための加入者回路であって、前記２端子間の出力と前記
単方向受信線路の端子に供給される出力とを加算する第
１の加算回路と、第１の加算回路の出力電圧が入力さ
れ、加入者端末側から加入者回路側を見たインピーダン
スの実数倍に等しい第１のインピーダンス回路と、第１
のインピーダンス回路の出力が反転入力端子に入力され
る第１のバッファ増幅回路と、この第１のバッファ増幅
回路の帰還路に挿入され、加入者回路側から加入者端末
側を見たインピーダンスの実数倍に等しい第２のインピ
ーダンス回路と、第２のインピーダンス回路に流れる電
流の定数倍の電流を前記加入者端末に給電するための給
電回路と、前記第１のバッファ増幅回路の出力と前記第
１の加算回路の出力と前記単方向受信線路の端子に供給
される出力とを加算し、前記単方向送信線路の端子に供
給する第２の加算回路を具備したことを特徴とする加入
者回路。
【請求項２】前記第１の加算回路は、前記２端子の一方
の出力と単方向受信線路の端子に供給される出力とが抵
抗を介して反転入力端子に入力され、前記２端子の他方
の出力が抵抗を介して非反転入力端子に入力される第２
のバッファ増幅回路からなることを特徴とする特許請求
の範囲第１項記載の加入者回路。
【請求項３】前記第２の加算回路は、前記第１のバッフ
ァ増幅回路の出力と前記第１の加算回路の出力と前記単
方向受信線路の端子に供給される出力とを加算する重み
付け加算回路からなることを特徴とする特許請求の範囲
第１項記載の加入者回路。