JP2780363B2 - ハイブリッド回路 - Google Patents
ハイブリッド回路Info
- Publication number
- JP2780363B2 JP2780363B2 JP1207006A JP20700689A JP2780363B2 JP 2780363 B2 JP2780363 B2 JP 2780363B2 JP 1207006 A JP1207006 A JP 1207006A JP 20700689 A JP20700689 A JP 20700689A JP 2780363 B2 JP2780363 B2 JP 2780363B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- line
- current
- terminal
- receiving
- mirror circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
- H04M19/00—Current supply arrangements for telephone systems
- H04M19/001—Current supply source at the exchanger providing current to substations
- H04M19/005—Feeding arrangements without the use of line transformers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Devices For Supply Of Signal Current (AREA)
- Interface Circuits In Exchanges (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔概 要〕 一端に加入者の電話機が接続される一対のＢ線および
Ａ線の他端に接続され、電話機への受信側４線信号を、
Ｂ線およびＡ線上の２線信号に変換して送出すると共
に、電話機から送信される２線信号を送信側４線信号に
変換して送出するハイブリッド回路に関し、 ハイブリッド回路内のトランス機能部分を電子化して
LSI化に適するようにすることを目的とし、 電話機に対する給電抵抗用および終端抵抗用の一対の
抵抗であって、Ｂ線およびＡ線と電源との間に接続され
る一対の給電・終端抵抗と、受信側４線信号に対応する
受信側入力電流を第１端子に受信し、受信側入力電流と
等量の受信側出力電流を第２端子よりＢ線に通電し、こ
れら受信側入力電流および受信側出力電流の和を出力す
る共通端子を備えるＢ線側ミラー回路と、該共通端子の
電流の1/2を前記Ａ線に通電するために第１端子を該Ａ
線に、第２端子を電源に、共通端子を前記の共通端子に
接続するＡ線側ミラー回路の対からなる受信側ミラー回
路と、Ｂ線およびＡ線間の電圧を電流に変換する抵抗で
あって、電話機から送信される２線信号の送信側電流を
生成する送信抵抗と、送信側電流を第１端子に受信し、
共通端子がＡ線に接続され、第２端子に送信側電流と等
量の送信側４線信号を生成する送信側ミラー回路とから
構成する。
Ａ線の他端に接続され、電話機への受信側４線信号を、
Ｂ線およびＡ線上の２線信号に変換して送出すると共
に、電話機から送信される２線信号を送信側４線信号に
変換して送出するハイブリッド回路に関し、 ハイブリッド回路内のトランス機能部分を電子化して
LSI化に適するようにすることを目的とし、 電話機に対する給電抵抗用および終端抵抗用の一対の
抵抗であって、Ｂ線およびＡ線と電源との間に接続され
る一対の給電・終端抵抗と、受信側４線信号に対応する
受信側入力電流を第１端子に受信し、受信側入力電流と
等量の受信側出力電流を第２端子よりＢ線に通電し、こ
れら受信側入力電流および受信側出力電流の和を出力す
る共通端子を備えるＢ線側ミラー回路と、該共通端子の
電流の1/2を前記Ａ線に通電するために第１端子を該Ａ
線に、第２端子を電源に、共通端子を前記の共通端子に
接続するＡ線側ミラー回路の対からなる受信側ミラー回
路と、Ｂ線およびＡ線間の電圧を電流に変換する抵抗で
あって、電話機から送信される２線信号の送信側電流を
生成する送信抵抗と、送信側電流を第１端子に受信し、
共通端子がＡ線に接続され、第２端子に送信側電流と等
量の送信側４線信号を生成する送信側ミラー回路とから
構成する。
第５図はハイブリッド回路の従来例を示す図である。
本図において、11がハイブリッド回路である。ハイブリ
ッド回路11は、一端に加入者線の電話機が接続される一
対のＢ線およびＡ線の他端に接続される。交換機（図示
せず）から電話機へ供給される受信側４線信号（音声信
号）4WRは、終端抵抗Rt（例えば、600Ω）を経由しハイ
ブリッド回路11を介してＢ線およびＡ線上の２線信号2W
に変換され、電話機に送出される。逆に電話機から送信
される２線信号2Wはハイブリッド回路11を介して送信側
