JPH0834605B2

JPH0834605B2 - 加入者回路

Info

Publication number: JPH0834605B2
Application number: JP22582683A
Authority: JP
Inventors: 正伸新井; 孝篠塚; 孝雄林
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1983-11-30
Filing date: 1983-11-30
Publication date: 1996-03-29
Anticipated expiration: 2011-03-29
Also published as: JPS60117989A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、電話機で終端する２線式加入者回線に接続
する、集積回路化に適したディジタル交換機の加入者回
路に関する。

〔発明の背景〕

ディジタル交換機のこの種の加入者回路は、通話電源
の供給（Battery feed）、過電圧の防禦（Overvoltoge
protection）、呼出信号の送出（Ringing applicatio
n）、加入者回線の監視（Super vision）、２線４線変
換のハイブリッド（Hybrid）、および試験接続（Test a
ccess function）の各機能、通称として英語の頭文字を
とったBORSHT機能を備えねばならない。近年の装置の小
型化、信頼性向上、消費電力の減少のため、加入者回路
は集積化が進んでいる。

本発明は、これら各機能の中から音声信号の伝達に必
要な終端インピーダンスを生成するインピーダンス合成
回路、およびハイブリッド回路を改善するものである。

〔従来の技術〕

従来、この種の加入者回路は、インピーダンス合成回路
がアメリカ合衆国特許（U.S.Pat.No.4387273,Ramon C.
W.chea,ITT Corp.）で提案されるように、２つの端子に
接続された２本の抵抗と、その抵抗の他端から駆動する
２つの電圧増幅器を持ち、この電圧増幅器が２つの端子
の差電圧を一定の伝達関数値Ｋに設定して駆動する。こ
の一定値Ｋは周知の演算増幅器を用いた反転増幅器によ
って得られる。

今、電圧増幅器出力利得１、抵抗ＲΩ、また伝達関数
Ｋとしたとき、２端子間のインピーダンスＺは次式とな
る。

Ｚ＝2R/（１−2K） ……（１）式（１）から伝達関数Ｋを求めると次式となる。

Ｋ＝（1/2）−（R/Z） ……（２）従って、必要なインピーダンスに対して式（２）を計
算して伝達関数Ｋを決定し、反転増幅器の利得を決める
ので、必要なインピーダンスおよび伝達関数の両者対応
が１対１にならなかったとき、インピーダンス合成が必
要なインピーダンス値と同一またはこの値の実数倍の関
係にある素子を要する。

しかし、前記アメリカ合衆国特許による提案はこの実
現が不可能である。

また、ハイブリッド手段は、現在、トランスハイブリ
ッド回路から電子化ハイブリッド回路に変りつつある。

電子化加入者回路については、いくつかの文献（例え
ば、Keiichi Yasuda et al.“Design and Performance
of Subscriber Line Interface Module for Digital Sw
itching System"ISSCC 80、およびD.W.AULL et al.“A
High-Voltage IC for a Trunk and Subscriber Line In
terface“IEEE Journal of Solid-State Circuits"Vol.
SC-16,No.4,August 1981）がある。

通常使用されている従来型のハイブリッド回路は、ま
わり込み防止回路が４線式入力線から２線式加入者回路
へ至る伝達特性に影響を与えないように構成される。

しかし、この場合、２線式加入者線路の終端インピー
ダンスZTおよび２線式加入者線路への信号送出用の送出
インピーダンスZSに対する合成用の１個のインピーダン
ス回路網とは独立にまわり込み防止用に２線式加入者線
路の終端インピーダンスZTおよび負荷インピーダンスZL
を模擬したバランスインピーダンスZBに比例する２個の
インピーダンス回路網という３個のインピーダンス回路
網を必要とする。

また、従来のハイブリッド回路は、４線式線路の入力
が２線式線路へ出力する伝達特性が何れの文献も終端イ
ンピーダンスZSに等しい送出インピーダンスZTをもつ信
号源から負荷インピーダンスZLへ信号を供給する等価回
路で示せるので、バランスインピーダンスZBが負荷イン
ピーダンスZLと一致しても、負荷インピーダンスと送出
インピーダンスとの比ZL/ZSが実数でなければ伝達関数
は周波数特性をもち、波形歪みを生じてしまう。

〔発明が解決しようとする課題〕

上述した従来の加入者回路は、２線式加入者線路に対
する終端インピーダンスの合成用インピーダンス回路網
と、まわり込み防止用に２線式線路の終端インピーダン
スおよび負荷インピーダンスを模擬したバランスインピ
ーダンスに比例する二つのインピーダンス回路網と、本
質的に３個以上のインピーダンス回路網を必要とするう
え、それぞれの回路網での構成素子の精度をあげてイン
ピーダンス整合を取るので、経済性が悪化すると共に小
型化が困難であるという問題点があった。

