JPS61202537A - Ｆｍステレオ受信機におけるステレオ雑音低減回路 - Google Patents
Ｆｍステレオ受信機におけるステレオ雑音低減回路Info
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- JPS61202537A JPS61202537A JP60042822A JP4282285A JPS61202537A JP S61202537 A JPS61202537 A JP S61202537A JP 60042822 A JP60042822 A JP 60042822A JP 4282285 A JP4282285 A JP 4282285A JP S61202537 A JPS61202537 A JP S61202537A
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- H04B1/1646—Circuits adapted for the reception of stereophonic signals
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
Ａ 産業上の利用分野
本発明は１％に車載用のＦＭステレオ受１Ｍ徴において
マルチパス雑音を駐減するだめのステレオ雑廿低強回路
に関する。
マルチパス雑音を駐減するだめのステレオ雑廿低強回路
に関する。
Ｂ 発明の概散
本発明のａｔ低低回回路同相増幅器を法用し。
プラグ雑音に対しては応答せず、マルチパスｍｔに対し
てのみ応答するように構成することにより。
てのみ応答するように構成することにより。
オーディｙｒ帝の部域成分がマルチパス雑音入力時にの
み落ちるような特性となり、異和感が解消される。さら
Ｋ、光電電流を任意に設定できることにより、充電時定
！２を長く設定でき、電波状態の急激な変化に対してゆ
っくり応答するので音質の不連続感が解消される。その
ほか、基患電流を設けることＫより、あるレベル以上の
マルチパスノイズに対してしか応答しないようＫなって
いるので誤動作が大幅に１１！）：＃さセられる◎Ｃ従
来の技術 車輛の走行に伴って、放送ｉｋ仮の＠電波と山や建物な
どからの反射波との相対関係が連続的に変わり、それが
ある条件を満たしたとき、直接波と反射板との干渉によ
る歪、マルチパス歪が発生する。このマルチパス歪は車
載用ＦＭチューナにおける大きな問題となっている。
み落ちるような特性となり、異和感が解消される。さら
Ｋ、光電電流を任意に設定できることにより、充電時定
！２を長く設定でき、電波状態の急激な変化に対してゆ
っくり応答するので音質の不連続感が解消される。その
ほか、基患電流を設けることＫより、あるレベル以上の
マルチパスノイズに対してしか応答しないようＫなって
いるので誤動作が大幅に１１！）：＃さセられる◎Ｃ従
来の技術 車輛の走行に伴って、放送ｉｋ仮の＠電波と山や建物な
どからの反射波との相対関係が連続的に変わり、それが
ある条件を満たしたとき、直接波と反射板との干渉によ
る歪、マルチパス歪が発生する。このマルチパス歪は車
載用ＦＭチューナにおける大きな問題となっている。
このようなマルチパス歪が起ると、マルチパス雑音が音
声出力に現われ、非常にｒｊ＠き苦しい音となってしま
う。このようなマルチパス歪に対する対策としては、２
通りの手法がある。その一つは。
声出力に現われ、非常にｒｊ＠き苦しい音となってしま
う。このようなマルチパス歪に対する対策としては、２
通りの手法がある。その一つは。
複数のアンテナを反ったスペース・ダイパーシティ受信
システムのよう忙、マルチパス歪が発生していないｔ波
を選択受信する手法であり、他の一つは、マルチパス歪
が発生したとぎ、その雑音をｉｍ＃Ｌするような（すな
わちＳメーメ電圧を利用して、ハイカット・ブレンドの
動作）手法である。
システムのよう忙、マルチパス歪が発生していないｔ波
を選択受信する手法であり、他の一つは、マルチパス歪
が発生したとぎ、その雑音をｉｍ＃Ｌするような（すな
わちＳメーメ電圧を利用して、ハイカット・ブレンドの
動作）手法である。
このマルチパス雑音を軽減する手法は例えば特開昭５７
−２１２８３０号に提案されている。そこで提案されて
いる手法は、マルチパス雑音をＳメ二タ亀圧から検出し
て、以下の二つの方法で行なうものである◎ ａ モノラル・ステレオ自動切侯（通称ハイブレンド機
能） モノラル受信時の雑音はステレオ受イｇ時の雑音より約
２１ＪｄＢ小さい。したがって、アンテナ入力が下がり
、ステレオ受信時の雑音が口重つようになれば、ステレ
オ受信からモノラル受信へと受信モードを徐々に切換え
、復調出力の雑音をモノラル受信時の雑音レベルへ下げ
る。
−２１２８３０号に提案されている。そこで提案されて
いる手法は、マルチパス雑音をＳメ二タ亀圧から検出し
て、以下の二つの方法で行なうものである◎ ａ モノラル・ステレオ自動切侯（通称ハイブレンド機
能） モノラル受信時の雑音はステレオ受イｇ時の雑音より約
２１ＪｄＢ小さい。したがって、アンテナ入力が下がり
、ステレオ受信時の雑音が口重つようになれば、ステレ
オ受信からモノラル受信へと受信モードを徐々に切換え
、復調出力の雑音をモノラル受信時の雑音レベルへ下げ
る。
ｂ４域減良（通称ハイカット動作）
雑を成分の中で、人間の耳につぎやすいのは島域帷廿成
分である。したがって雑音が目立つようＫなったとき、
復調出力の筒賊を諷良させれば雑音は口重たなくなる。
分である。したがって雑音が目立つようＫなったとき、
復調出力の筒賊を諷良させれば雑音は口重たなくなる。
以上の二つの手法は、マルチパス雑音に対して非常に効
果的である。すなわち、マルチパス歪は多（の高次高調