４線信号（音声信号）4WSに変換され、上記の変換機に
出力される。
本図において、11がハイブリッド回路である。ハイブリ
ッド回路11は、一端に加入者線の電話機が接続される一
対のＢ線およびＡ線の他端に接続される。交換機（図示
せず）から電話機へ供給される受信側４線信号（音声信
号）4WRは、終端抵抗Rt（例えば、600Ω）を経由しハイ
ブリッド回路11を介してＢ線およびＡ線上の２線信号2W
に変換され、電話機に送出される。逆に電話機から送信
される２線信号2Wはハイブリッド回路11を介して送信側
４線信号（音声信号）4WSに変換され、上記の変換機に
出力される。
ハイブリッド回路11は、主としてトランス機能を果す
ものである、図中のトランスＴを内蔵する。このトラン
スＴには直流電流が流れないように、すなわち交流信号
（音声信号）のみを通過させるように例えば２μＦ程度
の直流阻止コンデンサＣが設けられる。この直流電流は
主として給電電流（battery feed current）であり、給
電抵抗Roを通して電源より供給される。電源はグランド
ＧおよびVBBで示され、VBBは例えば−48Vである。これ
ら給電抵抗Roは通常、交流的には非常に高いインピーダ
ンスを示し、一方、終端抵抗Rtは例えば600Ωに設定さ
れる。
ものである、図中のトランスＴを内蔵する。このトラン
スＴには直流電流が流れないように、すなわち交流信号
（音声信号）のみを通過させるように例えば２μＦ程度
の直流阻止コンデンサＣが設けられる。この直流電流は
主として給電電流（battery feed current）であり、給
電抵抗Roを通して電源より供給される。電源はグランド
ＧおよびVBBで示され、VBBは例えば−48Vである。これ
ら給電抵抗Roは通常、交流的には非常に高いインピーダ
ンスを示し、一方、終端抵抗Rtは例えば600Ωに設定さ
れる。
かくのごとく、従来例においては、加入者の電話機と
上記交換機との間を双方向に音声信号を伝送するため
に、巻数比1:1のトランスＴを設けている。
上記交換機との間を双方向に音声信号を伝送するため
に、巻数比1:1のトランスＴを設けている。
トランスＴを用いることにより種々の機能が満足され
る。概括的に言えばハイブリッド機能が満足されること
であり、 （１）双方向の信号転送機能、 （２）平衡信号（２線信号2W）と不平衡信号（４線信号
4WS,4WR）の間の変換機能、 （３）直流アイソレーション機能、すなわち二次側と二
次側との間の直流的な電位差に不感動であり、また同相
入力（例えばＢ線−Ａ線上の商用周波ノイズ）に不感動
である機能、等が満足されることである。
る。概括的に言えばハイブリッド機能が満足されること
であり、 （１）双方向の信号転送機能、 （２）平衡信号（２線信号2W）と不平衡信号（４線信号
4WS,4WR）の間の変換機能、 （３）直流アイソレーション機能、すなわち二次側と二
次側との間の直流的な電位差に不感動であり、また同相
入力（例えばＢ線−Ａ線上の商用周波ノイズ）に不感動
である機能、等が満足されることである。
ところが反面、次のような問題がある。１つはトラン
スの構造上、その小形化には限界があること。また温度
変動等の影響を受け易いこと。さらには低周波数での特
性劣化が大きいこと、である。特に大きな問題は、トラ
ンスをLSI化することは根本的に不可能であり、近年の
各種装置のLSI化という要請に応じられないことであ
る。
スの構造上、その小形化には限界があること。また温度
変動等の影響を受け易いこと。さらには低周波数での特
性劣化が大きいこと、である。特に大きな問題は、トラ
ンスをLSI化することは根本的に不可能であり、近年の
各種装置のLSI化という要請に応じられないことであ
る。
したがって本発明は上記問題点に鑑み、ハイブリッド
回路内のトランス機能部分を電子化してLIS化に適した
ハイブリッド回路を提供することを目的とする。
回路内のトランス機能部分を電子化してLIS化に適した
ハイブリッド回路を提供することを目的とする。
第１図は本発明の原理構成を示す図である。本図にお
いて、本発明に係るハイブリッド回路20は、一対の給電
・終端抵抗RB,RAと、受信側ミラー回路21Rと、送信抵抗
RSと、送信側ミラー回路21Sとから基本的に構成され
る。
いて、本発明に係るハイブリッド回路20は、一対の給電
・終端抵抗RB,RAと、受信側ミラー回路21Rと、送信抵抗
RSと、送信側ミラー回路21Sとから基本的に構成され
る。
一対の給電・終端抵抗RB,RAは、電話機に対する給電
抵抗用および終電抵抗用の一対の抵抗であって、Ｂ線お
よびＡ線と電源（G,VBB）との間に接続される。
抵抗用および終電抵抗用の一対の抵抗であって、Ｂ線お
よびＡ線と電源（G,VBB）との間に接続される。
受信側ミラー回路21Rは、受信側４線信号4WRに対応す
る受信側入力電流を第１端子に受信し、該受信側入力
電流と等量の受信側出力電流を、第２端子よりＢ線に
通電し、これら受信側入力電流および受信側出力電流の
和を出力する共通端子Ｃを備えるＢ線側ミラー回路MB、
