JPH0767149A - 加入者回路の二線終端インピーダンス生成回路 - Google Patents
加入者回路の二線終端インピーダンス生成回路Info
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- JPH0767149A JPH0767149A JP5214605A JP21460593A JPH0767149A JP H0767149 A JPH0767149 A JP H0767149A JP 5214605 A JP5214605 A JP 5214605A JP 21460593 A JP21460593 A JP 21460593A JP H0767149 A JPH0767149 A JP H0767149A
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- capacitor
- resistor
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- wire
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
- H04M3/00—Automatic or semi-automatic exchanges
- H04M3/005—Interface circuits for subscriber lines
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
- H04M19/00—Current supply arrangements for telephone systems
- H04M19/001—Current supply source at the exchanger providing current to substations
- H04M19/005—Feeding arrangements without the use of line transformers
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Interface Circuits In Exchanges (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 加入者回路の二線終端インピーダンス生成回
路に関し、周波数特性に関する三種の改善を図ることを
目的とする。 【構成】 差動増幅器２１を含む加入者回路１３に付加
される二線終端インピーダンス生成回路であって、コン
デンサ２３と抵抗２４を含むネットワーク回路２２と、
入力点２５と、電流源２６とを備え、（ｉ）コンデンサ
２３を直列接続の第１および第２コンデンサ３１，３２
とから構成し、（ii）抵抗２４を直列接続の第１および
第２抵抗４１，４２から構成すると共にその中間接続点
に高域バイパスコンデンサ４３を接続し、（iii ）抵抗
２４を内部終端インピーダンスをなす複素終端抵抗５４
から構成すると共に外部終端インピーダンスとしての直
列接続の複素終端抵抗５３と複素終端コンデンサ６２を
電話回路１１に直接接続して構成する。
路に関し、周波数特性に関する三種の改善を図ることを
目的とする。 【構成】 差動増幅器２１を含む加入者回路１３に付加
される二線終端インピーダンス生成回路であって、コン
デンサ２３と抵抗２４を含むネットワーク回路２２と、
入力点２５と、電流源２６とを備え、（ｉ）コンデンサ
２３を直列接続の第１および第２コンデンサ３１，３２
とから構成し、（ii）抵抗２４を直列接続の第１および
第２抵抗４１，４２から構成すると共にその中間接続点
に高域バイパスコンデンサ４３を接続し、（iii ）抵抗
２４を内部終端インピーダンスをなす複素終端抵抗５４
から構成すると共に外部終端インピーダンスとしての直
列接続の複素終端抵抗５３と複素終端コンデンサ６２を
電話回路１１に直接接続して構成する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は加入者回路の二線終端イ
ンピーダンス生成回路に関する。従来のクロスバー等に
代表されるＳＤ（Space Division）交換機においては、
メタリックな多数の接点によってその交換用スイッチを
形成し、また、各加入者対応に設けられる各加入者回路
への給電は、チョークコイル（またはリレーの巻線）を
通して行われ、また各加入者に接続する通話路（二線の
電話回線）をなすＡ線およびＢ線間は直流を阻止し、特
性を考慮しつつ経済的に実現できる値として、２μＦ程
度のコンデンサにより結合する、という構成を採るのが
一般的であった。
ンピーダンス生成回路に関する。従来のクロスバー等に
代表されるＳＤ（Space Division）交換機においては、
メタリックな多数の接点によってその交換用スイッチを
形成し、また、各加入者対応に設けられる各加入者回路
への給電は、チョークコイル（またはリレーの巻線）を
通して行われ、また各加入者に接続する通話路（二線の
電話回線）をなすＡ線およびＢ線間は直流を阻止し、特
性を考慮しつつ経済的に実現できる値として、２μＦ程
度のコンデンサにより結合する、という構成を採るのが
一般的であった。
【０００２】このため、ＳＤ交換機の二線終端インピー
ダンスとしては、例えば、６００Ω＋２μＦや９００Ω
＋２μＦ等の数値が採用されてきたが、２μＦという値
は、従来技術の現実的な実現性といった観点で採用され
た値であり、実際のケーブルインピーダンス等とは何の
関係もない。ところが今日の交換機は、上記ＳＤ交換機
からディジタル交換機（電子交換機）へと移行しつつあ
る。したがって、上記の交換機用スイッチも、メタリッ
クな接点からディジタル音声信号の読み書きを行うメモ
リ（スピーチパスメモリ）に置き換えられつつある。こ
れに伴い、上記加入者回路の内部構成も徐々に電子回路
に置き換えられ、アナログＬＳＩ化が急速に進行してお
り、ＬＳＩ化技術で採用されたフィードバックを使った
終端方法（内部終端）では、２μＦは特に必要な値では
なくなった。
ダンスとしては、例えば、６００Ω＋２μＦや９００Ω
＋２μＦ等の数値が採用されてきたが、２μＦという値
は、従来技術の現実的な実現性といった観点で採用され
た値であり、実際のケーブルインピーダンス等とは何の
関係もない。ところが今日の交換機は、上記ＳＤ交換機
からディジタル交換機（電子交換機）へと移行しつつあ
る。したがって、上記の交換機用スイッチも、メタリッ
クな接点からディジタル音声信号の読み書きを行うメモ
リ（スピーチパスメモリ）に置き換えられつつある。こ
れに伴い、上記加入者回路の内部構成も徐々に電子回路
に置き換えられ、アナログＬＳＩ化が急速に進行してお
り、ＬＳＩ化技術で採用されたフィードバックを使った
終端方法（内部終端）では、２μＦは特に必要な値では
なくなった。
【０００３】それにもかかわらず、今日のディジタル交
換機にあっても、二線終端インピーダンスとしては、既
述のインタフェース条件を保持し、６００Ω＋２μＦや
９００Ω＋２μＦが依然として採用されている。一方で
交流特性を規定する測定器の条件としては、２μＦを使
用しない６００Ωあるいは９００Ωの終端インピーダン
スが採用されている。
換機にあっても、二線終端インピーダンスとしては、既
述のインタフェース条件を保持し、６００Ω＋２μＦや
９００Ω＋２μＦが依然として採用されている。一方で
交流特性を規定する測定器の条件としては、２μＦを使
用しない６００Ωあるいは９００Ωの終端インピーダン
スが採用されている。
【０００４】結局、加入者回路としてはＬＳＩ化で不要
となったにもかかわらず、従来通り６００Ω＋２μＦ等
に相当する二線終端インピーダンスを自ら生成するため
の二線終端インピーダンス生成回路を具備することが要
求される。
となったにもかかわらず、従来通り６００Ω＋２μＦ等
に相当する二線終端インピーダンスを自ら生成するため
の二線終端インピーダンス生成回路を具備することが要
求される。
【０００５】
【従来の技術】図１８は典型的な電話交換機システムの
構成を示す図である。本図において特に本発明に関連す
るのは加入者回路１３’である。加入者の電話端末１２
に対する給電は、チョークコイルＣＨおよびそれに含ま
れる抵抗を介し、電話回線（Ａ線およびＢ線）１１を通
して行われる。他方、加入者回路１３’は音声送信・受
信回路１４に接続し、音声送信信号Ｔx および音声受信
信号Ｒx の授受はトランスＴＲを介して行う。トランス
ＴＲには通常直流を通さないものを使用しており、その
直流阻止のために直流阻止コンデンサ（２μＦ等）が図
示のように接続される。
構成を示す図である。本図において特に本発明に関連す
るのは加入者回路１３’である。加入者の電話端末１２
に対する給電は、チョークコイルＣＨおよびそれに含ま
れる抵抗を介し、電話回線（Ａ線およびＢ線）１１を通
して行われる。他方、加入者回路１３’は音声送信・受
信回路１４に接続し、音声送信信号Ｔx および音声受信