また、従来の加入者回路はハイブリッド回路が４線式
線路から２線式線路への伝達関数が終端インピーダンに
等しい送出インピーダンスをもつ信号源から負荷インピ
ーダンスへ信号を供給する等価回路で示せるので、伝達
関数が周波数特性をもち、波形に歪みを生じるという問
題点もあった。

〔発明の目的〕

本発明の目的は、入力と同じ電圧成分を帰還する第１
の帰還手段と所定周波数領域に対し目的インピーダンス
合成を実現するに必要な伝達関数をもつ第２の帰還手段
とに分けることにより、第１の帰還手段だけに高精度素
子を使用する一方、第２の帰還手段で、２線式線路の終
端インピーダンスZT、２線式線路への信号の送出インピ
ーダンスZSおよびバランスインピーダンスZBを実際より
大きな所定の定数倍値による二つのインピーダンス回路
網ZX・ZYに構成して簡素化し、かつ帰還路に対し所定の
伝達関数を設定することにより、上記問題点を解決して
経済性、小形化および周波数特性の平坦化が実現できる
加入者回路を提供することにある。

〔課題を解決するための手段〕

本発明による加入者回路の基本構成は、電話機で終端する２線式加入者線路に接続し、この２線
をディジタル処理のため４線に変換するハイブリッド手
段を含むディジタル交換機の加入者回路において、前記２線式加入者線路に接続し、この線路端に生じた差
信号を検出する差動増幅手段と、前記線路端のそれぞれに一端を接続し、それぞれがほぼ
等しい抵抗値を有する第１および第２の抵抗手段と、これら第１および第２の抵抗手段の他端に接続し、前記
２線式線路の負荷を駆動する駆動手段と、前記差動増幅手段の出力を前記駆動手段の入力に直結し
て前記差動増幅手段の入力から前記駆動手段に至るまで
の伝達関数をほぼ数値１に形成する第１の帰還手段と、前記ハイブリッド手段を含み、前記差動増幅手段の出力
を周波数の通過特性別に分け、前記第１の帰還手段によ
り設定されたインピーダンス値をほぼ目的インピーダン
ス値まで下げる所定のインピーダンスをもち、かつ伝送
関数を所定値に設定した複数個の帰還路からなる第２の
帰還手段とを有する。

上記基本構成で記載の第２の帰還手段の一つの具体化
構成は、周波数の高域通過特性をもつ交流帰還路と、周
波数の低域通過特性をもつ直流帰還路との二つを有し、
且つ前記第１および第２それぞれの抵抗手段の抵抗値R
B、前記２線式線路からみた終端インピーダンス値ZT、
等価合成給電抵抗値RFDとするとき、前記差動増幅手段
の入力から前記駆動手段の出力に至るまでの伝達関数
を、前記交流帰還路における高域通過特性の通過域にお
いてほぼ、 −２・RB/ZT に、また前記直流帰還路における低域通過特性の通過域
においてほぼ、 −RB/RFD に、それぞれ設定することにある。

また、更に前記交流帰還路の具体化構成の一つつは、前記差動増幅手段からの入力信号の差信号を検出する平
衡不平衡変換手段と、この平衡不平衡変換手段の入力側および出力側の少なく
とも一方に直列接続されたコンデンサと、前記差信号お
よび４線式線路からの入力信号を入力し、帰還信号およ
びこの４線式線路への出力信号を形成するハイブリッド
手段と、このハイブリッド手段の出力電圧を入力し、電流に変換
して前記駆動手段に出力する電圧電流変還手段とを有
し、かつ前記ハイブリッド手段が、前記４線式線路の入力信号をあらかじめ設定した時間だ
け遅延させる位相補正手段と、この位相補正手段の出力および前記平衡不平衡変換手段
の出力により前記４線式線路に対する出力成分を取り出
す加算手段と、前記４線式線路の入力信号を反転させる反転増幅手段
と、自己の加入者回路の前記終端インピーダンス値ZTの定数
倍を有し、その一端が前記加算手段の出力に結合する第
１の２端子インピーダンス回路網と、自己の加入者回路のバランスインピーダンス値RBの定数
倍を有し、その一端が前記反転増幅手段に結合する第２
の２端子インピーダンス回路網と、これら第１および第２の２端子インピーダンス回路網の
他端に結合し、前記第１および第２の抵抗手段の抵抗値
RBの定数倍をもつ帰還抵抗を結合して電圧を出力する演
算増幅手段とを備え、前記４線式線路から入力して前記駆動手段へ出力する伝
達関数をほぼ２・RB/ZT＋２・RB/ZB に設定することにある。