および該共通端子Ｃを共用すると共に前記受信側入力電
流を第２端子に通電して第１端子より該受信側入力
電流と等量の受信側出力電流をＡ線に通電するＡ線側ミ
ラー回路MAの対からなる。
る受信側入力電流を第１端子に受信し、該受信側入力
電流と等量の受信側出力電流を、第２端子よりＢ線に
通電し、これら受信側入力電流および受信側出力電流の
和を出力する共通端子Ｃを備えるＢ線側ミラー回路MB、
および該共通端子Ｃを共用すると共に前記受信側入力電
流を第２端子に通電して第１端子より該受信側入力
電流と等量の受信側出力電流をＡ線に通電するＡ線側ミ
ラー回路MAの対からなる。
送信抵抗RSは、Ｂ線およびＡ線間の電圧を電流に変換
する抵抗であって、電話機から送信される前記２線信号
2Wの送信側電流を生成する。
する抵抗であって、電話機から送信される前記２線信号
2Wの送信側電流を生成する。
送信側ミラー回路21Sは、送信側電流を第１端子に
受信し、共通端子ＣがＡ線に接続され、第２端子に該
送信側電流と等量の前記送信側４線信号4WSを生成す
る。
受信し、共通端子ＣがＡ線に接続され、第２端子に該
送信側電流と等量の前記送信側４線信号4WSを生成す
る。
さらに好ましくは、上記のハイブリッド回路20に対し
て、Ｂ線側ミラー回路MBの第１端子に接続する電圧／
電流変換器（V/I）31Rおよび送信側ミラー回路21Sの第
２端子に接続する電流／電圧変換器（I/V）31Sを備
え、受信側４線信号4WRおよび送信側ミラー回路21Sから
の送信側４線信号4WSを電流から電圧にそれぞれ変換す
る。
て、Ｂ線側ミラー回路MBの第１端子に接続する電圧／
電流変換器（V/I）31Rおよび送信側ミラー回路21Sの第
２端子に接続する電流／電圧変換器（I/V）31Sを備
え、受信側４線信号4WRおよび送信側ミラー回路21Sから
の送信側４線信号4WSを電流から電圧にそれぞれ変換す
る。
第１図の構成のハイブリッド回路であれば、基本的に
トランジスタと抵抗のみで組むことができ、LSI化が容
易になる。この場合、LSIのトランジスタの特徴とし
て、相互に特性の非常によく揃ったトランジスタが得ら
れることが挙げられ、またLSIの抵抗も絶対値としては2
0〜30％ばらつくものの、抵抗相互間の相対精度（同一
の抵抗を作ったときの相互間の誤差）は１％程度のもの
が容易に得られる。上記の特徴は良く知られており、こ
れを利用してLSIではミラー回路が多用される。本発明
もこの観点でミラー回路をベースに構成している。すな
わちミラー回路の入力電流と出力電流比の精度が極めて
高いことを積極的に利用し、既述したトランスの３機能
（１），（２）および（３）をほぼ完全に満足させてい
る。
トランジスタと抵抗のみで組むことができ、LSI化が容
易になる。この場合、LSIのトランジスタの特徴とし
て、相互に特性の非常によく揃ったトランジスタが得ら
れることが挙げられ、またLSIの抵抗も絶対値としては2
0〜30％ばらつくものの、抵抗相互間の相対精度（同一
の抵抗を作ったときの相互間の誤差）は１％程度のもの
が容易に得られる。上記の特徴は良く知られており、こ
れを利用してLSIではミラー回路が多用される。本発明
もこの観点でミラー回路をベースに構成している。すな
わちミラー回路の入力電流と出力電流比の精度が極めて
高いことを積極的に利用し、既述したトランスの３機能
（１），（２）および（３）をほぼ完全に満足させてい
る。
第１図の一対の抵抗RB,RAについてみると、これらは
給電用抵抗のみならず終端用抵抗（第５図のRtと等価）
も兼ねるもので、例えばRB＝RA＝300Ωに設定される。
一方、送信抵抗RSは、Ｂ線−Ａ線間のほぼ全電圧がかか
るように例えば20kΩ高く設定する。また、ミラー回路2
1R内の抵抗（後述）は2kΩに設定する。そうすると、電
話機から見た終端インピーダンスは、600（＝300＋30
0）Ωと20kΩと2kΩの並列抵抗値となり、おおよそ600
Ω弱（≒Rt）となる。
給電用抵抗のみならず終端用抵抗（第５図のRtと等価）
も兼ねるもので、例えばRB＝RA＝300Ωに設定される。
一方、送信抵抗RSは、Ｂ線−Ａ線間のほぼ全電圧がかか
るように例えば20kΩ高く設定する。また、ミラー回路2
1R内の抵抗（後述）は2kΩに設定する。そうすると、電
話機から見た終端インピーダンスは、600（＝300＋30
0）Ωと20kΩと2kΩの並列抵抗値となり、おおよそ600
Ω弱（≒Rt）となる。
送信側ミラー回路21Sについて見ると、その第１端子
側において、 が流れる。VABはＢ線−Ａ線間電圧（２線信号2W）であ
る。ミラー回路では通常、入力電流と出力電流の和が共
通端子Ｃに流れるので、この入力電流と等量の出力電流
が第２端子に流れ、送信側４線信号（4WS）を生成す
る。
側において、 が流れる。VABはＢ線−Ａ線間電圧（２線信号2W）であ
る。ミラー回路では通常、入力電流と出力電流の和が共
通端子Ｃに流れるので、この入力電流と等量の出力電流
が第２端子に流れ、送信側４線信号（4WS）を生成す
る。
受信側ミラー回路21Rについて見ると、各共通端子Ｃ