信号Ｒx の授受はトランスＴＲを介して行う。トランス
ＴＲには通常直流を通さないものを使用しており、その
直流阻止のために直流阻止コンデンサ（２μＦ等）が図
示のように接続される。
【０００６】このような従来のインターフェースにおい
ては、トランスＴＲの二次側を６００Ωあるいは９００
Ωで終端したとすると、電話回線１１側より見たインピ
ーダンスは、音声帯域の周波数において、６００Ω＋２
μＦあるいは９００Ω＋２μＦとなる。図１９は図１８
の構成を等価回路で表す図である。図中のＶS は電話端
末１２で発生する音声信号電圧を表す。
ては、トランスＴＲの二次側を６００Ωあるいは９００
Ωで終端したとすると、電話回線１１側より見たインピ
ーダンスは、音声帯域の周波数において、６００Ω＋２
μＦあるいは９００Ω＋２μＦとなる。図１９は図１８
の構成を等価回路で表す図である。図中のＶS は電話端
末１２で発生する音声信号電圧を表す。
【０００７】ところで既述のように、近年は加入者回路
の電子回路化が進み、加入者回路において自ら上記二線
終端インピーダンスを生成するための回路を備える必要
が生じている。この二線終端インピーダンス生成回路
は、既にＵ．Ｓ．Ｐａｔｅｎｔ４，３８７，２７３（SU
BSCRIBER INTERFACE CIRCUIT WITH IMPEDANCE SYNTHEZI
ER）や特開昭６０−１１７９８９（加入者回路）等にお
いて、各種提案がなされている。
の電子回路化が進み、加入者回路において自ら上記二線
終端インピーダンスを生成するための回路を備える必要
が生じている。この二線終端インピーダンス生成回路
は、既にＵ．Ｓ．Ｐａｔｅｎｔ４，３８７，２７３（SU
BSCRIBER INTERFACE CIRCUIT WITH IMPEDANCE SYNTHEZI
ER）や特開昭６０−１１７９８９（加入者回路）等にお
いて、各種提案がなされている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】二線終端インピーダン
ス生成回路自体については上記の公知例等において実用
的なものが完成している。ところがこれら二線終端イン
ピーダンス生成回路には真に実用化する場合未だ改善す
べき点が多数あるが、特に、周波数特性に関する改善を
目的とした二線終端インピーダンス回路の提案は殆んど
ない。
ス生成回路自体については上記の公知例等において実用
的なものが完成している。ところがこれら二線終端イン
ピーダンス生成回路には真に実用化する場合未だ改善す
べき点が多数あるが、特に、周波数特性に関する改善を
目的とした二線終端インピーダンス回路の提案は殆んど
ない。
【０００９】この周波数特性に関する改善の対象となる
問題点として本発明では以下の３つの問題点に着目す
る。なお、各問題点についての詳細な説明は後述する。 （ｉ）第１は、加入者回路に二線終端インピーダンス生
成回路を挿入したために、上記音声送信信号の周波数特
性が、従来の加入者回路１３’のもとで、低域において
いわゆるＬｏｓｓ系になっていたものが、Ｇａｉｎ系に
なってしまう、という問題点である。
問題点として本発明では以下の３つの問題点に着目す
る。なお、各問題点についての詳細な説明は後述する。 （ｉ）第１は、加入者回路に二線終端インピーダンス生
成回路を挿入したために、上記音声送信信号の周波数特
性が、従来の加入者回路１３’のもとで、低域において
いわゆるＬｏｓｓ系になっていたものが、Ｇａｉｎ系に
なってしまう、という問題点である。
【００１０】（ii）第２は、加入者回路に二線終端イン
ピーダンス生成回路を挿入したために、二線終端インピ
ーダンスの良し悪し（目標値との差）を示す交流特性で
あるリタンロスが劣化するという問題点である。これ
は、該二線終端インピーダンス生成回路をフィードバッ
クループとして有する電子回路のＧａｉｎ−周波数特性
が高域においてＬｏｓｓ系になってしまうという事実に
起因する。
ピーダンス生成回路を挿入したために、二線終端インピ
ーダンスの良し悪し（目標値との差）を示す交流特性で
あるリタンロスが劣化するという問題点である。これ
は、該二線終端インピーダンス生成回路をフィードバッ
クループとして有する電子回路のＧａｉｎ−周波数特性
が高域においてＬｏｓｓ系になってしまうという事実に
起因する。
【００１１】（iii ）第３は、上記フィードバックルー
プを通してのフィードバック量が、高域の周波数におい
て一層増大し、発振等を生じて回路の安定性を劣化させ
るという問題点である。 この問題点（iii ）は複素終端インピーダンスを採用す
る交換機システムでは特に顕著である。最近の交換機シ
ステムにおいては、電話ケーブルの特性を考慮してトー
タルの音声品質を向上させようという要請があり、従来
の６００Ω＋２μＦや９００Ω＋２μＦからなる二線終
端インピーダンスに代わる、二線複素終端インピーダン
スを採用する国が増えている。このような二線複素終端
インピーダンスを上記二線終端インピーダンス生成回路
によって生成すると、上述のとおり、高域でのフィード
バック量が、高域の周波数において一層増大する、とい
う傾向が見られる。
プを通してのフィードバック量が、高域の周波数におい
て一層増大し、発振等を生じて回路の安定性を劣化させ
るという問題点である。 この問題点（iii ）は複素終端インピーダンスを採用す
る交換機システムでは特に顕著である。最近の交換機シ
ステムにおいては、電話ケーブルの特性を考慮してトー
タルの音声品質を向上させようという要請があり、従来
の６００Ω＋２μＦや９００Ω＋２μＦからなる二線終
端インピーダンスに代わる、二線複素終端インピーダン
スを採用する国が増えている。このような二線複素終端
インピーダンスを上記二線終端インピーダンス生成回路
によって生成すると、上述のとおり、高域でのフィード
バック量が、高域の周波数において一層増大する、とい
う傾向が見られる。
【００１２】したがって本発明は上記の周波数特性に関
する３つの問題点に鑑み、周波数特性の改善を図ること
ができる、加入者回路の二線終端インピーダンス生成回
路を提案することを目的とするものである。
する３つの問題点に鑑み、周波数特性の改善を図ること
ができる、加入者回路の二線終端インピーダンス生成回
路を提案することを目的とするものである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】図１は本発明の原理構成
を示す図である。本図に示す回路は、前述した諸問題点
を同時に解決することのできるまたは各問題点を個別に
解決することのできる基本的な回路である。すなわち、
本図に示す回路素子の一部に変更を加えるだけで上記諸
問題点を解決できる。ただし、簡素化のために、音声電
流（交流電流）についてのみの等価回路で表している。
を示す図である。本図に示す回路は、前述した諸問題点
を同時に解決することのできるまたは各問題点を個別に
解決することのできる基本的な回路である。すなわち、
本図に示す回路素子の一部に変更を加えるだけで上記諸
問題点を解決できる。ただし、簡素化のために、音声電
流（交流電流）についてのみの等価回路で表している。
【００１４】まず、本図の主要部をなす回路は、一端に
電話端末１２が接続される電話回線１１の他端に接続さ
れ、四線側音声送信・受信回路１４に音声送信信号を出
力する差動増幅器２１を含んでなる加入者回路１３に付
加され、二線の電話回線１１の前記他端を終端する二線
終端インピーダンスを生成するための二線終端インピー
ダンス生成回路である。
電話端末１２が接続される電話回線１１の他端に接続さ
れ、四線側音声送信・受信回路１４に音声送信信号を出
力する差動増幅器２１を含んでなる加入者回路１３に付
加され、二線の電話回線１１の前記他端を終端する二線
終端インピーダンスを生成するための二線終端インピー
ダンス生成回路である。
【００１５】この二線終端インピーダンス生成回路を構
成するのは、直列接続されたコンデンサ（Ｃt ）２３お
よび抵抗（Ｒt ）２４を含んでなり、電話回線１１の線
間電圧を入力とする差動増幅器２１からの出力電圧を出
力電流に変換する電圧／電流変換用のネットワーク回路
（Ｚt ）２２と、ネットワーク回路２２から電圧／電流
変換後の出力電流を流入せしめる、低インピーダンスの
入力点２５と、入力点２５に流入した出力電流を増幅
し、電話回線１１を通して電話端末１２に供給する一対
の電流源（Ｇm ）２６である。なお、電流源２６はＡ線
およびＢ線にそれぞれ設けられているが、いずれも相互
に同一構成である。
成するのは、直列接続されたコンデンサ（Ｃt ）２３お
よび抵抗（Ｒt ）２４を含んでなり、電話回線１１の線
間電圧を入力とする差動増幅器２１からの出力電圧を出
力電流に変換する電圧／電流変換用のネットワーク回路
（Ｚt ）２２と、ネットワーク回路２２から電圧／電流
変換後の出力電流を流入せしめる、低インピーダンスの
入力点２５と、入力点２５に流入した出力電流を増幅
し、電話回線１１を通して電話端末１２に供給する一対
