JPS61257021A - 位相同期回路 - Google Patents
位相同期回路Info
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- JPS61257021A JPS61257021A JP60099029A JP9902985A JPS61257021A JP S61257021 A JPS61257021 A JP S61257021A JP 60099029 A JP60099029 A JP 60099029A JP 9902985 A JP9902985 A JP 9902985A JP S61257021 A JPS61257021 A JP S61257021A
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- Japan
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- phase
- phase difference
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- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は、第１の信号と位相制御可能な第２の信号との
位相差を検出して第２の信号の位相を制御する位相同期
回路に関する。
位相差を検出して第２の信号の位相を制御する位相同期
回路に関する。
位相同期回路、すなわちＰＬＬ （フェーズロックドル
ープ）は、例えば通信分野において同期検波に用いられ
るキャリアの再生や、クロックの再生等に広く使用され
ている。位相同期回路はよく知られているように、位相
比較器、ループフィルタ（平滑化回路）およびＶＣＯ（
電圧制御発振器）を主たる要素として構成され、位相比
較器で入力信号とＶＣＯの出力信号との位相差を検出し
、ループフィルタでこの位相差の信号に含まれる雑音成
分を除去した後、ＶＣＯに制御信号として与えることに
より、ｖＣＯの出力信号の位相を入力信号に同期させる
ものである。
ープ）は、例えば通信分野において同期検波に用いられ
るキャリアの再生や、クロックの再生等に広く使用され
ている。位相同期回路はよく知られているように、位相
比較器、ループフィルタ（平滑化回路）およびＶＣＯ（
電圧制御発振器）を主たる要素として構成され、位相比
較器で入力信号とＶＣＯの出力信号との位相差を検出し
、ループフィルタでこの位相差の信号に含まれる雑音成
分を除去した後、ＶＣＯに制御信号として与えることに
より、ｖＣＯの出力信号の位相を入力信号に同期させる
ものである。
このような位相同期回路においては、特に位相比較器に
よって全体の特性が大きく左右される。
よって全体の特性が大きく左右される。
位相比較器としては従来より第８図の実線８１に示すよ
うな鋸歯状波状の位相比較特性を持ったものが多く使用
されている。すなわち、入力信号とＶＣＯの出力信号と
の位相差の変化に対して位相比較器から同図の実線８１
で示されるような振幅変化を持つ信号が出力され、これ
がループフィルタにより同図の破１８２で示すように平
滑化されて雑音成分が除去され、ｖＣＯの１ＩｌｌＩＩ
Ｉｌｌ信号入力となる。
うな鋸歯状波状の位相比較特性を持ったものが多く使用
されている。すなわち、入力信号とＶＣＯの出力信号と
の位相差の変化に対して位相比較器から同図の実線８１
で示されるような振幅変化を持つ信号が出力され、これ
がループフィルタにより同図の破１８２で示すように平
滑化されて雑音成分が除去され、ｖＣＯの１ＩｌｌＩＩ
Ｉｌｌ信号入力となる。
しかしながら、このような位相比較特性の位相比較器を
用いた場合には、耐雑音特性の面で問題がある。今、位
相比較器に対してＶＣｏの出力信号に対してπ−Δθ（
０＜Δθ（π）なる位相差を持つ入力信号が位相同期回
路に入力された場合を考える。入力信号に雑音等の影響
により含まれている位相ジッタの大きさがＪ（Δθであ
るならば、位相比較器の出力信号ＥはＥ＃ａとなる。と
ころが、Ｊ〉Δθとなると信号ＥはＥ４±ａとなってそ
の不連続点、すなわち第８図の位相比較特性８１上の不
安定点８３を通ってレベルａとレベル−ａとの間を往復
するため、これを平滑化したループフィルタの出力であ