を共用した２つのミラー回路MBおよびMAが用いられる。
これらを１つのミラー回路21R（MB＋MA）として見る
と、一般のミラー回路よりも、VBBに接続する第２端子
が１つ余分に追加された形になっている。これは、ミ
ラー回路MBの第１端子に入力された電流（受信側入力
電流）と等量の電流をミラー回路MAの第１端子に生成
するためである。つまり、共通端子ＣよりＡ線側に流れ
込む電流を２分する。
を共用した２つのミラー回路MBおよびMAが用いられる。
これらを１つのミラー回路21R（MB＋MA）として見る
と、一般のミラー回路よりも、VBBに接続する第２端子
が１つ余分に追加された形になっている。これは、ミ
ラー回路MBの第１端子に入力された電流（受信側入力
電流）と等量の電流をミラー回路MAの第１端子に生成
するためである。つまり、共通端子ＣよりＡ線側に流れ
込む電流を２分する。
第２図は第１図のハイブリッド回路の等価回路図であ
る。ミラー回路21Rおよび21Sは等価的には交流の定電流
源CIを形成し、抵抗RBおよびRAに当該交流が流れること
によって図示する波形の２線信号がＢ線およびＡ線に現
れる。例えば図中のｉが流れたとき、信号波形のハッチ
ング部分が現れる。これは逆相信号となり、２線信号2W
を形成する。ｉ′が流れたときは、ハッチングを付さな
い方の信号波形が形成される。
る。ミラー回路21Rおよび21Sは等価的には交流の定電流
源CIを形成し、抵抗RBおよびRAに当該交流が流れること
によって図示する波形の２線信号がＢ線およびＡ線に現
れる。例えば図中のｉが流れたとき、信号波形のハッチ
ング部分が現れる。これは逆相信号となり、２線信号2W
を形成する。ｉ′が流れたときは、ハッチングを付さな
い方の信号波形が形成される。
第１図において電圧／電流変換器（V/I）31Rおよび電
流／電圧変換器（I/V）31Sを導入しているのは、一般に
交換機内にいわゆるCODEC（CODERとDECODERの対）が設
けられていて、音声信号のディジタル処理を行うことに
起因する。すなわち、このCODECでの信号処理は電圧レ
ベルで行われており、これに適合させるために電流と電
圧の相互変換を行う。
流／電圧変換器（I/V）31Sを導入しているのは、一般に
交換機内にいわゆるCODEC（CODERとDECODERの対）が設
けられていて、音声信号のディジタル処理を行うことに
起因する。すなわち、このCODECでの信号処理は電圧レ
ベルで行われており、これに適合させるために電流と電
圧の相互変換を行う。
第３図は本発明の一実施例を示す回路図であり、特に
各ミラー回路の詳細例と電圧／電流および電流／電圧変
換器の詳細例が示される。まず、受信側ミラー回路21R
をなすＢ側ミラー回路MBは、NPNトランジスタQ1およびQ
2の対からなり、Ａ線側ミラー回路MAは、PNPトランジス
タQ3およびQ4の対からなり、各ミラー回路（MB,MA）内
の各抵抗（後述）は、共通端子Ｃの共有化に伴い、抵抗
R1およびR2に統合されている。
各ミラー回路の詳細例と電圧／電流および電流／電圧変
換器の詳細例が示される。まず、受信側ミラー回路21R
をなすＢ側ミラー回路MBは、NPNトランジスタQ1およびQ
2の対からなり、Ａ線側ミラー回路MAは、PNPトランジス
タQ3およびQ4の対からなり、各ミラー回路（MB,MA）内
の各抵抗（後述）は、共通端子Ｃの共有化に伴い、抵抗
R1およびR2に統合されている。
一方、送信側ミラー回路21SはNPNトランジスタQ5およ
びQ6と、それぞれのエミッタに接続される抵抗R3および
R4からなる。
びQ6と、それぞれのエミッタに接続される抵抗R3および
R4からなる。
第３図中、受信側ミラー回路21Rに関し第１図に示し
た共通端子Ｃが示されていないのは、以下に述べる回路
（第４図）に起因する。
た共通端子Ｃが示されていないのは、以下に述べる回路
（第４図）に起因する。
第４図は受信側ミラー回路の基本的な構成を示す回路
図であり、受信側ミラー回路は原理的には本図のよう
に、抵抗r1,r1′およびr2,r2′とこれらの間の共通端子
Ｃよって構成される。ここで、抵抗r1,r1′,r2およびr
2′が各々ほぼ同一抵抗値（ミラー比＝１）であり、か
つ、トランジスタQ1,Q2,Q3およびQ4の各々にほぼ同一電
流が流れることに着目すると、第４図中の共通端子Ｃを
図中、左右に２分しても実質的に同じである。そうする
と、共通端子を排除でき、また２つの抵抗r1およびr1′
は１つの抵抗R1に統合でき、２つの抵抗r2およびr2′は
１つの抵抗R2に統合できるので、LSI化にとっては有利
である。なお、一般にミラー回路内の抵抗R1〜R4（第３
図）は、ミラー精度を向上させる目的で導入される。
図であり、受信側ミラー回路は原理的には本図のよう
に、抵抗r1,r1′およびr2,r2′とこれらの間の共通端子
Ｃよって構成される。ここで、抵抗r1,r1′,r2およびr
2′が各々ほぼ同一抵抗値（ミラー比＝１）であり、か
つ、トランジスタQ1,Q2,Q3およびQ4の各々にほぼ同一電