〔作用〕

上述の手段による加入者回路は、差動増幅手段の出力
を駆動手段に入力する経路を、第１および第２の帰還手
段に分割し、第１の帰還手段を直結路にして入力成分と
同一の電圧成分を帰還して高精度帰還を求め、第２の帰
還手段を所定周波数領域で目的インピーダンス合成を実
現する伝達関数を持つ単純回路で構成するので、設計も
容易となり、経済化および小形化できる。

また、各帰還路および４線・２線返還路での伝達関数
を所定値とするとき、周波数特性を含まない伝達特性が
得られる。

〔実施例〕

次に、本発明について図面を参照して説明する。第１
図は本発明の一実施例を示すブロック図である。

第１図において、第１の帰還手段は差動増幅手段であ
る差動増幅器１の出力が駆動手段の各駆動増幅器2,3へ
の直結路である。また、第２の帰還手段は、差動増幅器
１から二経路をもち、一方は２線・４線変換のハイブリ
ッド手段であるハイブリッド回路42を含む高域通過特性
を有する交流帰還回路４を経由する交流帰還路であり、
他方は可変インダクタンスを実現する低域通過特性を有
する直流帰還回路５を経由する直流帰還路である。

図示するように、２線式線路を介して負荷インピーダ
ンスZLが端子Ｔ、および端子Ｒにそれぞれ接続されてい
る。端子Ｔおよび端子Ｒには２線式線路間に生じた同相
信号を除去し、端子T,Rからの入力信号の差信号を検出
する差動増幅器１が接続される。差動増幅器１の出力は
駆動増幅器２、駆動増幅器３、交流帰還回路４、および
直流帰還回路５へそれぞれ接続される。

交流帰還回路４は平衡不平衡変換回路41,2線４線変換
回路であるハイブリッド回路42、およびこのハイブリッ
ド回路42の出力電圧を電流に変換して駆動増幅器2,3の
それぞれに供給する電圧電流変換回路43を備えている。
平衡不平衡変換回路41はその前段および後段にコンデン
サＣを接続し差動増幅器１の平衡出力を不平衡出力に変
換する。なお本実施例ではコンデンサＣを前述のように
設けているが、前段および後段のいずれか一方に設けて
も十分動作する。

またハイブリッド回路42は、４線式線路の入力端子RX
の信号をあらかじめ設定した時間だけ遅延させて出力す
る位相補正回路421と、平衡不平衡変換回路41が検出し
た差信号、および位相補正回路421で位相調整された入
力端子RXの入力信号の両信号を、まわり込み量を消去す
るような極性で重みつきの加算を行い、４線式線路の出
力端子TXへ４線式出力成分として取出す加算器422と、
入力端子RXの入力信号を反転させる反転増幅器423と、
インピーダンス値ZXを有するインピーダンス回路網424
と、インピーダンス値ZYを有するインピーダンス回路網
425と、インピーダンス回路網424,425とともに動作し、
出力端子TXの信号に比例しインピーダンス回路網424の
インピーダンス値ZXに反比例した信号、および入力端子
RXの信号に比例しインピーダンス回路網425のインピー
ダンス値ZYに反比例した信号、これら両信号の重みつき
和も帰還信号として出力する演算増幅器426と、帰還抵
抗427とを備えている。

さらに直流帰還回路５は差動増幅器１の出力を入力と
し、その入力信号が小振幅の場合には時定数が大きく、
また大振幅の場合には時定数が小となる可変な時定数特
性を備えた可変のインダクタンスを実現するためのロー
パスフィルタ51と、このローパスフィルタ51の出力電位
と受給電位Vref2とから所定の電流を出力する電圧電流
変換回路52と、この電圧電流変換回路52の出力電流と同
量の電流を駆動増幅器2,3へ出力するカレントミラー回
路53,54とを備えている。第２図は第１図において本実
施例の機能を発揮する回路の一特性を示す特性ブロック
図である。

第２図において２線式線路の端子T,R間に線間電圧VOが
印加されたとき、これを差動増幅器１が入力し、第１〜
第３の帰還ループF1〜F3を介して抵抗RBに出力される。

第１の帰還ループF1は差動増幅器１の出力を増幅器OP
1を介して加算器AD1に接続する第１の帰還手段F1であ
る。

第２の帰還ループF2は高域通過特性を実現するため、
差動増幅器１の出力をコンデンサＣ、差動増幅器41、増
幅器OP3、加算器AD2、増幅器OP4、加算器AD3、増幅器OP
5を介して、加算器AD1に接続する前述の交流帰還路F2で
ある。