る制御信号ＣはＣ岬Ｏとなってしまう。この状態ではｖ
ＣＯの出力信号位相を入力信号位相に近づくように制御
できないばかりでなく、時としてハングアップと称され
る誤った位相でロックした状態となってしまう場合があ
る。
用いた場合には、耐雑音特性の面で問題がある。今、位
相比較器に対してＶＣｏの出力信号に対してπ−Δθ（
０＜Δθ（π）なる位相差を持つ入力信号が位相同期回
路に入力された場合を考える。入力信号に雑音等の影響
により含まれている位相ジッタの大きさがＪ（Δθであ
るならば、位相比較器の出力信号ＥはＥ＃ａとなる。と
ころが、Ｊ〉Δθとなると信号ＥはＥ４±ａとなってそ
の不連続点、すなわち第８図の位相比較特性８１上の不
安定点８３を通ってレベルａとレベル−ａとの間を往復
するため、これを平滑化したループフィルタの出力であ
る制御信号ＣはＣ岬Ｏとなってしまう。この状態ではｖ
ＣＯの出力信号位相を入力信号位相に近づくように制御
できないばかりでなく、時としてハングアップと称され
る誤った位相でロックした状態となってしまう場合があ
る。
本発明の目的は、第１の信号に対して位相制御可能な第
２の信号の位相を同期させるに際し、第１の信号に大き
な位相ジッタが含まれている場合でも第２の信号を適確
な制御して位相同期を確立できる位相同期回路を提供す
ることにある。
２の信号の位相を同期させるに際し、第１の信号に大き
な位相ジッタが含まれている場合でも第２の信号を適確
な制御して位相同期を確立できる位相同期回路を提供す
ることにある。
（発明の概要〕
本発明はこの目的を達成するため、第１の信号と電圧制
御発振器等からの位相制御可能な第２の信号との位相比
較手段として、両信号の位相差の極性および大きさに対
応した極性の信号を出力する第１の位相比較手段と、こ
の第１の位相比較手段の出力信号の不連続点に対応した
点で連続した振幅特性を有し、前記第１の信号と第２の
信号との位相差の大きさに対応した振幅の信号を出力す
る第２の位相比較手段を設ける。そして、これら第１お
よび第２の位相比較手段の出力信号を第１および第２の
平滑化手段でそれぞれ平滑化した後、制御信号発生手段
に供給する。制御信号発生手段では、第１の平滑化手段
の出力信号の少なくとも極性情報と、第２の平滑化手段
の出力信号の振幅情報とを組合わせて第２の信号の位相
を制御する制御信号を発生する。
御発振器等からの位相制御可能な第２の信号との位相比
較手段として、両信号の位相差の極性および大きさに対
応した極性の信号を出力する第１の位相比較手段と、こ
の第１の位相比較手段の出力信号の不連続点に対応した
点で連続した振幅特性を有し、前記第１の信号と第２の
信号との位相差の大きさに対応した振幅の信号を出力す
る第２の位相比較手段を設ける。そして、これら第１お
よび第２の位相比較手段の出力信号を第１および第２の
平滑化手段でそれぞれ平滑化した後、制御信号発生手段
に供給する。制御信号発生手段では、第１の平滑化手段
の出力信号の少なくとも極性情報と、第２の平滑化手段
の出力信号の振幅情報とを組合わせて第２の信号の位相
を制御する制御信号を発生する。
さらに具体的には、例えば第１の位相比較手段としては
第１の信号と第２の信号との位相差の変化に対して、振
幅が該位相差零の点で零レベルとなり、かつ該位相差が
±πの点で不連続となる信号を出力するものが使用され
、第２の位相比較手段は該位相差の変化に対して、振幅
が該位相差零の点で零レベルとなり、かつ該位相差が±
πの点で極大または極小となる信号を出力するものが使
用される。その場合、制御信号発生手段は該位相差の領
域判定を行ない、該位相差が−π〜−π／２、π／２〜
πの領域にあるときは第１の平滑化手段の出力信号の極
性情報と第２の平滑化手段の出力信号の振幅情報とを組
合わせて制御信号を発生し、該位相差が−π／２〜π／
２の領域にあるときは第１、の平滑化手段の出力信号の
極性情報および振幅情報の両方を用いるか、または第１
の平滑化手段の出力信号の極性情報と第２の平滑化手段
の出力信号の振幅情報を組合わせて制御信号を発生する
。
第１の信号と第２の信号との位相差の変化に対して、振
幅が該位相差零の点で零レベルとなり、かつ該位相差が
±πの点で不連続となる信号を出力するものが使用され
、第２の位相比較手段は該位相差の変化に対して、振幅