流が流れることに着目すると、第４図中の共通端子Ｃを
図中、左右に２分しても実質的に同じである。そうする
と、共通端子を排除でき、また２つの抵抗r1およびr1′
は１つの抵抗R1に統合でき、２つの抵抗r2およびr2′は
１つの抵抗R2に統合できるので、LSI化にとっては有利
である。なお、一般にミラー回路内の抵抗R1〜R4（第３
図）は、ミラー精度を向上させる目的で導入される。
第３図に戻ると、抵抗R1,R2,R3およびR4の各抵抗値は
例えば2kΩ（前述）である。ここで抵抗R3の抵抗値が2k
Ωということは、検出抵抗RS（前述のように例えば20k
Ω）に比べてきわめて小さく、Ｂ線−Ａ線間電圧VABは
ほとんど検出抵抗RSに印加されることになり、送信側電
流への変換が効率良く行なわれることになる。また、RS
が高抵抗であることはＧ−VBB間のアイドリング電流を
減らすことになり、経済的である。
例えば2kΩ（前述）である。ここで抵抗R3の抵抗値が2k
Ωということは、検出抵抗RS（前述のように例えば20k
Ω）に比べてきわめて小さく、Ｂ線−Ａ線間電圧VABは
ほとんど検出抵抗RSに印加されることになり、送信側電
流への変換が効率良く行なわれることになる。また、RS
が高抵抗であることはＧ−VBB間のアイドリング電流を
減らすことになり、経済的である。
第３図において、電圧／電流変換器（V/I）31Rは、受
信側４線信号4WRの電圧をベースに受けるPNPトランジス
タQ7と、抵抗R5と、定電流源CSとから構成される。PNP
トランジスタQ7のベースに受けた電圧は、そのほとんど
が同トランジスタのエミッタに加わる。このエミッタに
はバイアス電流を供給するための定電流源CSが接続され
ている。ここにエミッタには抵抗R5を介して、ベース電
圧に比例した電流が現れ、同トランジスタのコレクタを
通してミラー回路21Rに供給される。
信側４線信号4WRの電圧をベースに受けるPNPトランジス
タQ7と、抵抗R5と、定電流源CSとから構成される。PNP
トランジスタQ7のベースに受けた電圧は、そのほとんど
が同トランジスタのエミッタに加わる。このエミッタに
はバイアス電流を供給するための定電流源CSが接続され
ている。ここにエミッタには抵抗R5を介して、ベース電
圧に比例した電流が現れ、同トランジスタのコレクタを
通してミラー回路21Rに供給される。
また、電流／電圧変換器（I/V）31Sは、ミラー回路21
Sからの電流を電圧に変換するものであって、抵抗R6と
直流阻止コンデンサCPとからなる。抵抗R6により発生す
る送信側４線信号4WSの電圧VSは、 である。
Sからの電流を電圧に変換するものであって、抵抗R6と
直流阻止コンデンサCPとからなる。抵抗R6により発生す
る送信側４線信号4WSの電圧VSは、 である。
以上説明したように本発明の電子化トランスによれ
ば、従来のトランスと同様に交流信号の伝達が可能であ
る。また従来のトランスと同様に、商用周波ノイズの如
き同相信号に対し不感動とすることができる。すなわ
ち、検出抵抗RSとミラー回路21SはＢ線−Ａ線上の差動
信号（２線信号）に対してのみ動作し、外来ノイズ等の
同相信号に対しては不感動となる。なお、不平衡信号
（4WR,4WS）を平衡信号（2W）に変換することが、Ｂ線
−Ａ線間に電流を流すことにより行われるため、トラン
ジスタQ1のコレクタ電流とトランジスタQ3のコレクタ電
流の差分が平衡信号への変換誤差となり得るが、目的と
する性能上は何ら問題はない。
ば、従来のトランスと同様に交流信号の伝達が可能であ
る。また従来のトランスと同様に、商用周波ノイズの如
き同相信号に対し不感動とすることができる。すなわ
ち、検出抵抗RSとミラー回路21SはＢ線−Ａ線上の差動
信号（２線信号）に対してのみ動作し、外来ノイズ等の
同相信号に対しては不感動となる。なお、不平衡信号
（4WR,4WS）を平衡信号（2W）に変換することが、Ｂ線
−Ａ線間に電流を流すことにより行われるため、トラン
ジスタQ1のコレクタ電流とトランジスタQ3のコレクタ電
流の差分が平衡信号への変換誤差となり得るが、目的と
する性能上は何ら問題はない。
第１図は本発明の原理構成を示す図、 第２図は第１図のハイブリッド回路の等価回路図、 第３図は本発明の一実施例を示す回路図、 第４図は受信側ミラー回路の基本的な構成を示す回路
図、 第５図はハイブリッド回路の従来例を示す図である。 図において、 20……ハイブリッド回路、 21R……受信側ミラー回路、 21S……送信側ミラー回路、 MB……Ｂ線側ミラー回路、 MA……Ａ線側ミラー回路、 RB,RA……給電・終端抵抗、 RS……検出抵抗、 31R……電圧／電流変換器、 31S……電流／電圧変換器。