また、第３の帰還ループF3は差動増幅器１の出力を回
路網51及び増幅器OP2を介して加算器AD1に接続する前述
の直流帰還路F3である。

４線式線路の入力端子RXからの信号は増幅器423、増
幅器OP7を介し加算器AD3で、増幅器OP4を介した４線式
線路の出力端子TXへの信号を加算し、増幅器OP5、加算
器AD1、抵抗RBから差動増幅器１、コンデンサＣ、差動
増幅器41、増幅器OP3を介して加算器AD2に達する。一
方、入力端子RXからの信号は増幅器OP6を介して加算器A
D2に出力され２線式線路からの出力だけを出力端子TXに
通過させるように交流帰還路F2による入力端子RXからの
信号を打消す減算が実行される。増幅器OP6は迂回によ
る信号の遅れを作り加算器AD2での位相が一致するよう
な位相調整機能を含む。

抵抗RBを給電抵抗として合成するとき接続点S6,S1か
ら接続点S2,S3までの総合特性を考えると、接続点S2,S3
の間の電位差は下記の式（1.1）を満たす必要がある。

−VBB/KO＋（KO−１）VO/KO ……（1.1）この式を変形して下記式（1.2）が得られる。

−VBB/KO＋VO−VO/KO ……（1.2）ここで接続点S0,S1の線間電位差をVO、加入者回路へ
の給電用電圧をVBBとしている。また合成比K0は片線当
りの抵抗RBの抵抗値RBと２線式加入者線の片線当りの給
電抵抗値RFDとの比（RFD/RB）であり、また直流帰還路
の伝達関数（−1/KO）は（−RB/RFD）である。

式（1.2）の第２項VOを第１の帰還手段である帰還路F
1で実現するときは、差動増幅器１を電圧利得（−1/2）
とすれば増幅器OP1は利得（−２）として接続点S0,S1の
電圧差VOが総合利得１によりそのまま接続点に現われ
る。

従って抵抗RBの端子電圧がそれぞれ同電位となり抵抗
に電流は流れない。すなわち、第１の帰還路（帰還手
段）F1は抵抗RBを高インピーダンス化する機能・特性を
有する。

式（1.2）の第１および第３の項は直流帰還路F3にあ
る直流帰還回路５に（−1/KO＝−RB/RFD）なる条件を持
たせて実現する。例えばKO＝４とすれば接続点S2,S3間
の電位差は（−1/4VBB−1/4VO）となる。電圧VBBに対し
２線式線路の中心電位は値（VBB/2）となり、増幅器OP2
に対し電圧（VBB/4）を供給すれば増幅器OP2の出力（−
VBB/4）が得られ、また接続点S4,S5間が電位差（−VO/
2）であることから中心電位（VBB/2）からみて接続点S5
の電位（VO/4）が得られ、従って前記の所定の特性が得
られる。

交流帰還路F2に含まれる交流帰還回路は２線・４線変
換回路を有する。差動増幅器１で検出され（−1/2）倍
された差信号はコンデンサＣで直流を除去されて平衡不
平衡変換回路41で平衡信号から不平衡信号に利得“1"で
変換され増幅器OP3で（−２）倍され、接続点S0,S1間の
電位差VOはそのまま増幅器OP3から出力される。増幅器O
P3の出力は加算器AD2により、（−１）倍する増幅器OP6
を介して入力する入力端子RXからの信号が減算されて出
力端子TXに出力される。

また、入力端子RXからの信号は反転増幅器423で（−
１）倍され、増幅器OP7で（−RF/ZY）倍されて加算器AD
3に加算され、一方出力端子TXへの信号は増幅器OP4で
（−RF/ZY）倍されて加算器AD3で減算されそれぞれ帰還
信号の一部となる。

加算器AD3で重みつき和を取られた帰還信号は電圧電
流回路を増幅器OP5とし、２倍の利得をもって加算器AD1
に加算される。

従って差動増幅器入力である接続点S0,S1から駆動手
段出力の接続点S2,S3までは伝達関数（−２・RF/ZX）が
得られる。

こうして、関連回路は４線式線路の入力端子RXから２
線式線路への伝達関数H42が後述の式（４・２）の計算
により数値１になるように設定される。

２線式線路から４線式線路の出力端子TXへの伝達関数
H24は第２図に示す差動増幅器1,平衡不平衡変換回路41
および増幅器OP3それぞれの利得の積（−1/2・１・−
２）から数値１となる。

このように、回路は伝達関数が共に数値１となる特性
を持つように設定される。

第２図に示すような特性を有する第１図の詳細回路の
一実施例を第３図および第５図に分けて示す。

第３図は２線式線路を介して負荷ZLを接続する端子T,
Rに直接接続する差動増幅器１、および抵抗RBを介して
電流給電と信号転送とを実現する駆動増幅器2,3の詳細
回路の一実施例を示す。

第３図において差動増幅器１は抵抗R11〜R14と演算増
幅器11で構成され、抵抗R11〜R14の関係はR12/R11＝R14
/R13,R11＝R13とする。

このとき、例えばR12/R11＝1/2のとき接続点S4,S5の
電位差は接続点S0,S1の電位差が（−1/2）倍され極性が
逆転する。

駆動増幅器2,3はそれぞれ抵抗R21〜R23,R31〜R33と演
算増幅器21,31とで構成され、それぞれの帰還抵抗R22,R
32と第１の帰還手段F1を形成する入力抵抗RO,R1との抵
抗値をR22/R0＝R32/R1,R0＝R1の関係とし、例えばR22/R
0＝２とすることにより接続点S4,S5の電位差をそれぞれ
（−２）倍する。

従って、接続点S0,S1の電位差と接続点S2,S3の電位差
は等しくなる。

次に、第４図は第１図における交流帰還回路４の一実
施例を示す詳細回路図である。

第４図において平衡不平衡変換器41は抵抗R411〜R414
と共に演算増幅器411が２線式線路信号の差信号を検出
し、抵抗R411〜R414の抵抗値をR412/R411＝R414/R413,R
411＝R413に設定する。

例えばR412/R411＝１とすれば接続S4,S5間の電位差を
１倍した対地気電位差が得られる。

位相補正回路421は抵抗R711およびコンテンサC711で
構成されるローパスフィルタで４線式線路の入力端子RX
から入力する信号をインピーダンス回路網425から交流
帰還回路４の出力ループを介して迂回する４線式線路の
入力端子RXからの信号の遅れと位相を一致させる働きを
有する。

加算器422は抵抗R721,R723の抵抗値を例えばR723/R72
1＝２に設定すれば平衡不平衡変換回路41からの入力を
（−２）倍し、また位相補正回路421の抵抗R711を含め
抵抗値を例えばR723/（R711＋R722）＝１に設定して４
線式線路の入力端子RXからの入力を（−１）倍する。

インピーダンス回路網424,425はそれぞれ所定の電気
素子（抵抗・コンデンサ等）により構成され終端インピ
ーダンス値ZT、バランスインピーダンス値ZBに対してイ
ンピーダンス回路網424,425のそれぞれのインピーダン
ス値ZX,ZYはｍを実数値として次のようになる。

ZX＝mZT,ZY＝mZB ……（2.1）例えば終端インピーダンスZT＝900Ω＋2.16μF,m＝10
0 ならばインピーダンス網424は（90KΩ＋0.0216μＦ）の
抵抗とコンデンサとの直列回路により形成される。

反転増幅器423は例えば入力抵抗R731と帰還抵抗R732
との抵抗値を等しく設定した抵抗と演算増幅器731とで
構成され４線式線路の入力端子RXからの入力を（−１）
倍して出力する。

演算増幅器426は抵抗値RFの抵抗427を有し、インピー
ダンス回路網424,425のインピーダンス値との比でそれ
ぞれ（−RF/RX），（−RF/ZY）倍の電圧利得を持つ。抵
抗427の抵抗値RFは抵抗値RB（第１図参照）に対し RF＝mRB ……（2.2）ととれば前記利得はそれぞれ（−RB/ZT）（−RB/ZB）と
なる。

電圧電流変換回路43はハイブリッド回路42からの出力
電圧を電流に変換するものであり、トランジスタQ431の
ベースにハイブリッド回路42からの出力が入力され、ま
たトランジスタQ432のベースが接地される。またトラン
ジスタQ431,Q432のエミッタ側およびコレクタ側にはそ
れぞれ定電流発生源が接続される。

定電流発生源はトランジスタQ433〜Q440,抵抗R432,R4
33、およびツェナーダイオードZ431から構成されトラン
ジスタQ433〜Q436の各コレクタに定電流を発生する。さ
らにトランジスタQ431,Q432のエミッタ間は抵抗R431で
接続され、各コレクタから出力が取り出される。さらに
詳しくは、トランジスタQ431のベースに電圧V1が入力さ
れると出力電流I43は抵抗R431により I43＝V1/R431 ……（2.3）が流れ駆動増幅器２の抵抗R22（第３図）および駆動増
幅器３の抵抗R32（第３図）に加えられる。

ここで、抵抗R431,R22,R32の抵抗値をすべて等しくと
ることによりハイブリッド回路42の出力電圧が駆動増幅
器２および駆動増幅器３に対して正逆両相で加わり、第
２図に示すように２倍の電圧利得が得られる。

このように交流帰還路F2を介して得られる総合特性は
（−２・RF/ZX）となる。

第５図は第１図における直流帰還回路５の一実施例を
示す詳細回路図である。抵抗512とそれぞれ互いに極性
が逆向きに接続されたツェナーダイオードZ511,Z512と
の直列回路に抵抗R511を並列に接続し、その一端が差動
増幅器１にまたその他端がコンデンサC511に接続されて
ローパスフィルタ51が構成されている。

いまこのローパスフィルタ51に対し低振幅の入力電圧
が加えられるとツェナーダイオードZ511,Z512は導通し
ないため抵抗R511とコンデンサC511から成るローパスフ
ィルタとなり、したがって低振幅の入力電圧に対しては
大きな時定数を示す結果として大きな擬似インダクタン
スを端子Ｔとアース及び端子Ｒと電圧VBBとの間に合成
する。

一方、高振幅の入力電圧に対してはツェナーダイオー
ドZ511,Z512が導通するため、抵抗値を R511≫R512 とすると、抵抗R512とコンデンサC511から成るローパス
フィルタとなり、したがって高振幅の入力電圧に対して
は小さな時定数を示し小さな擬似インダクタンスを形成
する。

電圧電流変換回路52は抵抗R521、トランジスタQ521お
よび演算増幅器521を有し、前記ローパスフィルタ51の
出力が加えられる。この電圧電流変換回路52の出力電流
I5はトランジスタで構成されるカレントミラー回路53,5
4を介し駆動増幅器２の抵抗R22（第３図）および駆動増
幅器３の抵抗32（第３図）にそれぞれ加えられる。

電圧VBBからの抵抗R51とR52の分圧回路と演算増幅器5
5により受給電圧Vref2＝VBB/4を作りローパスフィルタ5
1,コンデンサC511と電圧電流変換回路52の抵抗521に給
電する。

第３図における受給電圧Vref1＝VBB/2に設定すれば接
続点S5を受給電圧Vref1からみた電位は（VO/4）となり
次式を得る。

I5＝（−VBB/4−VO/4）/R52 ……（2.4）従って、駆動増幅器２の抵抗R22、駆動増幅器３の抵
抗R32に対して抵抗値を例えば R521＝２・R22＝２・R32 とすることにより接続点S2,S3間の電位差として、KO＝
４としたとき前記の特性値（−VBB/4−VO/4）を得るこ
とができる。

以上の説明のとおり、第１の帰還ループF1は抵抗RBを
高インピーダンス化する働きをするもので、動作帯域は
直流から高周波までの広範囲に及ぶ。

交流帰還路F2は、その特性である伝達関数が（−２・
RF/ZX）であり、この値が第１の帰還手段F1により実現
される高インピーダンス値を２線式線路の端子T,R間に
実現すべき所定のインピーダンス値に下げる働きをす
る。

この働きは交流帰還路F2に含まれる直流阻止用コンデ
ンサによって主に決まる所定の周波数以上の周波数領域
で行われ、いわゆる高域通過特性によりこの所定の周波
数以下の周波数帯に対しては何ら影響を与えない。

直流帰還路F3は、第１の帰還手段F1により実現される
高インピーダンス値を地気・端子Ｔ間および電源VBB・
端子Ｒ間のそれぞれに実現すべき電源VBB・端子Ｒ間の
それぞれに実現すべき給電インピーダンス（通常は抵抗
とインダクタンスとの直列回路）のインピーダンス値に
下げる働きをする。この働きは、直流帰還路F3に含まれ
る低域通過特性により決まる所定の周波数以下の周波数
領域で行なわれ、この領域以上の周波数に対しては何ら
影響を及ぼさない。

次に本発明のインピーダンス合成の注目すべき特質に
ついて説明する。前述の交流帰還路F2および直流帰還路
F3（第２および第３の帰還ループ）については動作周波
数帯および帰還利得が異なるが第１の帰還手段F1により
高インピーダンス化された状態から所定のインピーダン
スにインピーダンス合成する動作からみれば、本質的に
同一と見做せるので、以下の説明では交流帰還路F2すな
わち第４図に示す交流帰還路を対象例として取上げる。

まず、交流帰還路F2による帰還だけを加えた伝達関数
Ｇは下式となる。

Ｇ＝１−２・RF/ZX ……（3.1）ここでRF＝mRB,ZX＝mZT（ｍは定倍数）の条件により
端子T,Rからみた入力インピーダンス値Ｚは次式とな
る。

Ｚ＝２・RB/（１−Ｇ）＝２・RB/｛１−（１−２・ｍ・RB/m ・ZT）｝＝ZT ……（3.2）従ってインピーダンス回路網424と帰還抵抗427の値の
比RF/ZXを決定することにより、端子T,R間に必要なイン
ピーダンス値を得ることができる。

また、第（3.2）式を次式のように表わす。

Ｚ＝２・RB/｛１−（G1−G2）｝ ……（3.3）ここで伝達関数G1＝１でありG2＝２・RB/ZXである。

Ｇ＝G1−G2を0.5〜0.95に選んだとき伝達関数G1,G2の
各１％の偏差によるインピーダンス値Ｚの偏差を求める
と第１表となる。

第１表によると、ΔG2によるインピーダンス値Ｚの偏
差はΔG2の偏差に絶対値が等しい、従って、本回路によ
れば第１の帰還手段F1のみを高精度にするだけでよい。

従って演算増幅器として広帯域のものが必要なのは第
１の帰還手段F1を形成する差動増幅器１、駆動増幅器2,
3に含まれるものでり、抵抗精度もこれら第１の帰還手
段F1形成に使用されるものだけである。その他の演算増
幅器及びそれらの帰還抵抗、入力側インピーダンス素
子、入力抵抗、並びに加算抵抗については、端子T,Rに
必要とされる精度、帯域だけあればよい。

また、第１の帰還手段F1は必要とされるインピーダン
ス値に無関係に常に伝達関数１に設定し、ここを高精度
にしておけば、必要とされるインピーダンス値により値
の変わる第２の帰還手段（交流帰還路F2および直流帰還
路F3）は低精度でよいので設計、製造を容易に行うこと
ができる。

以上説明した実施例ではインピーダンス値を地気に対
して平衡型にし２線式線路からみた終端インピーダンス
値ZTおよび等価合成給電抵抗値RFDが与えられたこち、
式（３・３）の［G2＝２・RB/ZX］により第２の帰還ル
ープである交流帰還路F2の高域通過特性の通過域におい
て［ZX＝ZT］から伝達関数（−２・RB/ZT）が、また第
３の帰還ループである直流帰還路F3の通域通過特数の通
過域において［ZX＝RFD］から伝達関数（−RB/RFD）
が、それぞれ設定されるさらに、入力インピーダンス値が地気に対して不平衡
型の場合も、本回路から容易に類推することができる。

次に、２線,4線変換のハイブリッド回路について第４
図に第１図、第３図を併せ参照して説明する。

４線式線路の入力端子RXから２線式線路への伝達特性
を考えてみると、入力端子RXから加算器422およびイン
ピーダンス回路網425を介して帰還系に入り、第１のイ
ンピーダンス回路網46によって、可変の送出インピーダ
ンスで２線式線路への信号を発生する。この信号は、第
２のインピーダンス回路網47のインピーダンス値ZYによ
って、２線式線路の負荷インピーダンスZLの周波数特性
を補正することが可能であり、後述するようにインピー
ダンスZYをインピーダンスZBの定数（ｍ）倍とすること
によって、４線式入力線から２線式線路へ周波数特性の
ない伝送が可能である。

すなわち、２線式線路の負荷インピーダンスがZLの状
態で４線式線路の入力端子RXの信号電圧VRXから２線式
線路の信号電圧V2Wへの伝達関数H42を求めると次のよう
になる。

まず、帰還信号は次式で得られる。

（１−２・RF/ZX）・V2W＋（２・RF/ZX＋２・RF/ZY）VR
X これが２つの駆動増幅器2,3の出力間に発生する。こ
の電位差を［ZL/（ZL＋２・RB）］倍したものがV2Wとな
るから、次式が成立する。

ZL｛（１−２・RF/ZX）V2W ＋（２・RF/ZX＋２・RF/ZY）・ VRX｝／（ZL＋２・RB）＝V2W ……（4.1）この式（4.1）を変形し、ZX＝mZT,ZY＝mZB,及びRF＝m
RBとすれば H42＝V2W/VRX ＝ZL/（ZL＋ZT）・（ZT＋ZB）/ZB ……（4.2）すなわち、ZB＝ZLとすることにより、H42＝１となり
周波数特性は平坦になる。

また、２線式線路の入力端子RXの信号から４線式線路
の出力端子TXの信号へ至る信号のまわりこみ量の伝達関
数H44は、ZB＝ZLとすれば式（4.2）よりH42＝１である
から加算器422で４線式線路の入力端子RXからの信号を
減算することによてH44＝０となる。

同様に２線式線路から４線式線路の出力端子TXへ至る
伝達関数は、数値１である。

従って２線式信号と４線式信号の相互変換すなわちハ
イブリッド機能が実現される。

以上のような回路構成で必要とするインピーダンス回
路網の数はインピーダンス回路網424,425の２個であ
る。なお、インピーダンス回路網のインピーダンスを任
意の値に選択できるから給電抵抗RBは、本実施例のよう
にリアクタンス素子を必要とせず単なる抵抗で十分であ
り、実用上インピーダンス回路網として数える必要はな
い。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明による加入者回路は、２
線式加入者線路端に生じた差信号をこの２線式線路の負
荷を駆動する駆動手段に帰還する経路を、直結して伝達
関数を数値１にして入力と同じ電圧成分を帰還する第１
の帰還手段と、周波数の通過特性別に所定の目的インピ
ーダンス値に合成する伝達関数をもつ第２の帰還手段と
に分けることにより、単純構成の第１の帰還手段だけに
高精度素子を使用するので経済性を改善できる効果があ
る。

また第２の帰還手段が所定の伝達関数をもつインピー
ダンス回路網を備えることにより、インピーダンス回路
網が単純かつ少数で構成できるので経済性の改善および
小型化ができる効果がある。

さらに、各帰還路およびこの帰還路に含まれる４線２
線変換回路が伝達関数を所定値にとることにより、周波
数特性を含まない伝達特性が得られる効果もある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の加入者回路の一実施例を示す機能ブロ
ック図；第２図は第１図において本実施例の機能を発揮する回路
の一特性を示す特性ブロック図；第３図は第１図における差動増幅器および駆動増幅器を
詳細に示す回路図；第４図は第１図における交流帰還回路の詳細を示す回路
図；第５図は第１図における直流帰還回路の詳細を示す回路
図である。１……差動増幅器、2,3……駆動増幅回路、４……交流
帰還回路、５……直流帰還回路、41……平衡不平衡変換
回路、42……ハイブリッド回路、43……電圧電流変換回
路、421……位相補正回路、422……加算器、423……反
転増幅器、424,425……インピーダンス回路網、426……
演算増幅器、427……帰還抵抗、51……ローパスフィル
ター、52……電圧電流変換回路、53,54……カレントミ
ラー回路。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】電話機で終端する２線式加入者線路に接続
し、この２線をディジタル処理のため４線に変換するハ
イブリッド手段を含むディジタル交換機の加入者回路に
おいて、前記２線式加入者線路に接続し、この線路端に生じた差
信号を検出する差動増幅手段と、前記線路端のそれぞれに一端を接続し、それぞれがほぼ
等しい抵抗値を有する第１および第２の抵抗手段と、これら第１および第２の抵抗手段の他端に接続し、前記
２線式線路の負荷を駆動する駆動手段と、前記差動増幅手段の出力を前記駆動手段の入力に直結し
て前記差動増幅手段の入力から前記駆動手段に至るまで
の伝達関数をほぼ数値１に形成する第１の帰還手段と、前記ハイブリッド手段を含み、前記差動増幅手段の出力
を周波数の通過特性別に分け、前記第１の帰還手段によ
り設定されたインピーダンス値をほぼ目的インピーダン
ス値まで下げる所定のインピーダンスをもち、かつ伝送
関数を所定値に設定した複数個の帰還路からなる第２の
帰還手段とを有することを特徴とする加入者回路。
【請求項２】前記第２の帰還手段が、周波数の高域通過
特性をもつ交流帰還路と、周波数の低域通過特性をもつ
直流帰還路との二つを有し、且つ前記第１および第２そ
れぞれの抵抗手段の抵抗値RB、前記２線式線路からみた
終端インピーダンス値ZT、等価合成給電抵抗値RFDとす
るとき、前記差動増幅手段の入力から前記駆動手段の出
力に至るまでの伝達関数を、前記交流帰還路における高
域通過特性の通過域においてほぼ、 −２・RB/ZT に、また前記直流帰還路における低域通過特性の通過域
においてほぼ、 −RB/RFD に、それぞれ設定することを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の加入者回
路。
【請求項３】前記交流帰還路が、前記差動増幅手段から
の入力信号の差信号を検出する平衡不平衡変換手段と、この平衡不平衡変換手段の入力側および出力側の少なく
とも一方に直列接続されたコンデンサと、前記差信号お
よび４線式線路からの入力信号を入力し、帰還信号およ
びこの４線式線路への出力信号を形成するハイブリッド
手段と、このハイブリッド手段の出力電圧を入力し、電流に変換
して前記駆動手段に出力する電圧電流変還手段とを有
し、かつ前記ハイブリッド手段が、前記４線式線路の入力信号をあらかじめ設定した時間だ
け遅延させる位相補正手段と、この位相補正手段の出力および前記平衡不平衡変換手段
の出力により前記４線式線路に対する出力成分を取り出
す加算手段と、前記４線式線路の入力信号を反転させる反転増幅手段
と、自己の加入者回路の前記終端インピーダンス値ZTの定数
倍を有し、その一端が前記加算手段の出力に結合する第
１の２端子インピーダンス回路網と、自己の加入者回路のバランスインピーダンス値RBの定数
倍を有し、その一端が前記反転増幅手段に結合する第２
の２端子インピーダンス回路網と、これら第１および第２の２端子インピーダンス回路網の
他端に結合し、前記第１および第２の抵抗手段の抵抗値
RBの定数倍をもつ帰還抵抗を結合して電圧を出力する演
算増幅手段とを備え、前記４線式線路から入力して前記駆動手段へ出力する伝
達関数をほぼ２・RB/ZT＋２・RB/ZB に設定する。ことを特徴とする特許請求の範囲第２項記載の加入者回
路。