波取分を含み、したがって賞詞周波数が為いところで＆
；、エンファシス回路（ハイカット）により可成りの歪
が戦減できる。ここで、特開昭５７−２１２８３０号に
提案されている手法は、誤動作を防止するために、ダイ
オード１個分の閾値レベルを設定したものである。つま
り、ｉｖ！４信号の周改数が変化したとき、変調率の変
化による側帯波の広がりによって珈翰変化を起こし、こ
の振幅の変化がマルチパス検出回路でマルチパス雑音と
して検出され、マルチパス雑音か発生していないにも拘
らず検出信号が生じて、ハイカッ）／へイプレンドの動
作を行なうようになり、誤動作をしてしまうために、ダ
イオードを便い、このダイオード分のノ一方同電圧分だ
けずれた１＃値レベルが設けられる。この−値レベルは
ダイオード分しか設定できず、任意に設定することはで
きなかった。さらに、マルチパス雑音の発生に対して充
放電の時定数が独豆に設定できないために、応答性に関
して制約があった。したがって、マルチパス雑音がｆｉ
：ＪＨｃ発生するような地点では、どうしても音の異和
感が避けられなかった。
果的である。すなわち、マルチパス歪は多（の高次高調
波取分を含み、したがって賞詞周波数が為いところで＆
；、エンファシス回路（ハイカット）により可成りの歪
が戦減できる。ここで、特開昭５７−２１２８３０号に
提案されている手法は、誤動作を防止するために、ダイ
オード１個分の閾値レベルを設定したものである。つま
り、ｉｖ！４信号の周改数が変化したとき、変調率の変
化による側帯波の広がりによって珈翰変化を起こし、こ
の振幅の変化がマルチパス検出回路でマルチパス雑音と
して検出され、マルチパス雑音か発生していないにも拘
らず検出信号が生じて、ハイカッ）／へイプレンドの動
作を行なうようになり、誤動作をしてしまうために、ダ
イオードを便い、このダイオード分のノ一方同電圧分だ
けずれた１＃値レベルが設けられる。この−値レベルは
ダイオード分しか設定できず、任意に設定することはで
きなかった。さらに、マルチパス雑音の発生に対して充
放電の時定数が独豆に設定できないために、応答性に関
して制約があった。したがって、マルチパス雑音がｆｉ
：ＪＨｃ発生するような地点では、どうしても音の異和
感が避けられなかった。
従来の方式は、Ｓメータ出力電圧に含まれるリップル成
分を逆相増４＠器で増幅した彼、それを負整流して負電
圧を作り、Ｓメータ出力電圧の直流電圧と合成し、その
電圧なへイカットｌへイブレンド動作に対する制御電圧
として利用するものである。
分を逆相増４＠器で増幅した彼、それを負整流して負電
圧を作り、Ｓメータ出力電圧の直流電圧と合成し、その
電圧なへイカットｌへイブレンド動作に対する制御電圧
として利用するものである。
第５図は既に特開昭５７−２１２８３０号に述べられて
いるステレオ雑音低域回路の回路図で、必中ｌはＳメー
タ出力電圧Ｖｉが印加される入力端子。
いるステレオ雑音低域回路の回路図で、必中ｌはＳメー
タ出力電圧Ｖｉが印加される入力端子。
２はハイカット、へイブレンド制御１８圧Ｖ。が机われ
る出力端子である。
る出力端子である。
マルチバズ妨害が発生すると、Ｓメータ出力電圧には負
のリップル成分が生じる。また、プラグ雑音等の雑音は
通常正のリップル成分として現われる０第６幽はマルチ
パス妨害発生時（ａ）およびプラグ雑音発生時（ｂｌの
Ｓメータ出力電圧波形を示す。
のリップル成分が生じる。また、プラグ雑音等の雑音は
通常正のリップル成分として現われる０第６幽はマルチ
パス妨害発生時（ａ）およびプラグ雑音発生時（ｂｌの
Ｓメータ出力電圧波形を示す。
第５図に示す従来方式は、Ｓメータ出力電圧に言まれる
リップル成分を逆相増幅器を通して増幅し、それを負整
流して直流出力電圧を合成している。つまり、マルチパ
ス雑音が発生すると、このマルチパスによるＳメータ出
力電圧中のリップル成分は逆相増Ｉｌ＠器で正側に反転
増幅される。そして、負整流のために、マルチパスが入
ってきても＊ａされない。
リップル成分を逆相増幅器を通して増幅し、それを負整
流して直流出力電圧を合成している。つまり、マルチパ
ス雑音が発生すると、このマルチパスによるＳメータ出
力電圧中のリップル成分は逆相増Ｉｌ＠器で正側に反転
増幅される。そして、負整流のために、マルチパスが入
ってきても＊ａされない。
さらに、プラグ雑音に対しては、負整流してコンデンサ
Ｃ３を負方向へ光電する。また、実際には、カップリン
グ・コンデンサＣ１で微分回路を１＃成しているために
、マルチパス妨害時に発生する負のリップル成分でも、
トランジスタＴｒのペース入力波形には正のリップル成
分が机われる。
Ｃ３を負方向へ光電する。また、実際には、カップリン
グ・コンデンサＣ１で微分回路を１＃成しているために
、マルチパス妨害時に発生する負のリップル成分でも、
トランジスタＴｒのペース入力波形には正のリップル成
分が机われる。
このために、マルチパス雑音でも負整流される〇しかし
感度はプラグ雑音に対する方がより島い。
感度はプラグ雑音に対する方がより島い。
つまり、マルチパス雑音に対しては感度が低く、プラグ
雑音に対して感度が簡い１１１ｇになっている。
雑音に対して感度が簡い１１１ｇになっている。
つぎに、第５図に示す回路の動作を説明する。
コンデンサＣ４は抵抗Ｒ６を通じて電位Ｖ１に光電され
る。そして、マルチパス等が発生すると。
る。そして、マルチパス等が発生すると。
コンデンサＣ３の電位が下がり、ダイオードＤ３の１’
ｔｉ方向亀圧■ア以下となると、コンチンｆＣ４からダ
イオードＤ３．抵抗Ｒ５を通してコンデンサＣ３の電位
を上げるように、コンデンサＣ４が放電する。さらに、
コンデンサＣ４をさらに光電しようとして、抵抗Ｒ６を
通して電流が流れる。このコンデンサＣ４への光電電流
により■１の電位が下がってくる。これが第５歯に示す
回路の動作原理である。光電時定数Ｔ１はＣ４Ｒ６，放
電時定数Ｔ２はほぼＣ４Ｒ５で決定される。マルチパス
発生による音質の不連続感はこの充放電時定数の設定に
より可成り皺減される。この光電時定数Ｔ１の設定は。
ｔｉ方向亀圧■ア以下となると、コンチンｆＣ４からダ
イオードＤ３．抵抗Ｒ５を通してコンデンサＣ３の電位
を上げるように、コンデンサＣ４が放電する。さらに、
コンデンサＣ４をさらに光電しようとして、抵抗Ｒ６を
通して電流が流れる。このコンデンサＣ４への光電電流
により■１の電位が下がってくる。これが第５歯に示す
回路の動作原理である。光電時定数Ｔ１はＣ４Ｒ６，放
電時定数Ｔ２はほぼＣ４Ｒ５で決定される。マルチパス
発生による音質の不連続感はこの充放電時定数の設定に
より可成り皺減される。この光電時定数Ｔ１の設定は。
目安としてＦｌ １０ ｓ 極度が望まれる。しかしな
がら、従来の方式では、この光電時定数を１０ ｓ Ｋ
″ｆるためには１例えばコンデンサＣ４＝ １０００μ
Ｆ、抵抗Ｒ６＝ １０ ｋΩでなければならない。ここ
で、抵抗Ｒ６の値を極端に太き（することはできない。
がら、従来の方式では、この光電時定数を１０ ｓ Ｋ
″ｆるためには１例えばコンデンサＣ４＝ １０００μ
Ｆ、抵抗Ｒ６＝ １０ ｋΩでなければならない。ここ
で、抵抗Ｒ６の値を極端に太き（することはできない。
したがって、可成り大きなコンデンサな必女とし、コス
トの上でも面積の上でも不利であった。また、マルチパ
ス雑音が微少なときは動作させないという不感帯は、抵
抗Ｒ１によりある極度までは設定できるが限界がある。
トの上でも面積の上でも不利であった。また、マルチパ
ス雑音が微少なときは動作させないという不感帯は、抵
抗Ｒ１によりある極度までは設定できるが限界がある。
Ｄ 発明が解決しようとする間踊点
以よ説明した通り、従来の方式によるステレオ雑音低減
回路は、マルチパス雑音に対して感度はさほどよ（な（
、率ろプラグｍｔＫ対して感度がよかった。すなわち、
プラグ雑音が発生していると、常時へイカットｌへイブ
レンド制伽亀圧が下って動作し、高域が落ちてしまうと
いう欠点があった。また、光電時定数が長＜（ｌＵｓ４
ｊ度）設定できないために、′亀肢状悪の急激な震化九
対して迷（Ｉｉｌｊ善しすぎて、音質の不連続感があり
、この充放電時定数を任意に設定することはできなかっ
た＠さらに、あるレベル以上のマルチパス雑音に対して
のみ応答するよ５な不感帯なＰ＆けることも難しかった
し、またあるレベルのマルチパス入力時におけるコンテ
ンプの放″亀皇を任意に設定することも鐘しかった＠ したがって１本発明の目的は、プラグ雑音に対しては応
答セす、マルチパス雑音に対してのみ応答し、為城取分
がマルテバヌｉｔ入力時にのみ洛ち、したがって異和感
が解消され、さらに、を貿の不連続感を解ｔＳするよう
に、光電時定数を長く設定でき、を良状態の急旅な変化
に対してゆっくり応答し、かつＷＪ４動作が少ないＦＭ
ステレオ受信機におけるステレオ雑曾低誠卸路を提供す
ることである。
回路は、マルチパス雑音に対して感度はさほどよ（な（
、率ろプラグｍｔＫ対して感度がよかった。すなわち、
プラグ雑音が発生していると、常時へイカットｌへイブ
レンド制伽亀圧が下って動作し、高域が落ちてしまうと
いう欠点があった。また、光電時定数が長＜（ｌＵｓ４
ｊ度）設定できないために、′亀肢状悪の急激な震化九
対して迷（Ｉｉｌｊ善しすぎて、音質の不連続感があり
、この充放電時定数を任意に設定することはできなかっ
た＠さらに、あるレベル以上のマルチパス雑音に対して
のみ応答するよ５な不感帯なＰ＆けることも難しかった
し、またあるレベルのマルチパス入力時におけるコンテ
ンプの放″亀皇を任意に設定することも鐘しかった＠ したがって１本発明の目的は、プラグ雑音に対しては応
答セす、マルチパス雑音に対してのみ応答し、為城取分
がマルテバヌｉｔ入力時にのみ洛ち、したがって異和感
が解消され、さらに、を貿の不連続感を解ｔＳするよう
に、光電時定数を長く設定でき、を良状態の急旅な変化
に対してゆっくり応答し、かつＷＪ４動作が少ないＦＭ
ステレオ受信機におけるステレオ雑曾低誠卸路を提供す
ることである。
本発明の他の目的はあるレベルのマルチパス妨害入力時
における充放電コンデンサの放ｗｉｔを任意に設定でき
、へイカットｌへイフレンドのｆｌｌｌＪ（ｆｉｌ電圧
を任意に設定可能で、しかもその動作量も許せて自由に
設定可能とするＫある。
における充放電コンデンサの放ｗｉｔを任意に設定でき
、へイカットｌへイフレンドのｆｌｌｌＪ（ｆｉｌ電圧
を任意に設定可能で、しかもその動作量も許せて自由に
設定可能とするＫある。
Ｅ 間鞠点を解決するための手段
上記目的を達成するために、不発ＱｊｌＫよるＦＭステ
レオ受信機におけるステレオ雑音低減回んは、Ｓメータ
出力電圧中角のリップル成分が入力される同札増＠器と
第１の一流１庫を鳩尾する第１の定電流源と、上記第１
のＩＩｔ流値と上記負のリップル成分に対応する第２の
ｍ流値を比較し、上記第２の′ｋＬ流値が上記第１の電
流値を越える１ａＫ等しい電流を出力するＶ−Ｉ変換部
と、コンテンプが接続された光放１１Ｌ回路と、上記Ｖ
−Ｉ変換部の出力を流に比例する電圧を発生し、コンデ
ンサの放電を制御する充放電制御回路と、Ｓメータ出力
電圧中の直流成分を上記コンデンサの放電に依存して低
下さセへイカットｌへイブレンド制御電圧″４を出力す
るレベルシフト回路とを宮むことを要旨とする。
レオ受信機におけるステレオ雑音低減回んは、Ｓメータ
出力電圧中角のリップル成分が入力される同札増＠器と
第１の一流１庫を鳩尾する第１の定電流源と、上記第１
のＩＩｔ流値と上記負のリップル成分に対応する第２の
ｍ流値を比較し、上記第２の′ｋＬ流値が上記第１の電
流値を越える１ａＫ等しい電流を出力するＶ−Ｉ変換部
と、コンテンプが接続された光放１１Ｌ回路と、上記Ｖ
−Ｉ変換部の出力を流に比例する電圧を発生し、コンデ
ンサの放電を制御する充放電制御回路と、Ｓメータ出力
電圧中の直流成分を上記コンデンサの放電に依存して低
下さセへイカットｌへイブレンド制御電圧″４を出力す
るレベルシフト回路とを宮むことを要旨とする。
本発明の有利な実施の態様においては、上記四相増幅器
は二つのトランジスタからなり、入力端のトランジスタ
のベースバイアスが出力側のトランジスタのベースバイ
アスよりも予め定められた１１位だけ尚（設定されてい
る差動増幅器であり、上記充放電制御回路は、上記コン
デンサの放−一流が上記Ｖ−Ｉ変換部の出力電流のｎ倍
となるように１１Ｊ１ｉ１１シ、上記Ｖ−Ｉ変換陣を流
れる上記第１の電ｆ＆値を設定することＫよって不感情
が設定される。
は二つのトランジスタからなり、入力端のトランジスタ
のベースバイアスが出力側のトランジスタのベースバイ
アスよりも予め定められた１１位だけ尚（設定されてい
る差動増幅器であり、上記充放電制御回路は、上記コン
デンサの放−一流が上記Ｖ−Ｉ変換部の出力電流のｎ倍
となるように１１Ｊ１ｉ１１シ、上記Ｖ−Ｉ変換陣を流
れる上記第１の電ｆ＆値を設定することＫよって不感情
が設定される。
またＶ−Ｉ変換部の出力１１Ｌ流とコンデンサの放電を
決定する制＠Ｊ電流との比を任意に設定することにより
ハイカットｌへイプレンドの制鈎電圧を任意に論劾でき
る。
決定する制＠Ｊ電流との比を任意に設定することにより
ハイカットｌへイプレンドの制鈎電圧を任意に論劾でき
る。
Ｅ 作用
第１図は不発８ＡによるＦＭステレオ受信機におけるス
テレオ雑音低減回路の構成を示すブロック図で、図中３
はｌ）Ｃ入力部、４はＡＣ入力都、５は同相増＠器、６
はＶ−Ｉ変侠器、７は充放を制御回路、８は充放電回路
、９．１（Ｉはレベルシフト回路、１］は光！電流発生
回路、１２は定電圧回路である。本発明によるステレオ
雑音低減回路においても、Ｓメータ出力電圧中のリップ
ル取分を利用するところは従来の回路と四僚である。Ｄ
ＣＣ入力部にはＳメータ出力電圧値がそのまま入力され
。
テレオ雑音低減回路の構成を示すブロック図で、図中３
はｌ）Ｃ入力部、４はＡＣ入力都、５は同相増＠器、６
はＶ−Ｉ変侠器、７は充放を制御回路、８は充放電回路
、９．１（Ｉはレベルシフト回路、１］は光！電流発生
回路、１２は定電圧回路である。本発明によるステレオ
雑音低減回路においても、Ｓメータ出力電圧中のリップ
ル取分を利用するところは従来の回路と四僚である。Ｄ
ＣＣ入力部にはＳメータ出力電圧値がそのまま入力され
。
レベル７７６１ｇｌ路９を通してマルチパス等のリップ
ル成分の大きさに基づいて動作する充放電回路８を通り
、さらにレベルシフト回路１０を辿ってＤＣ出力ｓ２で
出力される。マルチパス等のリップル成分が発生してい
なければ、ＤＣ入力部３の電圧がそのままＩ）Ｃ出力部
２に机われる。つぎにＳメータ出力電圧にマルチパス等
のリップル成分が発生しているときは、四相増幅器５を
通し、Ｖ−Ｉ変換器６で電圧−電流変換される。マルチ
パス成分は負のりツプル成分が王であるから、１ｉｌＩ
Ｊ８１増ＩＩ＠器５は負のリップル成分のとき忙のみ応
答する増ＶＡ器で、差動増幅器で構成される。つざＫ。
ル成分の大きさに基づいて動作する充放電回路８を通り
、さらにレベルシフト回路１０を辿ってＤＣ出力ｓ２で
出力される。マルチパス等のリップル成分が発生してい
なければ、ＤＣ入力部３の電圧がそのままＩ）Ｃ出力部
２に机われる。つぎにＳメータ出力電圧にマルチパス等
のリップル成分が発生しているときは、四相増幅器５を
通し、Ｖ−Ｉ変換器６で電圧−電流変換される。マルチ
パス成分は負のりツプル成分が王であるから、１ｉｌＩ
Ｊ８１増ＩＩ＠器５は負のリップル成分のとき忙のみ応
答する増ＶＡ器で、差動増幅器で構成される。つざＫ。
抵抗Ｒ８で設定されるｍ流値と比較され、１ｂ」相増幅
器５の出力に対応する一流がその設定電流値よりも大き
い場合にのみ電圧−ｔａ ａ −ｚ 換されるような不
感情が設定される。そして、充放′１４を制御回路７で
マルチパス成分のリップル成分の大きさに比例する負電
圧が発生させられろ。ＤＣＣ入力部に入力される電圧が
マルチパス等のリップル成分によるコンデンサＣの放電
に対応して低下し、それがＤＣ出力都２へ伝達される。
器５の出力に対応する一流がその設定電流値よりも大き
い場合にのみ電圧−ｔａ ａ −ｚ 換されるような不
感情が設定される。そして、充放′１４を制御回路７で
マルチパス成分のリップル成分の大きさに比例する負電
圧が発生させられろ。ＤＣＣ入力部に入力される電圧が
マルチパス等のリップル成分によるコンデンサＣの放電
に対応して低下し、それがＤＣ出力都２へ伝達される。
以下に１図面を参照しながら、実施例を用いて本発明を
一層詳細に説明するが、それらは例示に過ぎず１本発明
の枠を趨えることなしにいろいろな変形や改良があり得
ることは勿論であるＯＧ 実施例 第２図は、第１図忙示すｉｇ回路の具体的等価回路を示
す。以下にその動作を説明する。Ｓメータ出力電圧■。
一層詳細に説明するが、それらは例示に過ぎず１本発明
の枠を趨えることなしにいろいろな変形や改良があり得
ることは勿論であるＯＧ 実施例 第２図は、第１図忙示すｉｇ回路の具体的等価回路を示
す。以下にその動作を説明する。Ｓメータ出力電圧■。
は、マルチパス雑音が発生していなければ、ＰＮＰ）ラ
ンシスタＱ２□およびＱ２８でレベルシフトされ、ＮＰ
ＮトランジスタＱ３□およびＱ３４でにペルシフトされ
、■ｏの電圧が出力される。すなわち。
ンシスタＱ２□およびＱ２８でレベルシフトされ、ＮＰ
ＮトランジスタＱ３□およびＱ３４でにペルシフトされ
、■ｏの電圧が出力される。すなわち。
（■Ｏ＋ＶＢ］Ｃ１＋ＶＢＩＣ２−ＶＢＩＣ３＋ＶＢＥ
４ ’ＢＥ５ ’ＢＥ６）”。
４ ’ＢＥ５ ’ＢＥ６）”。
ここで”Ｂｌ□からＶＢＥ６まではトランジスタそれぞ
れＱ２７・Ｑ２Ｂ・Ｑ８・Ｑ３）・Ｑ３２およびＱ３４
の■、であり。
れＱ２７・Ｑ２Ｂ・Ｑ８・Ｑ３）・Ｑ３２およびＱ３４
の■、であり。
ＶＢＩＣＩ ” ＶＢＢ２ ” ”’ ”’ ＝ＶＢＩ
Ｃ６である。
Ｃ６である。
つぎに、Ｓメータ出カ電圧中釦、マルチパス雑音である
負のリップル成分が含まれている場合を考える。この場
合には、カップリングコンデンサＣＩＨ１に通じてトラ
ンジスタＱ１およびＱ２の刈で構成される差＃ｄＪ増輸
器に負のりッ１ル■分が入力される。ここで、トランジ
スタＱ１およびＱ２において、トランジスタＱｌのペー
スバイアスの方がトランジスタＱ２のペースバイアスよ
りもある電位ΔｖＢだけ高（設足されている。これは電
圧−電流変侯特性のリニア領域を拡大する目的のためで
ある。
負のリップル成分が含まれている場合を考える。この場
合には、カップリングコンデンサＣＩＨ１に通じてトラ
ンジスタＱ１およびＱ２の刈で構成される差＃ｄＪ増輸
器に負のりッ１ル■分が入力される。ここで、トランジ
スタＱ１およびＱ２において、トランジスタＱｌのペー
スバイアスの方がトランジスタＱ２のペースバイアスよ
りもある電位ΔｖＢだけ高（設足されている。これは電
圧−電流変侯特性のリニア領域を拡大する目的のためで
ある。
第３図に示すよう忙、Ｓメータ電圧甲九含まれろマルチ
パス雑音リップル成分は負である。したがつ工、トラン
ジスタＱ１とＱ２のペースバイアス差が零であると、電
圧−亀流食俟特性のリニア領域が１／２になってしまい
、ダイナミックレンジ特注が悪いものくなってしまう。
パス雑音リップル成分は負である。したがつ工、トラン
ジスタＱ１とＱ２のペースバイアス差が零であると、電
圧−亀流食俟特性のリニア領域が１／２になってしまい
、ダイナミックレンジ特注が悪いものくなってしまう。
そのために、トランジそりＱｌとＱ２のペースバイアス
に差Δ■８をもたせ、リニア領域を拡げる。負のリップ
ル成分がトランジスタＱ１のペースに入力さｆＬると、
トランジスタＱ□およびＱ２で構成さｔ、る差動増＠器
は同相成分を増幅する構Ｊｌｉｌｉ、になっている。つ
まり、負のりツ１ル成分がトランジスタＱ１のペースに
入力されると、トランジスタＱ２を流れる電流が増加し
てトランジスタＱ１ヲ流れる゛電流が秋少する。ここで
。
に差Δ■８をもたせ、リニア領域を拡げる。負のリップ
ル成分がトランジスタＱ１のペースに入力さｆＬると、
トランジスタＱ□およびＱ２で構成さｔ、る差動増＠器
は同相成分を増幅する構Ｊｌｉｌｉ、になっている。つ
まり、負のりツ１ル成分がトランジスタＱ１のペースに
入力されると、トランジスタＱ２を流れる電流が増加し
てトランジスタＱ１ヲ流れる゛電流が秋少する。ここで
。
Ｉ ＋Ｉ ＝Ｉ
という関係が保たれるー
トランジスタＱ２を流れる電流は、基進電流工、とトラ
ンジスタＱｘｔｓＱ１□、Ｑ１３で′Ｓ成されるウィル
ソンカレントミラー回路により供給される電流の総和で
ある。つまり、負のリップル成分が入力すれて、トラン
ジスタＱ２を流れる電流ｒＱが基準電流工、よりも小さ
い場合忙は電流Ｉｎは流れない。したがって、トランジ
スタＱ２９とＱ１０で構成されるカレントミラー回路に
も１！流が訛れず、抵抗Ｒ２ｇでは電圧降下は発生せず
（Ｃｓｅｔは放電しない）、Ｓメータ出力電圧がそのま
まへイカットｌハイブレンド制御４１ｍ圧となる。
ンジスタＱｘｔｓＱ１□、Ｑ１３で′Ｓ成されるウィル
ソンカレントミラー回路により供給される電流の総和で
ある。つまり、負のリップル成分が入力すれて、トラン
ジスタＱ２を流れる電流ｒＱが基準電流工、よりも小さ
い場合忙は電流Ｉｎは流れない。したがって、トランジ
スタＱ２９とＱ１０で構成されるカレントミラー回路に
も１！流が訛れず、抵抗Ｒ２ｇでは電圧降下は発生せず
（Ｃｓｅｔは放電しない）、Ｓメータ出力電圧がそのま
まへイカットｌハイブレンド制御４１ｍ圧となる。
つぎに、負のリップル成分が大きくなってきて、トラン
ジスタＱ２を流れる１１流ｒＱが増加し、基準電流１１
よりも太き（なると、トランジスタＱ２に供給される電
流が基珈電流工１で間に台カ丁、トランジスタＱ１□９
Ｑ１２’ Ｑｌ３のウィルソンカレントミラー回路
により電（Ａｔ （１９−１１）かトランジスタＱ１□
のコレクタを通じて流れ出す。したがってトランジスタ
Ｑ１３のコレクタからは、カレントミラー効果により、
’ＩＥａ（Ｉ′ｏ−１１）が流れ出丁。
ジスタＱ２を流れる１１流ｒＱが増加し、基準電流１１
よりも太き（なると、トランジスタＱ２に供給される電
流が基珈電流工１で間に台カ丁、トランジスタＱ１□９
Ｑ１２’ Ｑｌ３のウィルソンカレントミラー回路
により電（Ａｔ （１９−１１）かトランジスタＱ１□
のコレクタを通じて流れ出す。したがってトランジスタ
Ｑ１３のコレクタからは、カレントミラー効果により、
’ＩＥａ（Ｉ′ｏ−１１）が流れ出丁。
この亀流工。＝（に−１，）は、トランジスタＱ２９お
よびＱ３０で構成されるカレントミラー回路で。
よびＱ３０で構成されるカレントミラー回路で。
エミッタ抵抗Ｒ１４とＲ１５の比により０倍される。
すなわちトランジスタＱ３０のコレクタを流れる電流は
ｎ （Ｉｏ Ｉ＞ ）である。
ｎ （Ｉｏ Ｉ＞ ）である。
この亀ＦＬｎ （ＩｏＩ １ ）は抵抗Ｒ２８を通して
流れ、＊圧降下Ｒ２８ｎ （Ｉ。−Ｉ、 ）が生じる。
流れ、＊圧降下Ｒ２８ｎ （Ｉ。−Ｉ、 ）が生じる。
トランジスタＱ３□のペースバイアヌ篭圧はそれだけ低
下する。すなわち。
下する。すなわち。
Ｑ３）のペースバイアス＝（Ｖ０＋ＶＢＩＣ１＋■ＢＢ
□＝ＶＢ１３Ｒ２ｇ ”ｎ （Ｉ’、 １．） ）と
なり、ＰＮＰトランジスタＱ３）がオン状態になる。し
たがって、コンデンサＣ５ｅｔに充電されていた電荷は
Ｒ１８を通して放電され、コンデンサＣＳ□の端子電圧
が低下する。その粕果、ＮＰＮトランジスタＱ３□およ
びＱ３４を介する匍ｊ御出力′遡圧も低下してハイカッ
トｌへイプレンドの動作を行なう。
□＝ＶＢ１３Ｒ２ｇ ”ｎ （Ｉ’、 １．） ）と
なり、ＰＮＰトランジスタＱ３）がオン状態になる。し
たがって、コンデンサＣ５ｅｔに充電されていた電荷は
Ｒ１８を通して放電され、コンデンサＣＳ□の端子電圧
が低下する。その粕果、ＮＰＮトランジスタＱ３□およ
びＱ３４を介する匍ｊ御出力′遡圧も低下してハイカッ
トｌへイプレンドの動作を行なう。
さらに、コンデンサＣ５ｅｔが放電させられるために、
コンデンサＣを光電しなければならなｓｅＬ い。そのため光ｔｉｔｔ流工 がコンデンサＣ５ｅｔに
供給される。
コンデンサＣを光電しなければならなｓｅＬ い。そのため光ｔｉｔｔ流工 がコンデンサＣ５ｅｔに
供給される。
ここで、充放電時定数を考える。この充放電時定数はコ
ンデンサＣ５ｅｔの端子電圧により異なるが１次式で示
される。
ンデンサＣ５ｅｔの端子電圧により異なるが１次式で示
される。
■ ＝コンデンサＣ５ｅｔの端子電圧
ＩＡ：光’ｍｍ波
流た、放電時定数はｔ２＝Ｃ３ｅ１・Ｒ１８で示される
。例えば、Ｉ、＝２．５μＡＣ，ｅ、＝２２μＦＶＳ＝
１■のときに１１ ＝８．８ ｓ％Ｒ１８＝ １ ｋΩ
のとき、Ｌ ２ ＝２２ ｍ ｓとなる。したがって
、コンデンサの値を太き（しなくとも、光！時定数の値
をｆＪ １０ ｓ近くに設定できる。ここで、光電Ｍη
Ｃ■４の値は任意に一設定司能とすれは、充放電時定数
を独立に設定できる。
。例えば、Ｉ、＝２．５μＡＣ，ｅ、＝２２μＦＶＳ＝
１■のときに１１ ＝８．８ ｓ％Ｒ１８＝ １ ｋΩ
のとき、Ｌ ２ ＝２２ ｍ ｓとなる。したがって
、コンデンサの値を太き（しなくとも、光！時定数の値
をｆＪ １０ ｓ近くに設定できる。ここで、光電Ｍη
Ｃ■４の値は任意に一設定司能とすれは、充放電時定数
を独立に設定できる。
さらに、同相増＠器であるため、プラグ雑音にＮしては
トランジスタＱ２のコレクタにを流が流れず１反応しな
い。すなわち、第１図に示す回路はマルチパス雑音に対
してのみ反応する。
トランジスタＱ２のコレクタにを流が流れず１反応しな
い。すなわち、第１図に示す回路はマルチパス雑音に対
してのみ反応する。
第４図（ａｌは基ａｍ流をパラメータとして表わした第
２図に示す回路の物性を表わし、（ｂｌはＲ１５７Ｒ１
４”’ ｎをパラメータとして表わした特性を示す。
２図に示す回路の物性を表わし、（ｂｌはＲ１５７Ｒ１
４”’ ｎをパラメータとして表わした特性を示す。
Ｈ発明の効果
以上説明した通り１本発明によれば、ＦＭステレオ受信
機におけるステレオ雑音低減回路が、プラグ雑音に対し
ては応答ゼす、マルチパス雑音に対してのみ応答し、島
域成分がマルチパス雑音入力時にのみ落ち、したがって
異和感が解消され、さらに、［質の不連続感を解消する
ように、充電時定数を長（設定でき、１１技状悪の急激
な変化に対してゆっくり応答し、基準電流を真如するこ
とにより、あるレベル以上のマルチパス雑音に対しての
み応答するようにすることができ、誤動作が大幅に減少
するという利点が得られる。
機におけるステレオ雑音低減回路が、プラグ雑音に対し
ては応答ゼす、マルチパス雑音に対してのみ応答し、島
域成分がマルチパス雑音入力時にのみ落ち、したがって
異和感が解消され、さらに、［質の不連続感を解消する
ように、充電時定数を長（設定でき、１１技状悪の急激
な変化に対してゆっくり応答し、基準電流を真如するこ
とにより、あるレベル以上のマルチパス雑音に対しての
み応答するようにすることができ、誤動作が大幅に減少
するという利点が得られる。
またＲ１４ ／ Ｒ１５＝ ”をｗ１４節することによ
り〕１イカツトｌ八イプレンドの制御電圧をａｌｌｍす
ることができる。
り〕１イカツトｌ八イプレンドの制御電圧をａｌｌｍす
ることができる。
第１図は本発明によるＦＭステレオ受信機におけるステ
レオ雑音低減回路の構成を示すブロック図、第２崗は第
１囚に示す回路の具体的な回路図、累３図は差動増幅器
特性図およびＳメータ出力電圧波彫図、第４図は第２因
に示す回路の特性図、第５図は従来のステレオ雑音低減
回路の回路図。 第６図はＳメータ出力電圧波形−である。 １・・・Ｓメータ出力電圧入力端子、２・−・ハイカッ
トｌへイブレンド制御電圧出力端子、３・・・ＤＣ入力
都、４・・・ＡＣ入力部、５・・・同増輻器、６・・・
Ｖ−工変侯器、７・−・充放電制御回路、８・−・充放
′＃Ｌ回路、９．１０・・・レベルシフト回路、１１°
・・光篭篭流発生回路、１２・・・定電圧回路。 第５図 １５メータ＋ｌ！１１Ｊ喝りＬλ、ａ＊千第６図
レオ雑音低減回路の構成を示すブロック図、第２崗は第
１囚に示す回路の具体的な回路図、累３図は差動増幅器
特性図およびＳメータ出力電圧波彫図、第４図は第２因
に示す回路の特性図、第５図は従来のステレオ雑音低減
回路の回路図。 第６図はＳメータ出力電圧波形−である。 １・・・Ｓメータ出力電圧入力端子、２・−・ハイカッ
トｌへイブレンド制御電圧出力端子、３・・・ＤＣ入力
都、４・・・ＡＣ入力部、５・・・同増輻器、６・・・
Ｖ−工変侯器、７・−・充放電制御回路、８・−・充放
′＃Ｌ回路、９．１０・・・レベルシフト回路、１１°
・・光篭篭流発生回路、１２・・・定電圧回路。 第５図 １５メータ＋ｌ！１１Ｊ喝りＬλ、ａ＊千第６図
Claims (5)
- （１）（ａ）Ｓメータ出力電圧中負のリップル成分が入
力される同相増幅器、 （ｂ）第１の電流値を規定する第１の定電流源、 （ｃ）上記第１の電流値と上記負のリップル成分に対応
する第２の電流値を比較し、上記第２の電流値が上記第
１の電流値を越える価に等しい電流を出力するＶ−Ｉ変
換部、 （ｄ）コンデンサが接続された充放電回路、 （ｅ）上記Ｖ−Ｉ変換部の出力電流に比例する電圧を発
生し、コンデンサの放電を制御する充放電制御回路、お
よび （ｆ）Ｓメータ出力電圧中の直流成分を上記コンデンサ
の放電に依存して低下させハイカットハイブレンド制御
電圧を出力するレベルシフト回路、 を含むことを特徴とするＦＭステレオ受信機におけるス
テレオ雑音低減回路。 - （２）上記同相増幅器が二つのトランジスタからなり、
入力側のトランジスタのベースバイアスが出力側のトラ
ンジスタのベースバイアスよりも予め定められた電位だ
け高く設定されている差動増幅器であることを特徴とす
る、特許請求の範囲第１項記載のＦＭステレオ受信機に
おけるステレオ雑音低減回路。 - （３）上記充放電制御回路が、上記Ｖ−Ｉ変換部の出力
電流のｎ倍となるように制御することを特徴とする、特
許請求の範囲第１項記載のＦＭステレオ受信機における
ステレオ雑音低減回路。 - （４）上記Ｖ−Ｉ変換部を流れる上記第１の電流値を設
定することによつて不感帯が設定されることを特徴とす
る、特許請求の範囲第１項記載のＦＭステレオ受信機に
おけるステレオ雑音低減回路。 - （５）上記充放電制御回路が上記Ｖ−Ｉ変換部の出力電
流を基準とするカレントミラー回路においてそのエミッ
タ抵抗比を変えることにより上記コンデンサの放電量を
任意に設定できるようにしたことを特徴とする特許請求
の範囲第１項記載のＦＭステレオ受信機におけるステレ
オ雑音低減回路。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60042822A JPS61202537A (ja) | 1985-03-06 | 1985-03-06 | Ｆｍステレオ受信機におけるステレオ雑音低減回路 |
| US06/834,980 US4694500A (en) | 1985-03-06 | 1986-02-28 | Control voltage generating circuit for activating a noise reduction circuit in an FM stereo receiver |
| GB8605197A GB2173976B (en) | 1985-03-06 | 1986-03-03 | Control voltage generating circuit |
| FR868603107A FR2578702B1 (fr) | 1985-03-06 | 1986-03-05 | Circuit generateur de tension de commande pour actionner un circuit reducteur de bruit dans un appareil recepteur stereo a modulation de frequence |
| SE8600997A SE465344B (sv) | 1985-03-06 | 1986-03-05 | Krets foer alstring av styrspaenning foer aktivering av en stroemningsreducerande krets i en fm-stereomottagare |
| DE19863607433 DE3607433A1 (de) | 1985-03-06 | 1986-03-06 | Steuerspannungserzeugerschaltung |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60042822A JPS61202537A (ja) | 1985-03-06 | 1985-03-06 | Ｆｍステレオ受信機におけるステレオ雑音低減回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61202537A true JPS61202537A (ja) | 1986-09-08 |
| JPH0453334B2 JPH0453334B2 (ja) | 1992-08-26 |
Family
ID=12646643
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60042822A Granted JPS61202537A (ja) | 1985-03-06 | 1985-03-06 | Ｆｍステレオ受信機におけるステレオ雑音低減回路 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4694500A (ja) |
| JP (1) | JPS61202537A (ja) |
| DE (1) | DE3607433A1 (ja) |
| FR (1) | FR2578702B1 (ja) |
| GB (1) | GB2173976B (ja) |
| SE (1) | SE465344B (ja) |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0422584Y2 (ja) * | 1987-02-13 | 1992-05-25 | ||
| JPS6454827A (en) * | 1987-08-25 | 1989-03-02 | Toshiba Corp | Fm demodulation output processing circuit |
| US5113446A (en) * | 1990-12-17 | 1992-05-12 | Ford Motor Company | Stereo blend controller for FM receivers |
| US5408685A (en) * | 1992-04-06 | 1995-04-18 | Ford Motor Company | Multipath detector using phase comparison of stereo pilot signal |
| US5249233A (en) * | 1992-04-06 | 1993-09-28 | Ford Motor Company | Multipath noise minimizer for radio receiver |
| US5432854A (en) * | 1993-02-25 | 1995-07-11 | Chrysler Corporation | Stereo FM receiver, noise control circuit therefor |
| US5701345A (en) * | 1996-03-25 | 1997-12-23 | Delco Electronics Corporation | Multipath interference reduction system and method |
| JP3675179B2 (ja) | 1998-07-17 | 2005-07-27 | 三菱電機株式会社 | オーディオ信号の雑音除去装置 |
| US8023918B2 (en) * | 2008-02-13 | 2011-09-20 | Silicon Laboratories, Inc. | Methods and systems for stereo noise mitigation |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54122017A (en) * | 1978-03-16 | 1979-09-21 | Clarion Co Ltd | Noise reducing circuit |
| US4416024A (en) * | 1979-12-17 | 1983-11-15 | Sanyo Electric Co., Inc. | Distortion reducing circuit in FM receiver |
| US4390749A (en) * | 1981-04-13 | 1983-06-28 | Superscope, Inc. | Noise control system for FM radio |
| US4408098A (en) * | 1981-06-18 | 1983-10-04 | U.S. Philips Corporation | Receiver with field-strength dependent noise reduction control |
| JPS57212830A (en) * | 1981-06-25 | 1982-12-27 | Nissan Motor Co Ltd | Radio receiver for car |
| NL8203384A (nl) * | 1982-08-31 | 1984-03-16 | Philips Nv | Fm-stereo-ontvanger. |
| JPS6053342A (ja) * | 1983-09-02 | 1985-03-27 | Nec Corp | 制御回路 |
| JPS60165834A (ja) * | 1984-02-09 | 1985-08-29 | Clarion Co Ltd | 自動周波数制御回路 |
-
1985
- 1985-03-06 JP JP60042822A patent/JPS61202537A/ja active Granted
-
1986
- 1986-02-28 US US06/834,980 patent/US4694500A/en not_active Expired - Fee Related
- 1986-03-03 GB GB8605197A patent/GB2173976B/en not_active Expired
- 1986-03-05 FR FR868603107A patent/FR2578702B1/fr not_active Expired - Lifetime
- 1986-03-05 SE SE8600997A patent/SE465344B/sv not_active IP Right Cessation
- 1986-03-06 DE DE19863607433 patent/DE3607433A1/de not_active Ceased
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4694500A (en) | 1987-09-15 |
| FR2578702A1 (fr) | 1986-09-12 |
| SE465344B (sv) | 1991-08-26 |
| SE8600997L (sv) | 1986-09-07 |
| FR2578702B1 (fr) | 1992-01-03 |
| JPH0453334B2 (ja) | 1992-08-26 |
| SE8600997D0 (sv) | 1986-03-05 |
| GB2173976B (en) | 1989-06-21 |
| DE3607433A1 (de) | 1986-09-11 |
| GB2173976A (en) | 1986-10-22 |
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