図、 第５図はハイブリッド回路の従来例を示す図である。 図において、 20……ハイブリッド回路、 21R……受信側ミラー回路、 21S……送信側ミラー回路、 MB……Ｂ線側ミラー回路、 MA……Ａ線側ミラー回路、 RB,RA……給電・終端抵抗、 RS……検出抵抗、 31R……電圧／電流変換器、 31S……電流／電圧変換器。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭59−161192（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−161193（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−104558（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−117959（ＪＰ，Ａ) Ｗ．Ｄ．ＰＡＣＥ著 「Ａ Ｍｏｎｏ ｌｉｔｈｉｃ Ｔｅｌｅｐｈｏｎｅ Ｓ ｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｌｏｏｐ Ｉｎｔ ｅｒｆａｃｅ ｎｔｅｒｆａｃｅ Ｃｉ ｒｃｕｉｔ」 ＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａ ｌ ｏｆ ｓｏｌｉｄ−ｓｔａｔｅ ｃ ｉｒｃｕｉｔｓ，Ｖｏｌ．ＳＣ−16，Ｎ ｏ．４ （1981） ＰＰ．270−278 (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04B 1/76 - 3/44 H04B 3/50 - 3/60 H04B 7/005 - 7/015 H04M 1/58 - 1/62
Claims (2)
- 【請求項１】一端に加入者の電話機が接続される一対の
Ｂ線およびＡ線の他端に接続され、該電話機への受信側
４線信号（4WR）を、前記Ｂ線およびＡ線上の２線信号
（2W）に変換して送出すると共に、該電話機から送信さ
れる２線信号（2W）を送信側２線信号（4WS）に変換し
て送出するハイブリッド回路において、 前記電話機に対する給電抵抗用および終端抵抗用の一対
の抵抗であって、前記Ｂ線およびＡ線と電源（G,VBB）
との間に接続される一対の給電・終端抵抗（RB,RA）
と、 前記受信側４線信号（4WR）に対応する受信側入力電流
を第１端子（）に受信し、該受信側入力電流と等量の
受信側出力電流を第２端子（）より前記Ｂ線に通電
し、これら受信側入力電流および受信側出力電流の和を
出力する共通端子（Ｃ）を備えるＢ線側ミラー回路
（MB）と、該共通端子（Ｃ）の電流の1/2を前記Ａ線に
通電するために第１端子（）を該Ａ線に、第２端子
（）を電源（VBB）に、共通端子（Ｃ）を前記の共通
端子（Ｃ）に接続するＡ線側ミラー回路（MA）の対から
なる受信側ミラー回路（21R）と、 前記Ｂ線およびＡ線間の電圧を電流に変換する抵抗であ
って、前記電話機から送信される前記２線信号（2W）の
送信側電流を生成する送信抵抗（RS）と、 該送信側電流を第１端子（）に受信し、共通端子
（Ｃ）が前記Ａ線に接続され、第２端子（）に該送信
側電流と等量の前記送信側４線信号（4WS）を生成する
送信側ミラー回路（21S）とから構成されることを特徴
とするハイブリッド回路。 - 【請求項２】前記Ｂ線側ミラー回路（MB）の第１端子
（）に接続する電圧／電流変換器（31R）および前記
送信側ミラー回路（21S）の第２端子（）に接続する
電流／電圧変換器（31S）を備え、前記受信側４線信号
（4WR）および前記送信側ミラー回路（21S）からの前記
送信側４線信号（4WS）を電流から電圧にそれぞれ変換
する請求項１記載のハイブリッド回路。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1207006A JP2780363B2 (ja) | 1989-08-11 | 1989-08-11 | ハイブリッド回路 |
| CA002022923A CA2022923C (en) | 1989-08-11 | 1990-08-08 | Hybrid circuit |
| US07/565,050 US5128992A (en) | 1989-08-11 | 1990-08-09 | Hybrid circuit |
| DE69011598T DE69011598T2 (de) | 1989-08-11 | 1990-08-10 | Hybridschaltung. |
| EP90115401A EP0412560B1 (en) | 1989-08-11 | 1990-08-10 | Hybrid circuit |
| AU60900/90A AU617953B2 (en) | 1989-08-11 | 1990-08-10 | Hybrid circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1207006A JP2780363B2 (ja) | 1989-08-11 | 1989-08-11 | ハイブリッド回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0371725A JPH0371725A (ja) | 1991-03-27 |