が該位相差零の点で零レベルとなり、かつ該位相差が±
πの点で極大または極小となる信号を出力するものが使
用される。その場合、制御信号発生手段は該位相差の領
域判定を行ない、該位相差が−π〜−π／２、π／２〜
πの領域にあるときは第１の平滑化手段の出力信号の極
性情報と第２の平滑化手段の出力信号の振幅情報とを組
合わせて制御信号を発生し、該位相差が−π／２〜π／
２の領域にあるときは第１、の平滑化手段の出力信号の
極性情報および振幅情報の両方を用いるか、または第１
の平滑化手段の出力信号の極性情報と第２の平滑化手段
の出力信号の振幅情報を組合わせて制御信号を発生する
。
本発明によれば、第１および第２の信号間の位゛相差に
対して、極性検出機能に優れた第１の位相比較手段およ
び第１の平滑化手段による位相制御特性と、振幅検出の
連続性に優れた第２の位相比較手段および第２の平滑化
手段により位相制御特性とを組合わせた制御特性が得ら
れるため、全体の位相制御特性としては例えば第１の位
相比較手段の位相比較特性における不安定点、すなわち
第１の位相比較手段の出力信号の不連続点においても有
限の振幅値を持つ制御信号が得られる。
対して、極性検出機能に優れた第１の位相比較手段およ
び第１の平滑化手段による位相制御特性と、振幅検出の
連続性に優れた第２の位相比較手段および第２の平滑化
手段により位相制御特性とを組合わせた制御特性が得ら
れるため、全体の位相制御特性としては例えば第１の位
相比較手段の位相比較特性における不安定点、すなわち
第１の位相比較手段の出力信号の不連続点においても有
限の振幅値を持つ制御信号が得られる。
従って・第１の信号に対して第２の信号の位相が同期し
ていない状態で第１の信号に雑音により大きな位相ジッ
タが生じたような場合でも、第１の位相比較手段の不安
定点の存在に起因する位相制御特性の劣化がなく、第２
の信号の位相を第１の信号の位相に追従させ、またハン
グアップのような現象を起こすことなく、位相同期を正
しく確立させることが可能である。すなわち、耐雑音特
性に優れた位相同期回路を実現することができる。
ていない状態で第１の信号に雑音により大きな位相ジッ
タが生じたような場合でも、第１の位相比較手段の不安
定点の存在に起因する位相制御特性の劣化がなく、第２
の信号の位相を第１の信号の位相に追従させ、またハン
グアップのような現象を起こすことなく、位相同期を正
しく確立させることが可能である。すなわち、耐雑音特
性に優れた位相同期回路を実現することができる。
（発明の実施例〕
第１図に本発明の一実施例に係る位相同期回路の構成を
示す。同図において、入力端子１には第１の信＠第１と
して例えば位相変調１周波数変調その他の方式により変
調された変調信号が入力される。この第１の信号第１は
第１．第２の位相比較器３．４に与えられ、電圧制御発
振器（ＶＣＯ）２からの位相制御可能な第２の信号１２
と位相比較される。第１．第２の位相比較器３，４の出
力信号は平滑化手段としてのループフィルタ５．６でそ
れぞれ平滑化されて雑音成分が除去された後、制御信号
発生回路７に供給される。Ｉ！ｉＪ ＩＩＩ信号発生回
路７はループフィルタ５，６の出力信号を後述のように
して合成し、ＶＣＯ２を制御するための制御信号１３を
発生する。
示す。同図において、入力端子１には第１の信＠第１と
して例えば位相変調１周波数変調その他の方式により変
調された変調信号が入力される。この第１の信号第１は
第１．第２の位相比較器３．４に与えられ、電圧制御発
振器（ＶＣＯ）２からの位相制御可能な第２の信号１２
と位相比較される。第１．第２の位相比較器３，４の出
力信号は平滑化手段としてのループフィルタ５．６でそ
れぞれ平滑化されて雑音成分が除去された後、制御信号
発生回路７に供給される。Ｉ！ｉＪ ＩＩＩ信号発生回
路７はループフィルタ５，６の出力信号を後述のように
して合成し、ＶＣＯ２を制御するための制御信号１３を
発生する。
第１図の各部について詳細に説明すると、まず第１の位
相比較器３は例えば従来の位相同期回路で一般に使用さ
れている位相比較器と同様、第２図の実線２１で示すよ
うな鋸歯状波状の位相比較特性を有する。すなわち、第
１の位相比較器３の出力信号は信号第１．１２＠の位相
差φの変化に対してφが零の点で振幅が零レベルとなり
、φが一π〜πの領域では振幅が直線的に変化してその
極性もφの極性に対応して正負に変化し、ざらにφが±
πの点で振幅が不連続となる。
相比較器３は例えば従来の位相同期回路で一般に使用さ
れている位相比較器と同様、第２図の実線２１で示すよ
うな鋸歯状波状の位相比較特性を有する。すなわち、第
１の位相比較器３の出力信号は信号第１．１２＠の位相
差φの変化に対してφが零の点で振幅が零レベルとなり
、φが一π〜πの領域では振幅が直線的に変化してその
極性もφの極性に対応して正負に変化し、ざらにφが±
πの点で振幅が不連続となる。
一方、第２の位相比較器４は第３図の実線３１に示すよ
うな三角波状の位相比較特性を有する。
うな三角波状の位相比較特性を有する。
すなわち、第２の位相比較器４の出力信号は位相差φの
変化に対してφが零の点では同様に振幅が零レベルとな
るが、φが−π〜πの領域ではφの大きさに対応して振
幅のみが直線的に変化する。
変化に対してφが零の点では同様に振幅が零レベルとな
るが、φが−π〜πの領域ではφの大きさに対応して振
幅のみが直線的に変化する。
従って、第１の位相比較器３とは異なり、位相差φが±
πの点では振幅は極大となり、その前後で連続する。
πの点では振幅は極大となり、その前後で連続する。
このような位相比較特性を持つ第１．第２の位相比較器
３，４は、具体的には例えば信号第１゜１２が２値パタ
ーンの場合、第４図に示すような構成によって実現でき
る。すなわち、第１の位相比較器３は排他的論理和回路
４１で構成される。
３，４は、具体的には例えば信号第１゜１２が２値パタ
ーンの場合、第４図に示すような構成によって実現でき
る。すなわち、第１の位相比較器３は排他的論理和回路
４１で構成される。
また、第２の位相比較器４は排他的論理和回路４１と、
Ｄ形フリップフロップ４２と、排他的論理和回路４１の
出力を反転するインバータ４３と、フリップフロップ４
２のＱ出力により排他的論理和回路４１の出力とインバ
ータ４３の出力とを切換えて取出す切換回路４４とによ
り構成される。
Ｄ形フリップフロップ４２と、排他的論理和回路４１の
出力を反転するインバータ４３と、フリップフロップ４
２のＱ出力により排他的論理和回路４１の出力とインバ
ータ４３の出力とを切換えて取出す切換回路４４とによ
り構成される。
このような位相比較器３．４の個々の構成は公知である
。但し、本実施例においては排他的論理和回路４７をＩ
ｌｌ、第２の位相比較Ｂ３，４に共用している。
。但し、本実施例においては排他的論理和回路４７をＩ
ｌｌ、第２の位相比較Ｂ３，４に共用している。
第１．第２の位相比較器３，４の出力信号はループフィ
ルタ５，６によりそれぞれ第２図、第３図の破線２２．
３２で示すように平滑化された模、制御信号°発生回路
７に供給される。ここで、第２図のループフィルタ５の
出力特性２２を見ると、信号第１．１２間の位相差φが
一π〜π／２の領域Ａと、φがπ／２〜πの領域りでは
、φの変化に対する直線性が著しく劣化する。すなわち
、雑音（位相ジッタ）による劣化が非常に大きい。これ
に対し、第３図のループフィルタ６の出力特性３２を見
ると、領域Ａ、Ｄではφの変化に対して直線性が良く、
雑音による劣化は非常に少ない。
ルタ５，６によりそれぞれ第２図、第３図の破線２２．
３２で示すように平滑化された模、制御信号°発生回路
７に供給される。ここで、第２図のループフィルタ５の
出力特性２２を見ると、信号第１．１２間の位相差φが
一π〜π／２の領域Ａと、φがπ／２〜πの領域りでは
、φの変化に対する直線性が著しく劣化する。すなわち
、雑音（位相ジッタ）による劣化が非常に大きい。これ
に対し、第３図のループフィルタ６の出力特性３２を見
ると、領域Ａ、Ｄではφの変化に対して直線性が良く、
雑音による劣化は非常に少ない。
また、第１のループフィルタ５の出力特性２２は領域Ａ
、Ｄにおいて雑音の劣化が大きい反面、位相差φの極性
、つまり信号第１．１２間の位相の進み、遅れの関係に
よってその極性が変化するので、領域Ａおよびφが一π
／２〜０の領域Ｂと、φが０〜π／２の領域Ｃおよび領
域りとを判別できるのに対し、第２のループフィルタ６
の出力特性３２は位相差φの極性に関係な（常に正の値
であるため、領域Ａ、Ｂと領域Ｃ，Ｄとを判別すること
はできない。
、Ｄにおいて雑音の劣化が大きい反面、位相差φの極性
、つまり信号第１．１２間の位相の進み、遅れの関係に
よってその極性が変化するので、領域Ａおよびφが一π
／２〜０の領域Ｂと、φが０〜π／２の領域Ｃおよび領
域りとを判別できるのに対し、第２のループフィルタ６
の出力特性３２は位相差φの極性に関係な（常に正の値
であるため、領域Ａ、Ｂと領域Ｃ，Ｄとを判別すること
はできない。
従って、制御信号発生回路７において、これら第１．第
２のループフィルタ５，６の出力特性２２．３２の双方
の長所のみを利用して制御信号１３を生成すれば、従来
よりはるかに雑音による劣化の少ない制御信号を得るこ
とができる。すなわち、領域Ａ、Ｄにおいては第２のル
ープフィルタ６の出力の振幅に第１のループフィルタ５
の出力信号の極性を乗じたものを制御信号１３とし、領
域Ｂ、Ｃにおいては第１のループフィルタ５の出力信号
をそのまま制御信号１３とすることにより、耐雑音特性
を格段に向上させることができる。
２のループフィルタ５，６の出力特性２２．３２の双方
の長所のみを利用して制御信号１３を生成すれば、従来
よりはるかに雑音による劣化の少ない制御信号を得るこ
とができる。すなわち、領域Ａ、Ｄにおいては第２のル
ープフィルタ６の出力の振幅に第１のループフィルタ５
の出力信号の極性を乗じたものを制御信号１３とし、領
域Ｂ、Ｃにおいては第１のループフィルタ５の出力信号
をそのまま制御信号１３とすることにより、耐雑音特性
を格段に向上させることができる。
第５図に制御信号発生回路７の具体的な構成例を示す。
極性判定回路５１は第１のループフィルタ５の出力信号
の極性を判定し、正極性であれば＋１．負極性であれば
−１の極性判定信号を出力する。この極性判定信号は乗
算器５３に入力され、第２のループフィルタ６の出力信
号と乗じられる。
の極性を判定し、正極性であれば＋１．負極性であれば
−１の極性判定信号を出力する。この極性判定信号は乗
算器５３に入力され、第２のループフィルタ６の出力信
号と乗じられる。
一方、レベル判定回路５２は第２のループフィルタ６の
出力信号のレベルをａ／２を閾値として判定し、ａ／２
以上であれば＋１．ａ／２未満であれば−１のレベル判
定信号を出力する。
出力信号のレベルをａ／２を閾値として判定し、ａ／２
以上であれば＋１．ａ／２未満であれば−１のレベル判
定信号を出力する。
領域判定回路５４はこれら極性判定信号およびレベル判
定信号から、信号第１．１２間の位相差φがＡ−Ｄのど
の領域あるかを判定する回路であり、極性判定信号が−
１で、かつレベル判定信号が＋１であれば領域Ａ２極性
判定信号が−１で、かつレベル判定信号が−１であれば
領域Ｂ、極性判定信号が＋１で、かつレベル判定信号が
−１であれば領域Ｃ２極性判定信号が＋１で、かつレベ
ル判定信号が＋１であれば領域りと判定し、その判定結
果が領域Ａ、Ｄの場合は例えば＋１．領域Ｂ、Ｃの場合
は−１の信号を切換回路５５へ供給する。この結果、切
換え回路５５ではφが領域Ａ。
定信号から、信号第１．１２間の位相差φがＡ−Ｄのど
の領域あるかを判定する回路であり、極性判定信号が−
１で、かつレベル判定信号が＋１であれば領域Ａ２極性
判定信号が−１で、かつレベル判定信号が−１であれば
領域Ｂ、極性判定信号が＋１で、かつレベル判定信号が
−１であれば領域Ｃ２極性判定信号が＋１で、かつレベ
ル判定信号が＋１であれば領域りと判定し、その判定結
果が領域Ａ、Ｄの場合は例えば＋１．領域Ｂ、Ｃの場合
は−１の信号を切換回路５５へ供給する。この結果、切
換え回路５５ではφが領域Ａ。
Ｄにあるときは乗算器５３の出力信号を制御信号として
出力し、φが領域Ｂ、Ｃにあるときは第１のループフィ
ルタ５の出力信号を制御信号１３として出力する。
出力し、φが領域Ｂ、Ｃにあるときは第１のループフィ
ルタ５の出力信号を制御信号１３として出力する。
このようにして得られる制御信号１３の対位相差φの特
性を第６図の実線６１に示す。破線６２で示したのが雑
音のない理想状態における制御信号の対位相差φの特性
である。これから明らかなように高雑音領域、すなわち
位相差φが比較的大きい領域において、第８図の破線８
２に示した従来の位相同期回路における制御信号に比べ
、はるかに特性劣化が少なくなっていることが理解され
よう。
性を第６図の実線６１に示す。破線６２で示したのが雑
音のない理想状態における制御信号の対位相差φの特性
である。これから明らかなように高雑音領域、すなわち
位相差φが比較的大きい領域において、第８図の破線８
２に示した従来の位相同期回路における制御信号に比べ
、はるかに特性劣化が少なくなっていることが理解され
よう。
第７図は本発明の他の実施例を示すもので、ループフィ
ルタ５．６の出力信号をＡ／Ｄ変換器９゜１０でディジ
タル化してから制御信号発生回路７へ入力している。こ
の場合、制御信号発生回路７はディジタル信号処理によ
って前述と同様の制御信号を生成することになる。
ルタ５．６の出力信号をＡ／Ｄ変換器９゜１０でディジ
タル化してから制御信号発生回路７へ入力している。こ
の場合、制御信号発生回路７はディジタル信号処理によ
って前述と同様の制御信号を生成することになる。
なお、本発明は上記した実施例に限定されるものではな
く、例えば実施例では領域Ｂ、Ｃにおいては第１のルー
プフィルタ５の出力信号をそのまま制御信号１３とした
が、領域Ｂ、Ｃにおける第１、第２のループフィルタ５
．６の出力信号の振幅特性はほぼ等しいので、第１のル
ープフィルタ５の出力信号の極性と第２のループフィル
タ６の出力信号振幅とを組合せた信号を制御信号１３と
してもよい。
く、例えば実施例では領域Ｂ、Ｃにおいては第１のルー
プフィルタ５の出力信号をそのまま制御信号１３とした
が、領域Ｂ、Ｃにおける第１、第２のループフィルタ５
．６の出力信号の振幅特性はほぼ等しいので、第１のル
ープフィルタ５の出力信号の極性と第２のループフィル
タ６の出力信号振幅とを組合せた信号を制御信号１３と
してもよい。
また、実施例では第１の位相比較器３の特性が鋸歯状波
状の特性を有し、第２の位相比較器４が三角波状の特性
を有する場合を述べたが、第１の位相比較！ｓ３として
位相差の極性φに対応して出力信号の極性のみが変化す
る、いわゆるバングバング制御特性のものを用いてもよ
い。その他、本発明は要旨を逸脱しない範囲で種々変形
して実施することが可能である。
状の特性を有し、第２の位相比較器４が三角波状の特性
を有する場合を述べたが、第１の位相比較！ｓ３として
位相差の極性φに対応して出力信号の極性のみが変化す
る、いわゆるバングバング制御特性のものを用いてもよ
い。その他、本発明は要旨を逸脱しない範囲で種々変形
して実施することが可能である。
第１図は本発明の一実施例に係る位相同期回路の構成を
示すブロック図、第２図は本発明で使用する第１の位相
比較器および第２のループフィルタの特性を示す図、第
３図は同じく第２の位相比較器および第２のループフィ
ルタの特性を示す図、第４図は第１および第２の位相比
較器の具体的な構成例を示す図、第５図は制御信号発生
回路の具体的な構成例を示す図、第６図は同実施例にお
いて得られる制御信号の対位相差特性を示す図、第７図
は本発明の他の実施例に係る位相同期回路の構成を示す
ブロック図、第８図は従来の位相同期回路における位相
比較器の特性およびループフィルタ出力（制御信号）の
対位相差特性を示す図である。 １・・・入力端子、２・・・ＶＣＯ（電圧制御発振器）
、３．４・・・第１．第２の位相比較器、５，６・・・
第１゜！！２のループフィルタ（平滑化手段）、７・・
・制御信号発生回路、８・・・出力端子、９，１０・・
・Ａ／Ｄ変換器、第１．１２・・・第１．第２の信号。 出願人代理人 弁理士 鈴江武彦 第２図 第３図 第４図
示すブロック図、第２図は本発明で使用する第１の位相
比較器および第２のループフィルタの特性を示す図、第
３図は同じく第２の位相比較器および第２のループフィ
ルタの特性を示す図、第４図は第１および第２の位相比
較器の具体的な構成例を示す図、第５図は制御信号発生
回路の具体的な構成例を示す図、第６図は同実施例にお
いて得られる制御信号の対位相差特性を示す図、第７図
は本発明の他の実施例に係る位相同期回路の構成を示す
ブロック図、第８図は従来の位相同期回路における位相
比較器の特性およびループフィルタ出力（制御信号）の
対位相差特性を示す図である。 １・・・入力端子、２・・・ＶＣＯ（電圧制御発振器）
、３．４・・・第１．第２の位相比較器、５，６・・・
第１゜！！２のループフィルタ（平滑化手段）、７・・
・制御信号発生回路、８・・・出力端子、９，１０・・
・Ａ／Ｄ変換器、第１．１２・・・第１．第２の信号。 出願人代理人 弁理士 鈴江武彦 第２図 第３図 第４図
Claims (4)
- （１）第１の信号と位相制御可能な第２の信号との位相
差の極性に対応した極性の信号を出力する第１の位相比
較手段と、この第１の位相比較手段の出力信号の不連続
点に対応した点で連続した振幅特性を有し、前記第１の
信号と第２の信号との位相差の大きさに対応した振幅の
信号を出力する第２の位相比較手段と、これら第１およ
び第２の位相比較手段の出力信号を平滑化する第１およ
び第２の平滑化手段と、第１の平滑化手段の出力信号の
少なくとも極性情報と第２の平滑化手段の出力信号の振
幅情報とを組合わせて前記第２の信号の位相を制御する
制御信号を発生する制御信号発生手段とを備えたことを
特徴とする位相同期回路。 - （２）前記第２の信号は電圧制御発振器から発生される
信号であることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
の位相同期回路。 - （３）前記第１の位相比較手段は第１の信号と第２の信
号との位相差の変化に対して、振幅が該位相差零の点で
零レベルとなり、かつ該位相差が±πの点で不連続とな
る信号を出力するものであり、第２の位相比較手段は該
位相差の変化に対して、振幅が該位相差零の点で零レベ
ルとなり、かつ該位相差が±πの点で極大または極小と
なる信号を出力するものであり、また制御信号発生手段
は該位相差の領域判定を行ない、該位相差が−π〜−π
／２、π／２〜πの領域にあるときは前記第１の平滑化
手段の出力信号の極性情報と前記第２の平滑化手段の出
力信号の振幅情報とを組合わせて前記制御信号を発生し
、該位相差が−π／２〜π／２の領域にあるときは前記
第１の平滑化手段の出力信号の極性情報および振幅情報
の両方を用いるか、または第１の平滑化手段の出力信号
の極性情報と前記第２の平滑化手段の出力信号の振幅情
報を組合わせて前記制御信号を発生するものであること
を特徴とする特許請求の範囲第１項記載の位相同期回路
。 - （４）前記第１および第２の平滑化手段はループフィル
タであることを特徴とする特許請求の範囲第１項または
第３項記載の位相同期回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60099029A JPS61257021A (ja) | 1985-05-10 | 1985-05-10 | 位相同期回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60099029A JPS61257021A (ja) | 1985-05-10 | 1985-05-10 | 位相同期回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61257021A true JPS61257021A (ja) | 1986-11-14 |
Family
ID=14235894
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60099029A Pending JPS61257021A (ja) | 1985-05-10 | 1985-05-10 | 位相同期回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61257021A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2015053562A (ja) * | 2013-09-05 | 2015-03-19 | 日本放送協会 | 位相検出装置、衛星中継器及び位相検出方法 |
-
1985
- 1985-05-10 JP JP60099029A patent/JPS61257021A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2015053562A (ja) * | 2013-09-05 | 2015-03-19 | 日本放送協会 | 位相検出装置、衛星中継器及び位相検出方法 |
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