の電流源（Ｇm ）２６である。なお、電流源２６はＡ線
およびＢ線にそれぞれ設けられているが、いずれも相互
に同一構成である。
【００１６】また、図中のＣt はコンデンサの容量値、
Ｒt は抵抗値、Ｚt はインピーダンス値、Ａo は増幅
度、Ｇm はコンダクタンス（電流増幅率）を表す。図１
において、Ａ線およびＢ線間の電圧をＶab、入力点２５
の入力インピーダンスは０Ω、ネットワーク回路２２に
流れる前記の出力電流をｉｚｔとすると、ｉｚｔは
（１）式で表せる。
Ｒt は抵抗値、Ｚt はインピーダンス値、Ａo は増幅
度、Ｇm はコンダクタンス（電流増幅率）を表す。図１
において、Ａ線およびＢ線間の電圧をＶab、入力点２５
の入力インピーダンスは０Ω、ネットワーク回路２２に
流れる前記の出力電流をｉｚｔとすると、ｉｚｔは
（１）式で表せる。
【００１７】 ｉｚｔ＝Ｖab×Ａo ／Ｚt （１） 上記電流源２６は既に述べた給電回路に相当するもので
あり、出力電流ｉｚｔをＧm 倍した電流を給電電流Ｉo
として電話端末１２に給電する。このＩo は図１に示す
電流方向となり、（２）式で表せる。 Ｉｏ＝ｉｚｔ×Ｇm ＝Ｖab×Ａo ×Ｇm ／Ｚt （２） ここでＡ線とＢ線間の線間電圧Ｖabが電話端末１２によ
り発生せしめられたとすると、該電話端末１２より加入
者回路１３側を見たインピーダンスＺinは、上記（１）
式と（２）式より、下記（３）式で表せる。
あり、出力電流ｉｚｔをＧm 倍した電流を給電電流Ｉo
として電話端末１２に給電する。このＩo は図１に示す
電流方向となり、（２）式で表せる。 Ｉｏ＝ｉｚｔ×Ｇm ＝Ｖab×Ａo ×Ｇm ／Ｚt （２） ここでＡ線とＢ線間の線間電圧Ｖabが電話端末１２によ
り発生せしめられたとすると、該電話端末１２より加入
者回路１３側を見たインピーダンスＺinは、上記（１）
式と（２）式より、下記（３）式で表せる。
【００１８】 Ｚin＝Ｖab／Ｉo ＝Ｖab／（Ｖab×Ａo ×Ｇm ／Ｚt ） ＝Ｚt ／Ａo ×Ｇm （３） ここで例えば、Ａo ×Ｇm ＝１００（例えば、Ａo ＝
０．５、Ｇm ＝２００）とすると、Ｚt をなす図１のＲ
t およびＣt としては、既述した６００Ω（あるいは９
００Ω）および２μＦの１００倍の値を採用することが
できる。つまりＲ t ＝６０ｋΩ（あるいは９０ｋΩ）の
抵抗２４およびＣt ＝０．０２μＦのコンデンサ２３を
採用することができる。このうち、既述した加入者回路
のフィードバックを利用した電子回路化の寄与によりコ
ンデンサの容量値を０．０２μＦとした経済的効果は大
である。なお、コンデンサの容量値が１００倍すること
により０．０２μＦとなったのはコンデンサのインピー
ダンスが逆数（１／（２πｆＣt ））で表さることに基
づく。
０．５、Ｇm ＝２００）とすると、Ｚt をなす図１のＲ
t およびＣt としては、既述した６００Ω（あるいは９
００Ω）および２μＦの１００倍の値を採用することが
できる。つまりＲ t ＝６０ｋΩ（あるいは９０ｋΩ）の
抵抗２４およびＣt ＝０．０２μＦのコンデンサ２３を
採用することができる。このうち、既述した加入者回路
のフィードバックを利用した電子回路化の寄与によりコ
ンデンサの容量値を０．０２μＦとした経済的効果は大
である。なお、コンデンサの容量値が１００倍すること
により０．０２μＦとなったのはコンデンサのインピー
ダンスが逆数（１／（２πｆＣt ））で表さることに基
づく。
【００１９】かくして６００Ω（９００Ω）＋２μＦに
相当する二線終端インピーダンスが生成される。
相当する二線終端インピーダンスが生成される。
【００２０】
【作用】図１に示す本発明の基本回路に対し若干の回路
変更を加えるだけで、既述の諸問題は解消できる。 （ｉ）既述の（ｉ）項に掲げた問題点については、ネッ
トワーク回路２２内のコンデンサ２３を、直列接続され
た第１コンデンサおよび第２コンデンサから構成すると
ともに、これら第１および第２コンデンサの中間接続点
より、音声送信信号Ｔx を出力することにより解決され
る。
変更を加えるだけで、既述の諸問題は解消できる。 （ｉ）既述の（ｉ）項に掲げた問題点については、ネッ
トワーク回路２２内のコンデンサ２３を、直列接続され
た第１コンデンサおよび第２コンデンサから構成すると
ともに、これら第１および第２コンデンサの中間接続点
より、音声送信信号Ｔx を出力することにより解決され
る。
【００２１】（ii）既述の（ii）項に掲げた問題点につ
いては、ネットワーク回路２２内の抵抗２４を、直列接
続された第１抵抗および第２抵抗から構成し、さらに、
該第１および第２抵抗に中間接続点とグランドとの間に
接続される高域バイパスコンデンサを設けることにより
解決される。 （iii ）既述の（iii ）項に掲げた問題点については、
二線終端インピーダンスを、ネットワーク回路２２によ
り形成される内部終端インピーダンスと、二線の電話回
線１１の線間に直接接続される外部終端インピーダンス
との合成によって生成することにより解決される。
いては、ネットワーク回路２２内の抵抗２４を、直列接
続された第１抵抗および第２抵抗から構成し、さらに、
該第１および第２抵抗に中間接続点とグランドとの間に
接続される高域バイパスコンデンサを設けることにより
解決される。 （iii ）既述の（iii ）項に掲げた問題点については、
二線終端インピーダンスを、ネットワーク回路２２によ
り形成される内部終端インピーダンスと、二線の電話回
線１１の線間に直接接続される外部終端インピーダンス
との合成によって生成することにより解決される。
【００２２】
【実施例】図２は本発明に基づく第１実施例を示す図で
ある。この実施例は、既述した（ｉ）項の問題点を解消
する二線終端インピーダンス生成回路であり、図示する
とおり、ネットワーク回路２２内のコンデンサ（図１の
２３）を、直列接続された第１コンデンサ３１および第
２コンデンサ３２から構成する。そして、音声送信信号
Ｔx は、これらコンデンサ３１および３２の中間接続点
より出力する。
ある。この実施例は、既述した（ｉ）項の問題点を解消
する二線終端インピーダンス生成回路であり、図示する
とおり、ネットワーク回路２２内のコンデンサ（図１の
２３）を、直列接続された第１コンデンサ３１および第
２コンデンサ３２から構成する。そして、音声送信信号
Ｔx は、これらコンデンサ３１および３２の中間接続点
より出力する。
【００２３】図３は図１８に示すＳＤ交換機のもとでの
Ｌｏｓｓ−周波数特性を示すグラフである。横軸は周波
数（Ｆ）、縦軸はＬｏｓｓ（ｄＢ）である。本グラフに
示すように、低域で音声送信信号Ｔx がＬｏｓｓ系にな
るのが一般的な特性である。したがって、図１に示すよ
うに電子回路化された加入者回路を有するディジタル交
換機のもとでのＬｏｓｓ−周波数特性もまた図３と同様
の特性を踏襲することが要求される。
Ｌｏｓｓ−周波数特性を示すグラフである。横軸は周波
数（Ｆ）、縦軸はＬｏｓｓ（ｄＢ）である。本グラフに
示すように、低域で音声送信信号Ｔx がＬｏｓｓ系にな
るのが一般的な特性である。したがって、図１に示すよ
うに電子回路化された加入者回路を有するディジタル交
換機のもとでのＬｏｓｓ−周波数特性もまた図３と同様
の特性を踏襲することが要求される。
【００２４】図４は図１の基本回路を有する電子化加入
者回路の交換機のもとでのＬｏｓｓ−周波数特性を示す
グラフである。本グラフに示すように、電子化加入者回
路を有する交換機のもとでのグラフは、図３のグラフと
は一致せず、低域において一旦Ｇａｉｎ系に入り込み、
しかる後Ｌｏｓｓ系に立ち上る傾向がある。これは図１
の等価回路のみではＧａｉｎ系になるだけであるが、一
般に給電回路（図１７のチョークコイル）の特性によ
り、再度Ｌｏｓｓ系になるためである。電子化された給
電回路においても同様な特性を一般に有する。
者回路の交換機のもとでのＬｏｓｓ−周波数特性を示す
グラフである。本グラフに示すように、電子化加入者回
路を有する交換機のもとでのグラフは、図３のグラフと
は一致せず、低域において一旦Ｇａｉｎ系に入り込み、
しかる後Ｌｏｓｓ系に立ち上る傾向がある。これは図１
の等価回路のみではＧａｉｎ系になるだけであるが、一
般に給電回路（図１７のチョークコイル）の特性によ
り、再度Ｌｏｓｓ系になるためである。電子化された給
電回路においても同様な特性を一般に有する。
【００２５】図２に示す第１実施例は、図４に示す低域
での特性を容易に変更でき、図３に示すグラフと全く同
様の低域特性を生じさせることは勿論、その周波数特性
を、全周波数にわたって平坦な特性にすることもでき
る。すなわち、第１コンデンサ３１の容量値Ｃt １と、
第２コンデンサ３２の容量値Ｃt ２とを調整して、音声
送信信号Ｔx の低域における周波数特性を任意に設定す
ることができる。
での特性を容易に変更でき、図３に示すグラフと全く同
様の低域特性を生じさせることは勿論、その周波数特性
を、全周波数にわたって平坦な特性にすることもでき
る。すなわち、第１コンデンサ３１の容量値Ｃt １と、
第２コンデンサ３２の容量値Ｃt ２とを調整して、音声
送信信号Ｔx の低域における周波数特性を任意に設定す
ることができる。
【００２６】図５は図２においてＣt1＝Ｃt2としたとき
の等価回路図である。第１コンデンサ３１の容量値Ｃt1
と、第２コンデンサ３２の容量値Ｃt2とを等しくするこ
とにより明らかに左右のインピーダンスが同じになるた
め、音声送信信号Ｔx の周波数特性を全周波数にわたり
平坦にすることができる。すなわち周波数特性を持たな
い回路が得られる。
の等価回路図である。第１コンデンサ３１の容量値Ｃt1
と、第２コンデンサ３２の容量値Ｃt2とを等しくするこ
とにより明らかに左右のインピーダンスが同じになるた
め、音声送信信号Ｔx の周波数特性を全周波数にわたり
平坦にすることができる。すなわち周波数特性を持たな
い回路が得られる。
【００２７】そしてさらにＣt1＝Ｃt2＝４μＦとすれ
ば、Ｃt1とＣt2の直列合成値が２μＦとなり、既述した
２μＦに一致させることができる。もし図３と同様の周
波数特性が得たいならば、Ｃt1とＣt2の各値を、Ｃt1＜
Ｃ t2になるように設定すればよい。Ｃt2を大にすれば、
低域でのＴx のＬｏｓｓは顕著に大となるからである。
ば、Ｃt1とＣt2の直列合成値が２μＦとなり、既述した
２μＦに一致させることができる。もし図３と同様の周
波数特性が得たいならば、Ｃt1とＣt2の各値を、Ｃt1＜
Ｃ t2になるように設定すればよい。Ｃt2を大にすれば、
低域でのＴx のＬｏｓｓは顕著に大となるからである。
【００２８】図６は第１実施例の詳細な実現回路を示す
図である。既に述べた構成要素と同様のものには同一の
参照番号または記号を付して示す。本図では、低インピ
ーダンスの入力点２５が具体的にバッファ回路として示
されており、既述の出力電流ｉｚｔはオペアンプを素通
りする。オペアンプの−入力端子が入力点２５となって
おり、オペアンプの＋入力端子がグランドに接続されて
いる。オペアンプが動作し、−入力と＋入力端子間がイ
マジナリーショート状態になるため、入力点２５の入力
インピーダンスは、０Ωとなる。
図である。既に述べた構成要素と同様のものには同一の
参照番号または記号を付して示す。本図では、低インピ
ーダンスの入力点２５が具体的にバッファ回路として示
されており、既述の出力電流ｉｚｔはオペアンプを素通
りする。オペアンプの−入力端子が入力点２５となって
おり、オペアンプの＋入力端子がグランドに接続されて
いる。オペアンプが動作し、−入力と＋入力端子間がイ
マジナリーショート状態になるため、入力点２５の入力
インピーダンスは、０Ωとなる。
【００２９】このｉｚｔと等量の電流がミラー回路Ｍ５
より引き出され、ミラー回路Ｍ６に吸い込まれる。ミラ
ーＭ５とＭ６の入出力電流比は１に設定してあるので、
図示抵抗（Ｒe ）にそれぞれＲe ×ｉｚｔなる電圧降下
を生ずる。これら電圧降下は、バッファ回路３５および
３６をそれぞれ介して、トランスコンダクタンスアンプ
３３および３４に印加される。そして、その電圧降下分
に比例した給電電流Ｉo が、トランスコンダクタンスア
ンプ３３および３４によって電話回線１１に通電され
る。結局、これらミラー回路、バッファ回路およびトラ
ンスコンダクタンスアンプによって、既述の一対の電流
源２６が形成される。
より引き出され、ミラー回路Ｍ６に吸い込まれる。ミラ
ーＭ５とＭ６の入出力電流比は１に設定してあるので、
図示抵抗（Ｒe ）にそれぞれＲe ×ｉｚｔなる電圧降下
を生ずる。これら電圧降下は、バッファ回路３５および
３６をそれぞれ介して、トランスコンダクタンスアンプ
３３および３４に印加される。そして、その電圧降下分
に比例した給電電流Ｉo が、トランスコンダクタンスア
ンプ３３および３４によって電話回線１１に通電され
る。結局、これらミラー回路、バッファ回路およびトラ
ンスコンダクタンスアンプによって、既述の一対の電流
源２６が形成される。
【００３０】図７は本発明に基づく第２実施例を示す図
である。この第２実施例は、既述した（ii）項の問題を
解消する二線終端インピーダンス生成回路であり、図示
するとおり、ネットワーク回路２２内の抵抗（図１の２
４）を、直列接続された第１抵抗４１および第２抵抗４
２から構成すると共に、これらの中間接続点とグランド
との間に、高域バイパスコンデンサ４３を設ける。
である。この第２実施例は、既述した（ii）項の問題を
解消する二線終端インピーダンス生成回路であり、図示
するとおり、ネットワーク回路２２内の抵抗（図１の２
４）を、直列接続された第１抵抗４１および第２抵抗４
２から構成すると共に、これらの中間接続点とグランド
との間に、高域バイパスコンデンサ４３を設ける。
【００３１】図８はフィードバックの一巡の特性を示す
グラフである。図１に示したような、電子回路化された
加入者回路は多数の増幅器（オペアンプ）によって構成
される。このことは、図６を参照しても明白であり、ミ
ラー回路（Ｍ５，Ｍ６）も増幅器で構成されるので、電
流源２６や差動増幅器２１を構成するために増幅器が多
用される。ここで各増幅器が理想的な増幅器であるとす
ると、図８の特性は図中点線で示すように高域まで平坦
に伸びる。例えば、６００Ω＋２μＦの二線終端インピ
ーダンスの場合、高域ではその２μＦの成分が殆ど無視
できるので、その二線終端インピーダンスは６００Ωの
純抵抗になる。このためいわゆる位相遅れ（遅れの位相
回転）は高域においてあり得ない筈である。
グラフである。図１に示したような、電子回路化された
加入者回路は多数の増幅器（オペアンプ）によって構成
される。このことは、図６を参照しても明白であり、ミ
ラー回路（Ｍ５，Ｍ６）も増幅器で構成されるので、電
流源２６や差動増幅器２１を構成するために増幅器が多
用される。ここで各増幅器が理想的な増幅器であるとす
ると、図８の特性は図中点線で示すように高域まで平坦
に伸びる。例えば、６００Ω＋２μＦの二線終端インピ
ーダンスの場合、高域ではその２μＦの成分が殆ど無視
できるので、その二線終端インピーダンスは６００Ωの
純抵抗になる。このためいわゆる位相遅れ（遅れの位相
回転）は高域においてあり得ない筈である。
【００３２】ところが実際には上記増幅器は理想系には
ならず、特に増幅器を多用する電流源（Ｇm ）では高域
（３．４Ｋ以上）でのフィードバックの一巡の特性が図
８に示すようにＬｏｓｓ系になってしまう。このため
に、上記の位相遅れが高域において生じ、リタンロスは
劣化する。通常、二線終端インピーダンスの理想値（６
００Ω＋２μＦや９００Ω＋２μＦ）からのずれは、リ
タンロスとして規定されている。
ならず、特に増幅器を多用する電流源（Ｇm ）では高域
（３．４Ｋ以上）でのフィードバックの一巡の特性が図
８に示すようにＬｏｓｓ系になってしまう。このため
に、上記の位相遅れが高域において生じ、リタンロスは
劣化する。通常、二線終端インピーダンスの理想値（６
００Ω＋２μＦや９００Ω＋２μＦ）からのずれは、リ
タンロスとして規定されている。
【００３３】図９は一般的な電子回路のＧａｉｎ特性を
示すグラフである。通常、上記の位相特性（遅れの位相
回転）は、このＧａｉｎ特性が定まれば一意に決定され
る。この場合、図９のようなＧａｉｎ特性を有する回路
の代表は一次のローパスフィルタである。図１０は一次
のローパスフィルタを等価的に表す図であり、このロー
パスフィルタの伝達関数はＳ（＝ｊω）関数として表さ
れる。したがって理想的な増幅器（電流源２６）のコン
ダクタンスをＧm とすれば、図１０に示す一次のローパ
スフィルタの特性を有する増幅器のコンダクタンスはＧ
m （Ｓ）として表せる。
示すグラフである。通常、上記の位相特性（遅れの位相
回転）は、このＧａｉｎ特性が定まれば一意に決定され
る。この場合、図９のようなＧａｉｎ特性を有する回路
の代表は一次のローパスフィルタである。図１０は一次
のローパスフィルタを等価的に表す図であり、このロー
パスフィルタの伝達関数はＳ（＝ｊω）関数として表さ
れる。したがって理想的な増幅器（電流源２６）のコン
ダクタンスをＧm とすれば、図１０に示す一次のローパ
スフィルタの特性を有する増幅器のコンダクタンスはＧ
m （Ｓ）として表せる。
【００３４】 Ｇm （Ｓ）＝Ｇm ／（１＋Ｓ×Ｃ×Ｒ） （４） である。この中のＣ×Ｒは時定数であり、周波数特性を
表すパラメータにもなる。なお、以上の説明および引き
続く以下の説明では、説明の簡素化のため、上記遅れの
位相回転が全て電流源（Ｇm ）２６で発生し、差動増幅
器（Ａo ）２１は理想系とする（電流源２６の増幅器の
所要数に比べ、差動増幅器２１のその所要数は遙かに少
ないから）。
表すパラメータにもなる。なお、以上の説明および引き
続く以下の説明では、説明の簡素化のため、上記遅れの
位相回転が全て電流源（Ｇm ）２６で発生し、差動増幅
器（Ａo ）２１は理想系とする（電流源２６の増幅器の
所要数に比べ、差動増幅器２１のその所要数は遙かに少
ないから）。
【００３５】上記のＧm （Ｓ）を持つ場合の二線終端イ
ンピーダンスは、上記（３）式に基づき、 Ｚin（Ｓ）＝Ｚt ×（１＋Ｓ×Ｃ×Ｒ）／（Ａo ×Ｇm ） （５） となる。この（５）式と上記（３）式を比べると（１＋
Ｓ×Ｃ×Ｒ）の差がある。
ンピーダンスは、上記（３）式に基づき、 Ｚin（Ｓ）＝Ｚt ×（１＋Ｓ×Ｃ×Ｒ）／（Ａo ×Ｇm ） （５） となる。この（５）式と上記（３）式を比べると（１＋
Ｓ×Ｃ×Ｒ）の差がある。
【００３６】図１１は第２実施例（図７）の効果を説明
するための図である。ただし、基本的に両図は同じであ
る。本図を参照すると、Ｒt1，Ｒt2およびＣp によって
電流ｉｃｐがバイパスされることになる。このｉｃｐが
バイパスされた後の出力電流ｉｚｔは、（６）式のとお
りである。 ｉｚｔ＝Ｖo ／Ｚt ｛１＋Ｒt2×Ｚct／（Ｚt ×Ｚcp） ＋Ｒｔ２×Ｒｔ１／（Ｚｔ×Ｚｃｐ）｝ （６） ただし、Ｚｃｔはコンデンサ（Ｃｔ）２３のインピーダ
ンス、Ｚｃｐは、コンデンサ（Ｃｐ）４３のインピーダ
ンスであり、特に高域周波数においては、 Ｚct≪Ｚcp （７） Ｚt ≒Ｒt1＋Ｒt2 （８） が成立する。
するための図である。ただし、基本的に両図は同じであ
る。本図を参照すると、Ｒt1，Ｒt2およびＣp によって
電流ｉｃｐがバイパスされることになる。このｉｃｐが
バイパスされた後の出力電流ｉｚｔは、（６）式のとお
りである。 ｉｚｔ＝Ｖo ／Ｚt ｛１＋Ｒt2×Ｚct／（Ｚt ×Ｚcp） ＋Ｒｔ２×Ｒｔ１／（Ｚｔ×Ｚｃｐ）｝ （６） ただし、Ｚｃｔはコンデンサ（Ｃｔ）２３のインピーダ
ンス、Ｚｃｐは、コンデンサ（Ｃｐ）４３のインピーダ
ンスであり、特に高域周波数においては、 Ｚct≪Ｚcp （７） Ｚt ≒Ｒt1＋Ｒt2 （８） が成立する。
【００３７】なお、Ｒt1とＲt2の中間接続点における電
位をＶm とすると、Ｖm は
位をＶm とすると、Ｖm は
【００３８】
【数１】
【００３９】で表せる。ここにｉｚｔは、 ｉｚｔ＝Ｖo ／｛Ｚt ×（１＋Ｓ×Ｃp ×Ｒtt）｝ （９） となる。ただし、Ｒttは Ｒtt＝Ｒt2×Ｒt1／（Ｒt1＋Ｒt2） である。
【００４０】したがって、二線終端インピーダンスＺin
（Ｓ）は、下記（１０）式で表せる。 Ｚin（Ｓ）＝Ｚt ×（１＋Ｓ×Ｃp ×Ｒtt）／（１＋Ｓ×Ｃ×Ｒ） ×Ａo ／Ｇm （１０） ここで、実際の回路の高域での遅れ位相回転を考慮し
て、 Ｃp ×Ｒtt＝Ｃ×Ｒ （１１） を満足するＣp を選定することにより、Ｚin（Ｓ）＝Ｚ
inとなり、増幅器の持つ実際の特性を理想増幅器にする
ことができ、リタンロスは著しく改善される。
（Ｓ）は、下記（１０）式で表せる。 Ｚin（Ｓ）＝Ｚt ×（１＋Ｓ×Ｃp ×Ｒtt）／（１＋Ｓ×Ｃ×Ｒ） ×Ａo ／Ｇm （１０） ここで、実際の回路の高域での遅れ位相回転を考慮し
て、 Ｃp ×Ｒtt＝Ｃ×Ｒ （１１） を満足するＣp を選定することにより、Ｚin（Ｓ）＝Ｚ
inとなり、増幅器の持つ実際の特性を理想増幅器にする
ことができ、リタンロスは著しく改善される。
【００４１】かくして、第１抵抗４１の値Ｒt1および第
２抵抗４２の値Ｒt2と、高域バイパスコンデンサ４３の
値Ｃp より定まる時定数Ｃp ×Ｒttと、差動増幅器２１
および電流源２６が有する時定数Ｃ×Ｒとを等価にし、
リタンロスの周波数特性を高域まで平坦にすることがで
きる。この場合、第１抵抗４１の値Ｒt1および第２抵抗
４２の値Ｒt2と、高域バイパスコンデンサ４３の値Ｃp
より定まる時定数Ｃp ×Ｒttを、差動増幅器２１および
電流源２６が有する時定数Ｃ×Ｒより大きく設定すれ
ば、ネットワーク回路２２から電流源２６に至る高域で
のフィードバック量（ｉｚｔ）をさらに低減することが
できる。一般にフィードバック量を増加することは、発
振等の危険性があるため、高域のフィードバック量を低
減することは、高域での回路安定性の面で利点がある。
２抵抗４２の値Ｒt2と、高域バイパスコンデンサ４３の
値Ｃp より定まる時定数Ｃp ×Ｒttと、差動増幅器２１
および電流源２６が有する時定数Ｃ×Ｒとを等価にし、
リタンロスの周波数特性を高域まで平坦にすることがで
きる。この場合、第１抵抗４１の値Ｒt1および第２抵抗
４２の値Ｒt2と、高域バイパスコンデンサ４３の値Ｃp
より定まる時定数Ｃp ×Ｒttを、差動増幅器２１および
電流源２６が有する時定数Ｃ×Ｒより大きく設定すれ
ば、ネットワーク回路２２から電流源２６に至る高域で
のフィードバック量（ｉｚｔ）をさらに低減することが
できる。一般にフィードバック量を増加することは、発
振等の危険性があるため、高域のフィードバック量を低
減することは、高域での回路安定性の面で利点がある。
【００４２】上述した第２実施例の構成と既述した第１
実施例の構成を結合すれば一層有効な二線終端インピー
ダンス生成回路が実現される。図１２は第１実施例を第
２実施例に合体させた詳細な実現回路を示す図である。
既に説明した図６の構成に対応し、図６の抵抗２４が第
１抵抗４１と第２抵抗４２で構成されると共に、高域バ
イパスコンデンサ４３が付加されている。
実施例の構成を結合すれば一層有効な二線終端インピー
ダンス生成回路が実現される。図１２は第１実施例を第
２実施例に合体させた詳細な実現回路を示す図である。
既に説明した図６の構成に対応し、図６の抵抗２４が第
１抵抗４１と第２抵抗４２で構成されると共に、高域バ
イパスコンデンサ４３が付加されている。
【００４３】図１３は本発明に基づく第３実施例を示す
図である。この第３実施例は、既述した（iii ）項の問
題を解消する二線終端インピーダンス生成回路であり、
図示するとおり、二線終端インピーダンスを、ネットワ
ーク回路２２により形成される内部終端インピーダンス
と、二線の電話回線１１の線間に直接接続される外部終
端インピーダンス（Ｃｔ２，Ｒｔ１３）との合成によっ
て生成する。前述したように、ネットワークＣｔ′，Ｒ
ｔ１４′により生成されるインピーダンスを、Ｃｔ，Ｒ
ｔ１４とする。Ｃｔ′，Ｒｔ１４′は、例えばＣｔ，Ｒ
ｔ１４の１００倍のインピーダンスである。ここでＣ
ｔ，Ｒｔ１４によるインピーダンスを内部インピーダン
スと呼ぶ。このように、内部終端インピーダンスのみな
らず、外部終端インピーダンスをも導入することとなっ
た経緯を以下に詳しく説明する。
図である。この第３実施例は、既述した（iii ）項の問
題を解消する二線終端インピーダンス生成回路であり、
図示するとおり、二線終端インピーダンスを、ネットワ
ーク回路２２により形成される内部終端インピーダンス
と、二線の電話回線１１の線間に直接接続される外部終
端インピーダンス（Ｃｔ２，Ｒｔ１３）との合成によっ
て生成する。前述したように、ネットワークＣｔ′，Ｒ
ｔ１４′により生成されるインピーダンスを、Ｃｔ，Ｒ
ｔ１４とする。Ｃｔ′，Ｒｔ１４′は、例えばＣｔ，Ｒ
ｔ１４の１００倍のインピーダンスである。ここでＣ
ｔ，Ｒｔ１４によるインピーダンスを内部インピーダン
スと呼ぶ。このように、内部終端インピーダンスのみな
らず、外部終端インピーダンスをも導入することとなっ
た経緯を以下に詳しく説明する。
【００４４】上記（iii ）項の問題点が生ずるのは、前
述のとおり、加入者回路１３側から電話回線側に対し二
線複素終端インピーダンスを見せるようにしたことに起
因する。その理由は以下に述べる。図１４は第３実施例
に至る前の回路構成を示す図である。すなわち、図１の
加入者回路の中に、上記複素終端インピーダンスを単純
に組み入れた構成を示す。本図に示すとおり、二線複素
終端インピーダンスは、二線複素終端インピーダンスを
実現するための直列接続された第１複素終端抵抗（Ｒ
t11 ′）５１および第２複素終端抵抗（Ｒt12 ′）５２
と該第２複素終端抵抗５２に並列接続された第１複素終
端コンデンサ（Ｃz1′）６１とからなる等価回路により
表される。なお、一般的な数値例としては、Ｒt11 ＝１
５０Ω，Ｒt12 ＝８２０Ω，Ｃz1＝０．０７μＦ、ま
た、Ｒt11 ′＝１５ＫΩ，Ｒt12 ′＝８２ＫΩ，Ｃz1′
＝７００ＰＦである。
述のとおり、加入者回路１３側から電話回線側に対し二
線複素終端インピーダンスを見せるようにしたことに起
因する。その理由は以下に述べる。図１４は第３実施例
に至る前の回路構成を示す図である。すなわち、図１の
加入者回路の中に、上記複素終端インピーダンスを単純
に組み入れた構成を示す。本図に示すとおり、二線複素
終端インピーダンスは、二線複素終端インピーダンスを
実現するための直列接続された第１複素終端抵抗（Ｒ
t11 ′）５１および第２複素終端抵抗（Ｒt12 ′）５２
と該第２複素終端抵抗５２に並列接続された第１複素終
端コンデンサ（Ｃz1′）６１とからなる等価回路により
表される。なお、一般的な数値例としては、Ｒt11 ＝１
５０Ω，Ｒt12 ＝８２０Ω，Ｃz1＝０．０７μＦ、ま
た、Ｒt11 ′＝１５ＫΩ，Ｒt12 ′＝８２ＫΩ，Ｃz1′
＝７００ＰＦである。
【００４５】このような構成（Ｃt ，Ｒt11 ′，
Ｒt12 ′，Ｃz1′）のネットワークインピーダンスのも
とでは、高域の周波数においてコンデンサ（Ｃz1′）６
１のインピーダンスが著しく低下する。仮に高域周波数
１００ＫＨｚのときを想定すると、このＣz1のインピー
ダンスは数ＫΩ程度まで大幅に低下する。そうすると、
ネットワークインピーダンス（Ｒt11 ′，Ｒt12 ′，Ｃ
z1′）はＲt11 のみしか現れなくなり、高域周波数での
該複素インピーダンスは１５ＫΩまで低下する。
Ｒt12 ′，Ｃz1′）のネットワークインピーダンスのも
とでは、高域の周波数においてコンデンサ（Ｃz1′）６
１のインピーダンスが著しく低下する。仮に高域周波数
１００ＫＨｚのときを想定すると、このＣz1のインピー
ダンスは数ＫΩ程度まで大幅に低下する。そうすると、
ネットワークインピーダンス（Ｒt11 ′，Ｒt12 ′，Ｃ
z1′）はＲt11 のみしか現れなくなり、高域周波数での
該複素インピーダンスは１５ＫΩまで低下する。
【００４６】このことは、一般的な６０ＫΩというネッ
トワークインピーダンスの抵抗分に比べ１／４の値であ
り、フィードバック量が４倍にはね上がることを意味す
る。ネットワークインピーダンスの抵抗分が既述の９０
ＫΩの場合と比べてそのフィードバック量は実に６倍に
もはね上がることになる。このようなフィードバック量
の増大により発振等が生じ易くなり、回路動作は極めて
不安定になる。これが上記（iii ）項の問題点である。
トワークインピーダンスの抵抗分に比べ１／４の値であ
り、フィードバック量が４倍にはね上がることを意味す
る。ネットワークインピーダンスの抵抗分が既述の９０
ＫΩの場合と比べてそのフィードバック量は実に６倍に
もはね上がることになる。このようなフィードバック量
の増大により発振等が生じ易くなり、回路動作は極めて
不安定になる。これが上記（iii ）項の問題点である。
【００４７】これは、フィードバック量が例えば４倍に
なったとすると、ボード線図におけるＧａｉｎマージン
を１２ｄＢ低減させることになることからも容易に理解
できる。図１５は第３実施例の着眼点を説明するための
図である。本図に示すごとく、図中左欄のインピーダン
ス回路（図１４の回路２２内）を、同図右欄のごとく、
直列接続された第３の複素終端抵抗（Ｒt13 ′）５３お
よび第２複素終端コンデンサ（Ｃz2′）６２と、該直列
接続の抵抗５３およびコンデンサ６２に対して並列接続
される第４複素終端抵抗（Ｒt14 ′）５４に変換する。
そして上記の直列接続された第３複素終端抵抗５３およ
び第２複素終端コンデンサ６２によって前記の外部終端
インピーダンスとなし、第４複素終端抵抗５４を前記の
内部終端インピーダンスをなす抵抗２４（図１）とする
ものである。
なったとすると、ボード線図におけるＧａｉｎマージン
を１２ｄＢ低減させることになることからも容易に理解
できる。図１５は第３実施例の着眼点を説明するための
図である。本図に示すごとく、図中左欄のインピーダン
ス回路（図１４の回路２２内）を、同図右欄のごとく、
直列接続された第３の複素終端抵抗（Ｒt13 ′）５３お
よび第２複素終端コンデンサ（Ｃz2′）６２と、該直列
接続の抵抗５３およびコンデンサ６２に対して並列接続
される第４複素終端抵抗（Ｒt14 ′）５４に変換する。
そして上記の直列接続された第３複素終端抵抗５３およ
び第２複素終端コンデンサ６２によって前記の外部終端
インピーダンスとなし、第４複素終端抵抗５４を前記の
内部終端インピーダンスをなす抵抗２４（図１）とする
ものである。
【００４８】図１５の左欄から右欄へのインピーダンス
変換は、下記の（１２），（１３）および（１４）式に
示す変換則によりなされる。ただし、この変換則の導出
は通常の算術手法によるものであるからその過程の式に
ついては記載を省略する。 Ｒt14 ′＝Ｒt11 ′＋Ｒt12 ′ （１２） Ｒt13 ′＝（Ｒt11 ′＋Ｒt12 ′）×Ｒt11 ′／Ｒt12 ′ （１３） ＣZ2′＝｛（Ｒt12 ′）2 ／（Ｒt11 ′＋Ｒt12 ′）2 ｝×ＣZ1′（１４） 図１５の右欄に示すＲt14 の部分は従来のＲt に相当す
る部分に充当し（内部終端インピーダンス）、Ｒt13 ′
とＣZ2′の部分を直接、電話回線１１をなすＡ線とＢ線
間に接続する（外部終端インピーダンス）。この場合、
Ｒt14 ′の部分は従来同様、例えば１００倍の値（９７
ＫΩ）が用いられ、他方、Ｒt13 ′とＣ Z2′の部分はＲ
t13 ，ＣZ2として１倍の値が用いられる。つまり、Ｒ
t13 ＝１１７Ω，ＣZ2＝０．０５μＦ程度である。また
Ｒt14 ′＝９７ＫΩというのは、既述の９０ＫΩや６０
ＫΩよりと同程度以上の値でありフィードバック量は少
なくなる。したがって、高域周波数でのフィードバック
量の増大をもたらしたＣZ1′のコンデンサはそのフィー
ドバックループの系外に移設され、安定性の問題は解決
される。
変換は、下記の（１２），（１３）および（１４）式に
示す変換則によりなされる。ただし、この変換則の導出
は通常の算術手法によるものであるからその過程の式に
ついては記載を省略する。 Ｒt14 ′＝Ｒt11 ′＋Ｒt12 ′ （１２） Ｒt13 ′＝（Ｒt11 ′＋Ｒt12 ′）×Ｒt11 ′／Ｒt12 ′ （１３） ＣZ2′＝｛（Ｒt12 ′）2 ／（Ｒt11 ′＋Ｒt12 ′）2 ｝×ＣZ1′（１４） 図１５の右欄に示すＲt14 の部分は従来のＲt に相当す
る部分に充当し（内部終端インピーダンス）、Ｒt13 ′
とＣZ2′の部分を直接、電話回線１１をなすＡ線とＢ線
間に接続する（外部終端インピーダンス）。この場合、
Ｒt14 ′の部分は従来同様、例えば１００倍の値（９７
ＫΩ）が用いられ、他方、Ｒt13 ′とＣ Z2′の部分はＲ
t13 ，ＣZ2として１倍の値が用いられる。つまり、Ｒ
t13 ＝１１７Ω，ＣZ2＝０．０５μＦ程度である。また
Ｒt14 ′＝９７ＫΩというのは、既述の９０ＫΩや６０
ＫΩよりと同程度以上の値でありフィードバック量は少
なくなる。したがって、高域周波数でのフィードバック
量の増大をもたらしたＣZ1′のコンデンサはそのフィー
ドバックループの系外に移設され、安定性の問題は解決
される。
【００４９】図１６は第３実施例に第１実施例を合体さ
せた詳細な実現例を示す図である。第１実施例による利
点と、第３実施例による利点とを享受することができ
る。すなわち、ネットワーク回路２２内のコンデンサ２
３を、直列接続された第１コンデンサ３１および第２コ
ンデンサ３２から構成するとともに、これら第１および
第２コンデンサの中間接続点より、音声送信信号ＴX を
出力するようにする。その他の構成は図１２の構成と全
く同じである。ただし、電話回線１１の線間に外部終端
インピーダンスとしてのＣZ2＋Ｒt14 が接続される。
せた詳細な実現例を示す図である。第１実施例による利
点と、第３実施例による利点とを享受することができ
る。すなわち、ネットワーク回路２２内のコンデンサ２
３を、直列接続された第１コンデンサ３１および第２コ
ンデンサ３２から構成するとともに、これら第１および
第２コンデンサの中間接続点より、音声送信信号ＴX を
出力するようにする。その他の構成は図１２の構成と全
く同じである。ただし、電話回線１１の線間に外部終端
インピーダンスとしてのＣZ2＋Ｒt14 が接続される。
【００５０】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、既
述した、周波数特性についての各種の問題点を、個別に
または同時にあるいは任意に組み合せて解消することが
できる。
述した、周波数特性についての各種の問題点を、個別に
または同時にあるいは任意に組み合せて解消することが
できる。
【図１】本発明の原理構成を示す図である。
【図２】本発明に基づく第１実施例を示す図である。
【図３】図１８に示すＳＤ交換機のもとでのＬｏｓｓ−
周波数特性を示すグラフである。
周波数特性を示すグラフである。
【図４】電子化加入者回路を有する交換機のもとでのＬ
ｏｓｓ−周波数特性を示すグラフである。
ｏｓｓ−周波数特性を示すグラフである。
【図５】図２においてＣt1＝Ｃt2としたときの等価回路
図である。
図である。
【図６】第１実施例の詳細な実現例を示す図である。
【図７】本発明に基づく第２実施例を示す図である。
【図８】フィードバックの一巡の特性を示すグラフであ
る。
る。
【図９】一般的な電子回路のＧａｉｎ特性を示すグラフ
である。
である。
【図１０】一次のローパスフィルタを等価的に表す図で
ある。
ある。
【図１１】第２実施例（図７）の効果を説明するための
図である。
図である。
【図１２】第１実施例を第２実施例に合体させた詳細な
実現回路を示す図である。
実現回路を示す図である。
【図１３】本発明に基づく第３実施例を示す図である。
【図１４】第３実施例に至る前の回路構成を示す図であ
る。
る。
【図１５】第３実施例の着眼点を説明するための図であ
る。
る。
【図１６】第３実施例に第１実施例を合体させた詳細な
実現回路を示す図である。
実現回路を示す図である。
【図１７】従来の典型的な電話交換機システムの構成を
示す図である。
示す図である。
【図１８】図１７の構成を等価回路で表す図である。
１１…電話回線 １２…電話端末 １３…加入者回路 １４…音声送信・受信回路 ２１…差動増幅器 ２２…ネットワーク回路 ２３…コンデンサ ２４…抵抗 ２５…入力点 ２６…電流源 ３１…第１コンデンサ ３２…第２コンデンサ ４１…第１抵抗 ４２…第２抵抗 ５１…第１複素終端抵抗 ５２…第２複素終端抵抗 ５３…第３複素終端抵抗 ５４…第４複素終端抵抗 ６１…第１複素終端コンデンサ ６２…第２複素終端コンデンサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 簑原 和之 神奈川県横浜市港北区新横浜３−９−18 富士通コミュニケーション・システムズ株 式会社内 (72)発明者 今井 義伸 神奈川県横浜市港北区新横浜３−９−18 富士通コミュニケーション・システムズ株 式会社内 (72)発明者 西岡 剛司 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内
Claims (12)
- 【請求項１】 一端に電話端末が接続される電話回線
（１１）の他端に接続され、四線側音声送信・受信回路
（１４）に音声送信信号を出力する差動増幅器（２１）
を含んでなる加入者回路（１３）に付加され、二線の前
記電話回線の前記他端を終端する二線終端インピーダン
スを生成するための二線終端インピーダンス生成回路で
あって、 直列接続されたコンデンサ（２３）および抵抗（２４）
を含んでなり、前記電話回線の線間電圧を入力とする前
記差動増幅器からの出力電圧を出力電流に変換する電圧
／電流変換用のネットワーク回路（２２）と、 前記ネットワーク回路から電圧／電流変換後の前記出力
電流を流入せしめる、低インピーダンスの入力点（２
５）と、 前記線間電圧の入力点である電話回線に、前記入力点に
流入した前記出力電流を増幅し供給する一対の電流源
（２６）と、から構成され、かつ、 前記ネットワーク回路内の前記コンデンサを、直列接続
された第１コンデンサ（３１）および第２コンデンサ
（３２）から構成するとともに、これら第１および第２
コンデンサの中間接続点より、前記音声送信信号を出力
することを特徴とする加入者回路の二線終端インピーダ
ンス生成回路。 - 【請求項２】 前記第１コンデンサ（３１）の容量値
と、前記第２コンデンサ（３２）の容量値とを調整し
て、前記音声送信信号の低域における周波数特性を任意
に設定する請求項１に記載の二線終端インピーダンス生
成回路。 - 【請求項３】 前記第１コンデンサ（３１）の容量値
と、前記第２コンデンサ（３２）の容量値の直列合成値
を、前記二線終端インピーダンスの容量成分の値と等価
にする請求項２に記載の二線終端インピーダンス生成回
路。 - 【請求項４】 前記第１コンデンサ（３１）の容量値
と、前記第２コンデンサ（３２）の容量値とを等しく
し、前記音声送信信号の周波数特性を全周波数にわたり
平坦にする請求項２に記載の二線終端インピーダンス生
成回路。 - 【請求項５】 一端に電話端末が接続される電話回線
（１１）の他端に接続され、四線側音声送信・受信回路
（１４）に音声送信信号を出力する差動増幅器（２１）
を含んでなる加入者回路（１３）に付加され、二線の前
記電話回線の前記他端を終端する二線終端インピーダン
スを生成するための二線終端インピーダンス生成回路で
あって、 直列接続されたコンデンサ（２３）および抵抗（２４）
を含んでなり、前記電話回線の線間電圧を入力とする前
記差動増幅器からの出力電圧を出力電流に変換する電圧
／電流変換用のネットワーク回路（２２）と、 前記ネットワーク回路から電圧／電流変換後の前記出力
電流を流入せしめる、低インピーダンスの入力点（２
５）と、 前記線間電圧の入力点である電話回線に、前記入力点に
流入した前記出力電流を増幅し供給する一対の電流源
（２６）と、から構成され、かつ、 前記ネットワーク回路内の前記抵抗（２４）を、直列接
続された第１抵抗（４１）および第２抵抗（４２）から
構成し、さらに、該第１および第２抵抗の中間接続点
と、グランドとの間に接続される高域バイパスコンデン
サ（４３）を設けることを特徴とする加入者回路の二線
終端インピーダンス生成回路。 - 【請求項６】 前記第１抵抗（４１）の値および第２抵
抗（４２）の値と、前記高域バイパスコンデンサ（４
３）の値より定まる時定数と、前記差動増幅器（２１）
および前記電流源（２６）が有する時定数とを等価に
し、二線終端インピーダンスの周波数特性を高域まで平
坦にする請求項５に記載の二線終端インピーダンス生成
回路。 - 【請求項７】 前記第１抵抗（４１）の値および前記第
２抵抗（４２）の値と、前記高域バイパスコンデンサ
（４３）の値より定まる時定数と、前記差動増幅器（２
１）および前記電流源（２６）が有する時定数より大き
く設定して、前記ネットワーク回路（２２）から前記電
流源（２６）に至る高域でのフィードバック量を低減す
る請求項５に記載の二線終端インピーダンス生成回路。 - 【請求項８】 一端に電話端末が接続される電話回線
（１１）の他端に接続され、四線側音声送信・受信回路
（１４）に音声送信信号を出力する差動増幅器（２１）
を含んでなる加入者回路（１３）に付加され、二線の前
記電話回線の前記他端を終端する二線終端インピーダン
スを生成するための二線終端インピーダンス生成回路で
あって、 直列接続されたコンデンサ（２３）および抵抗（２４）
を含んでなり、前記電話回線の線間電圧を入力とする前
記差動増幅器からの出力電流に変換する電圧／電流変換
用のネットワーク回路（２２）と、 前記ネットワーク回路から電圧／電流変換後の前記出力
電流を流入せしめる、低インピーダンスの入力点（２
５）と、 前記線間電圧の入力点である電話回線に、前記入力点に
流入した前記出力電流を増幅し供給する一対の電流源
（２６）と、から構成され、かつ、 前記二線終端インピーダンスを、前記ネットワーク回路
により形成される内部終端インピーダンスと、二線の前
記電話回線の線間に直接接続される外部終端インピーダ
ンスとの合成によって生成することを特徴とする加入者
回路の二線終端インピーダンス生成回路。 - 【請求項９】 前記ネットワーク回路（２２）内の前記
抵抗（２４）が、二線複素終端インピーダンスを実現す
るための直列接続された第１複素終端抵抗（５１）およ
び第２複素終端抵抗（５２）と該第２複素終端抵抗に並
列接続された第１複素終端コンデンサ（６１）とからな
る等価回路により表される場合、該等価回路を、直列接
続された第３複素終端抵抗（５３）および第２複素終端
コンデンサ（６２）と、該直列接続の抵抗（５３）およ
びコンデンサ（６２）に対して並列接続される第４複素
終端抵抗（６４）とに変換し、前記直列接続された第３
複素終端抵抗（５３）および第２複素終端コンデンサ
（６２）によって前記外部終端インピーダンスとなし、
前記第４複素終端抵抗を前記内部終端インピーダンスを
なす前記抵抗（２４）とする請求項８に記載の二線終端
インピーダンス生成回路。 - 【請求項１０】 前記ネットワーク回路内の前記コンデ
ンサを、直列接続された第１コンデンサ（３１）および
第２コンデンサ（３２）から構成するとともに、これら
第１および第２コンデンサの中間接続点より、前記音声
送信信号を出力する請求項９に記載の二線終端インピー
ダンス生成回路。 - 【請求項１１】 前記第４複素終端抵抗（５４）を、直
列接続された第１抵抗（４１）および第２抵抗（４２）
から構成し、さらに、該第１および第２抵抗の中間接続
点と、グランドとの間に接続される高域バイパスコンデ
ンサ（４３）を設ける請求項９に記載の二線終端インピ
ーダンス生成回路。 - 【請求項１２】 一端に電話端末が接続される電話回線
（１１）の他端に接続され、四線側音声送信・受信回路
（１４）に音声送信信号を出力する差動増幅器（２１）
を含んでなる加入者回路（１３）に付加され、二線の前
記電話回線の前記他端を終端する二線終端インピーダン
スを生成するための二線終端インピーダンス生成回路で
あって、 直列接続されたコンデンサ（２３）および抵抗（２４）
を含んでなり、前記電話回線の線間電圧を入力とする前
記差動増幅器からの出力電流に変換する電圧／電流変換
用のネットワーク回路（２２）と、 前記ネットワーク回路から電圧／電流変換後の前記出力
電流を流入せしめる、低インピーダンスの入力点（２
５）と、 前記線間電圧の入力点である電話回線に、前記入力点に
流入した前記出力電流を増幅し供給する一対の電流源
（２６）と、から構成され、かつ、 前記ネットワーク回路内の前記コンデンサを、直列接続
された第１コンデンサ（３１）および第２コンデンサ
（３２）から構成するとともに、これら第１および第２
コンデンサの中間接続点より、前記音声送信信号を出力
するようにし、さらに、 前記ネットワーク回路内の前記抵抗（２４）を、直列接
続された第１抵抗（４１）および第２抵抗（４２）から
構成し、さらに、該第１および第２抵抗の中間接続点
と、グランドとの間に接続される高域バイパスコンデン
サ（４３）を設けることを特徴とする加入者回路の二線
終端インピーダンス生成回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5214605A JPH0767149A (ja) | 1993-08-30 | 1993-08-30 | 加入者回路の二線終端インピーダンス生成回路 |
| US08/189,412 US5402485A (en) | 1993-08-30 | 1994-01-31 | Two-wire termination impedance generation circuit of subscriber circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5214605A JPH0767149A (ja) | 1993-08-30 | 1993-08-30 | 加入者回路の二線終端インピーダンス生成回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0767149A true JPH0767149A (ja) | 1995-03-10 |
Family
ID=16658487
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5214605A Withdrawn JPH0767149A (ja) | 1993-08-30 | 1993-08-30 | 加入者回路の二線終端インピーダンス生成回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5402485A (ja) |
| JP (1) | JPH0767149A (ja) |
Families Citing this family (17)
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|---|---|---|---|---|
| ATE187029T1 (de) * | 1993-09-02 | 1999-12-15 | Siemens Ag | Schaltungsanordnung zur erzeugung einer variablen leitungsabschlussimpedanz |
| US5515434A (en) * | 1994-06-29 | 1996-05-07 | Harris Corp | Impedance setting circuit for a SLIC |
| US5822426A (en) * | 1995-06-06 | 1998-10-13 | International Business Machines Corporation | Balanced hybrid circuit |
| US5715408A (en) * | 1996-04-19 | 1998-02-03 | Cadence Design System, Inc. | Interconnect termination for high speed circuits |
| SE511825C2 (sv) * | 1998-03-31 | 1999-12-06 | Ericsson Telefon Ab L M | Förfarande och anordning i en analog linjekrets |
| FI110834B (fi) * | 1998-05-11 | 2003-03-31 | Tellabs Oy | Kytkentä ja menetelmä puhelinkoneen simuloimiseksi |
| US7577205B1 (en) * | 2004-02-13 | 2009-08-18 | Ikanos Communications, Inc. | Return-loss compliant DSL modem line interface unit with complex termination |
| US7145359B2 (en) * | 2004-06-28 | 2006-12-05 | Silicon Laboratories Inc. | Multiple signal format output buffer |
| US7352207B2 (en) * | 2005-09-30 | 2008-04-01 | Silicon Laboratories Inc. | Output driver with common mode feedback |
| US7957522B2 (en) * | 2006-03-06 | 2011-06-07 | Winbond Electronics Corporation | Programmable plain old telephone line impedance matching circuits |
| US7508235B2 (en) * | 2006-06-07 | 2009-03-24 | Silicon Laboratories Inc. | Differential line termination technique |
| US7999523B1 (en) | 2008-08-29 | 2011-08-16 | Silicon Laboratories Inc. | Driver with improved power supply rejection |
| US20100117703A1 (en) * | 2008-11-13 | 2010-05-13 | Zhipeng Zhu | Multi-mode single-ended cmos input buffer |
| US8461880B2 (en) * | 2009-04-02 | 2013-06-11 | Silicon Labs Spectra, Inc. | Buffer with an output swing created using an over-supply voltage |
| GB201507495D0 (en) * | 2015-04-30 | 2015-06-17 | Cooper Technologies Co | Bus network terminator |
| JP2017046128A (ja) * | 2015-08-26 | 2017-03-02 | 株式会社沖データ | 通信装置 |
| US10333742B1 (en) * | 2018-03-15 | 2019-06-25 | Linear Technology Holding Llc | Termination for wire pair carrying DC and differential signals using isolation transformer with split primary and secondary windings |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4387273A (en) * | 1980-08-25 | 1983-06-07 | International Telephone And Telegraph Corporation | Subscriber line interface circuit with impedance synthesizer |
| JPH0834605B2 (ja) * | 1983-11-30 | 1996-03-29 | 日本電気株式会社 | 加入者回路 |
| US4993063A (en) * | 1987-03-03 | 1991-02-12 | Kiko Frederick J | Channel unit interface circuit |
| US5020101A (en) * | 1989-04-10 | 1991-05-28 | Gregory R. Brotz | Musicians telephone interface |
-
1993
- 1993-08-30 JP JP5214605A patent/JPH0767149A/ja not_active Withdrawn
-
1994
- 1994-01-31 US US08/189,412 patent/US5402485A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5402485A (en) | 1995-03-28 |
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| Date | Code | Title | Description |
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| A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20001031 |