| JP2780363B2 true JP2780363B2 (ja) | 1998-07-30 |
Family
ID=16532637
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1207006A Expired - Fee Related JP2780363B2 (ja) | 1989-08-11 | 1989-08-11 | ハイブリッド回路 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5128992A (ja) |
| EP (1) | EP0412560B1 (ja) |
| JP (1) | JP2780363B2 (ja) |
| AU (1) | AU617953B2 (ja) |
| CA (1) | CA2022923C (ja) |
| DE (1) | DE69011598T2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE69228812T2 (de) * | 1992-09-14 | 1999-08-12 | St Microelectronics Srl | Verfahren und Schaltung zur Ausführung einer Impedanz, insbesondere für telefonische Gleichstrom-Anwendungen |
| US5865503A (en) * | 1995-10-30 | 1999-02-02 | At&T Wireless Services, Inc. | Armrest cradle for electronic communications handset |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4004109A (en) * | 1975-05-09 | 1977-01-18 | Boxall Frank S | Hybrid circuit |
| US4203012A (en) * | 1977-07-14 | 1980-05-13 | Boxall Frank S | Hybrid circuit using current mirror circuits |
| US4300023A (en) * | 1979-08-13 | 1981-11-10 | Motorola, Inc. | Hybrid circuit |
| US4358645A (en) * | 1980-08-05 | 1982-11-09 | Motorola, Inc. | Loop sensing circuit for use with a subscriber loop interface circuit |
| US4406929A (en) * | 1981-02-26 | 1983-09-27 | Motorola Inc. | Hook status detector for a subscriber loop interface circuit |
| US4431874A (en) * | 1981-09-24 | 1984-02-14 | Motorola, Inc. | Balanced current multiplier circuit for a subscriber loop interface circuit |
| US4600811A (en) * | 1982-12-28 | 1986-07-15 | Nec Corporation | Subscriber line interface circuit |
| JPS59161193A (ja) * | 1983-03-04 | 1984-09-11 | Hitachi Ltd | ２線−４線変換回路 |
| JPS59161192A (ja) * | 1983-03-04 | 1984-09-11 | Oki Electric Ind Co Ltd | 通話電流依存性除去回路 |
| AU574277B2 (en) * | 1985-08-20 | 1988-06-30 | Fujitsu Limited | Subscriber line interface circuit |
| JPH0671295B2 (ja) * | 1987-04-06 | 1994-09-07 | 沖電気工業株式会社 | 加入者線給電回路 |
-
1989
- 1989-08-11 JP JP1207006A patent/JP2780363B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1990
- 1990-08-08 CA CA002022923A patent/CA2022923C/en not_active Expired - Fee Related
- 1990-08-09 US US07/565,050 patent/US5128992A/en not_active Expired - Lifetime
- 1990-08-10 EP EP90115401A patent/EP0412560B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1990-08-10 DE DE69011598T patent/DE69011598T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1990-08-10 AU AU60900/90A patent/AU617953B2/en not_active Ceased
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| Ｗ．Ｄ．ＰＡＣＥ著 「Ａ Ｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃ Ｔｅｌｅｐｈｏｎｅ Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｌｏｏｐ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ ｎｔｅｒｆａｃｅ Ｃｉｒｃｕｉｔ」 ＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ ｓｏｌｉｄ−ｓｔａｔｅ ｃｉｒｃｕｉｔｓ，Ｖｏｌ．ＳＣ−１６，Ｎｏ．４ （１９８１） ＰＰ．２７０−２７８ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0412560A3 (en) | 1991-10-09 |
| DE69011598T2 (de) | 1995-01-19 |
| EP0412560B1 (en) | 1994-08-17 |
| CA2022923A1 (en) | 1991-02-12 |
| EP0412560A2 (en) | 1991-02-13 |
| JPH0371725A (ja) | 1991-03-27 |
| AU617953B2 (en) | 1991-12-05 |
| DE69011598D1 (de) | 1994-09-22 |
| US5128992A (en) | 1992-07-07 |
| AU6090090A (en) | 1991-02-14 |
| CA2022923C (en) | 1995-01-03 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4192978A (en) | Operational amplifier hybrid system | |
| JP2645022B2 (ja) | 加入者回路 | |
| US5329588A (en) | Telecommunication line circuit | |
| JPS6145424B2 (ja) | ||
| EP0088777A1 (en) | Balanced current multiplier circuit for a subscriber loop interface circuit | |
| GB2032733A (en) | Transmission bridges | |
| JP2780363B2 (ja) | ハイブリッド回路 | |
| US3440367A (en) | Nonreactive antisidetone network for a telephone set | |
| JPH0634490B2 (ja) | 電話機用送話信号抑制回路 | |
| US3987253A (en) | Hybrid coupling for telecommunication system | |
| JPH03816B2 (ja) | ||
| JPS6230546B2 (ja) | ||
| JP3061733B2 (ja) | 同時通話インターホン装置 | |
| JP2582802B2 (ja) | ２線４線変換回路 | |
| JPS5916431A (ja) | ２線４線系変換回路 | |
| JPH033009Y2 (ja) | ||
| JPH0342769Y2 (ja) | ||
| JP3494468B2 (ja) | ハイブリッド回路及びこれを用いた装置 | |
| JPH0834605B2 (ja) | 加入者回路 | |
| JPH01241954A (ja) | 平衡回路網 | |
| RU2013003C1 (ru) | Устройство для согласования двух- и четырехпроводного трактов | |
| JPH0439957B2 (ja) | ||
| EP0089350A1 (en) | Electronic terminator circuit | |
| JPS6119199B2 (ja) | ||
| JPS6239869B2 (ja) |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |