JPH0453334B2 - - Google Patents
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- JPH0453334B2 JPH0453334B2 JP60042822A JP4282285A JPH0453334B2 JP H0453334 B2 JPH0453334 B2 JP H0453334B2 JP 60042822 A JP60042822 A JP 60042822A JP 4282285 A JP4282285 A JP 4282285A JP H0453334 B2 JPH0453334 B2 JP H0453334B2
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- signal
- stereo
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H40/00—Arrangements specially adapted for receiving broadcast information
- H04H40/18—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving
- H04H40/27—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95
- H04H40/36—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving
- H04H40/45—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving
- H04H40/72—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving for noise suppression
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
- H04B1/1027—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference assessing signal quality or detecting noise/interference for the received signal
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/1646—Circuits adapted for the reception of stereophonic signals
- H04B1/1661—Reduction of noise by manipulation of the baseband composite stereophonic signal or the decoded left and right channels
- H04B1/1669—Reduction of noise by manipulation of the baseband composite stereophonic signal or the decoded left and right channels of the demodulated composite stereo signal
- H04B1/1676—Reduction of noise by manipulation of the baseband composite stereophonic signal or the decoded left and right channels of the demodulated composite stereo signal of the sum or difference signal
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は、特に車載用のFMステレオ受信機に
おいてマルチパス雑音を軽減するためのステレオ
雑音低減回路に関する。
おいてマルチパス雑音を軽減するためのステレオ
雑音低減回路に関する。
［発明の概要］
FMステレオ受信機において、Ｓメータ出力電
圧中の負のリツプル成分に対応する第１の信号値
が、第２の信号値を超えた値に対応する電流に応
じてコンデンサの充放電を制御し、このコンデン
サの放電によりＳメータ出力電圧中の直流成分を
低下させてハイカツト／ブレンド制御電圧を得る
ことによりマルチパスノイズを効果的に低減させ
ることができる雑音低減回路である。
圧中の負のリツプル成分に対応する第１の信号値
が、第２の信号値を超えた値に対応する電流に応
じてコンデンサの充放電を制御し、このコンデン
サの放電によりＳメータ出力電圧中の直流成分を
低下させてハイカツト／ブレンド制御電圧を得る
ことによりマルチパスノイズを効果的に低減させ
ることができる雑音低減回路である。
［従来の技術］
車両の走行に伴つて、放送電波の直接波と山や
建物などからの反射波との相対関係が連続的に変
わり、それがある条件を満たしたとき、直接波と
反射波との干渉による歪、マルチパス歪が発生す
る。このマルチパス歪は車載用FMチユーナにお
ける大きな問題となつている。
建物などからの反射波との相対関係が連続的に変
わり、それがある条件を満たしたとき、直接波と
反射波との干渉による歪、マルチパス歪が発生す
る。このマルチパス歪は車載用FMチユーナにお
ける大きな問題となつている。
このようなマルチパス歪が起こると、マルチパ
ス雑音が音声出力に現われ、非常に聞き苦しい音
となつてしまう。このようなマルチパス歪に対す
る対策としては、２通りの手法がある。その一つ
は、複数のアンテナを使つたスペース・ダイバー
シテイ受信システムのように、マルチパス歪が発
生していない電波を選択受信する手法であり、他
の一つは、マルチパス歪が発生したとき、その雑
音を軽減するような（即ちＳメータ電圧を利用し
て、カツト・ブレンドの動作）手法である。
ス雑音が音声出力に現われ、非常に聞き苦しい音
となつてしまう。このようなマルチパス歪に対す
る対策としては、２通りの手法がある。その一つ
は、複数のアンテナを使つたスペース・ダイバー
シテイ受信システムのように、マルチパス歪が発
生していない電波を選択受信する手法であり、他
の一つは、マルチパス歪が発生したとき、その雑
音を軽減するような（即ちＳメータ電圧を利用し
て、カツト・ブレンドの動作）手法である。
このマルチパス雑音を軽減する手法は例えば特
開昭57−212830号に提案されている。そこで提案
されている手法は、第７図に示すFMステレオ受
信機のIF増幅・FM復調部２０から得られるＳメ
ータ電圧を雑音低減回路２１に送つてマルチパス
雑音を検出し、ハイカツト／ブレンド動作制御信
号を得て、この信号をステレオ復調回路２２のス
テレオコントロール端子SNC及び高域減衰コン
トロール端子HCLに加えることにより以下の二
つの方法で行うものである。
開昭57−212830号に提案されている。そこで提案
されている手法は、第７図に示すFMステレオ受
信機のIF増幅・FM復調部２０から得られるＳメ
ータ電圧を雑音低減回路２１に送つてマルチパス
雑音を検出し、ハイカツト／ブレンド動作制御信
号を得て、この信号をステレオ復調回路２２のス
テレオコントロール端子SNC及び高域減衰コン
トロール端子HCLに加えることにより以下の二
つの方法で行うものである。
ａ モノラル・ステレオ自動切換（通称ブレンド
機能） モノラル受信時の雑音はステレオ受信時の雑音
より約20dB小さい。従つて、アンテナ入力が下
がり、ステレオ受信時の雑音が目立つようになれ
ば、上記信号によりステレオ受信からモノラル受
信へと受信モードを徐々に切換え、復調出力の雑
音をモノラル受信時の雑音レベルへ下げる。
機能） モノラル受信時の雑音はステレオ受信時の雑音
より約20dB小さい。従つて、アンテナ入力が下
がり、ステレオ受信時の雑音が目立つようになれ
ば、上記信号によりステレオ受信からモノラル受
信へと受信モードを徐々に切換え、復調出力の雑
音をモノラル受信時の雑音レベルへ下げる。
ｂ 高域減衰（通称ハイカツト動作）
雑音成分の中で、人間の耳につきやすいのは高
域雑音成分である。従つて雑音が目立つようにな
つたとき、前記信号に応じて復調出力の高域を減
衰させれば雑音は目立たなくなる。
域雑音成分である。従つて雑音が目立つようにな
つたとき、前記信号に応じて復調出力の高域を減
衰させれば雑音は目立たなくなる。
以上の二つの手法は、マルチパス雑音に対して
非常に効果的である。即ち、マルチパス歪は多く
の高次高調波成分を含み、従つて変調周波数が高
いところでは、エンフアシス回路（ハイカツト）
により可成りの歪が軽減できる。ここで、特開昭
57−212830号に提案されている手法は、誤動作を
防止するために、ダイオード１個分の閾値レベル
を設定したものである。つまり、変調信号の周波
数が変化したとき、変調率の変化による側帯波の
拡がりによつて振幅変化を起こし、この振幅の変
化がマルチパス検出回路でマルチパス雑音として
検出され、マルチパス雑音が発生していないにも
拘らず検出信号が生じて、ハイカツト／ブレンド
の動作を行うようになり、誤動作をしてしまうた
めに、ダイオードを使い、このダイオード分の順
方向電圧分だけずれた閾値レベルが設けられる。
この閾値レベルはダイオード分しか設定できず、
任意に設定することはできなかつた。さらに、マ
ルチパス雑音の発生に対して充放電の時定数が独
立に設定できないために、応答性に関して制約が
あつた。従つて、マルチパス雑音が頻繁に発生す
るような地点では、どうしても音の異和感が避け
られなかつた。
非常に効果的である。即ち、マルチパス歪は多く
の高次高調波成分を含み、従つて変調周波数が高
いところでは、エンフアシス回路（ハイカツト）
により可成りの歪が軽減できる。ここで、特開昭
57−212830号に提案されている手法は、誤動作を
防止するために、ダイオード１個分の閾値レベル
を設定したものである。つまり、変調信号の周波
数が変化したとき、変調率の変化による側帯波の
拡がりによつて振幅変化を起こし、この振幅の変
化がマルチパス検出回路でマルチパス雑音として
検出され、マルチパス雑音が発生していないにも
拘らず検出信号が生じて、ハイカツト／ブレンド
の動作を行うようになり、誤動作をしてしまうた
めに、ダイオードを使い、このダイオード分の順
方向電圧分だけずれた閾値レベルが設けられる。
この閾値レベルはダイオード分しか設定できず、
任意に設定することはできなかつた。さらに、マ
ルチパス雑音の発生に対して充放電の時定数が独
立に設定できないために、応答性に関して制約が
あつた。従つて、マルチパス雑音が頻繁に発生す
るような地点では、どうしても音の異和感が避け
られなかつた。
従来の方式は、Ｓメータ出力電圧に含まれるリ
ツプル成分を逆相増幅器で増幅した後、それを負
整流して負電圧を作り、Ｓメータ出力電圧の直流
電圧と合成し、その電圧をハイカツト／ブレンド
動作用の制御電圧として利用するものである。
ツプル成分を逆相増幅器で増幅した後、それを負
整流して負電圧を作り、Ｓメータ出力電圧の直流
電圧と合成し、その電圧をハイカツト／ブレンド
動作用の制御電圧として利用するものである。
第５図は既に特開昭57−212830号に述べられて
いるステレオ雑音低減回路の回路図で、図中、１
はＳメータ出力電圧Viが印加される入力端子、
２はハイカツト、ブレンド制御電圧Voが現われ
る出力端子である。
いるステレオ雑音低減回路の回路図で、図中、１
はＳメータ出力電圧Viが印加される入力端子、
２はハイカツト、ブレンド制御電圧Voが現われ
る出力端子である。
マルチパス妨害が発生すると、Ｓメータ出力電
圧には負のリツプル成分が生じる。また、プラグ
雑音等の雑音は通常正のリツプル成分として現わ
れる。第６図はマルチパス妨害発生時(a)およびプ
ラグ雑音発生時(b)のＳメータ出力電圧波形を示
す。
圧には負のリツプル成分が生じる。また、プラグ
雑音等の雑音は通常正のリツプル成分として現わ
れる。第６図はマルチパス妨害発生時(a)およびプ
ラグ雑音発生時(b)のＳメータ出力電圧波形を示
す。
第５図に示す従来方式は、Ｓメータ出力電圧に
含まれるリツプル成分を逆相増幅器を通して増幅
し、それを負整流して直流出力電圧を合成してい
る。つまり、マルチパス雑音が発生すると、この
マルチパスによるＳメータ出力電圧中のリツプル
成分は逆相増幅器で正側に反転増幅される。そし
て、負整流のために、マルチパスが入つてきても
整流されない。
含まれるリツプル成分を逆相増幅器を通して増幅
し、それを負整流して直流出力電圧を合成してい
る。つまり、マルチパス雑音が発生すると、この
マルチパスによるＳメータ出力電圧中のリツプル
成分は逆相増幅器で正側に反転増幅される。そし
て、負整流のために、マルチパスが入つてきても
整流されない。
さらに、第８図に示すように自動車エンジンの
プラグ点火時に発生するプラグ雑音Npに対して
は、負整流してコンデンサC3を負方向へ充電す
る。また、実際には、カツプリング・コンデンサ
C1で微分回路を構成しているために、マルチパ
ス妨害時に発生する負のリツプル成分でも、トラ
ンジスタTrのベース入力波形には正のリツプル
成分が現われる。このために、マルチパス雑音で
も負整流される。しかし感度はプラグ雑音に対す
る方がより高い。つまり、マルチパス雑音に対し
ては感度が低く、プラグ雑音に対しては感度が高
い構成になつている。
プラグ点火時に発生するプラグ雑音Npに対して
は、負整流してコンデンサC3を負方向へ充電す
る。また、実際には、カツプリング・コンデンサ
C1で微分回路を構成しているために、マルチパ
ス妨害時に発生する負のリツプル成分でも、トラ
ンジスタTrのベース入力波形には正のリツプル
成分が現われる。このために、マルチパス雑音で
も負整流される。しかし感度はプラグ雑音に対す
る方がより高い。つまり、マルチパス雑音に対し
ては感度が低く、プラグ雑音に対しては感度が高
い構成になつている。
次に、第５図に示す回路の動作を説明する。
コンデンサC4は抵抗R6を通じて電位V1に充電
される。そして、マルチパス等が発生すると、コ
ンデンサC3の電位が下がり、ダイオードD3の順
方向電圧VF以下となると、コンデンサC4からダ
イオードD3、抵抗R5を通してコンデンサC3の電
位を上げるように、コンデンサC4が放電する。
さらに、コンデンサC4をさらに充電しようとし
て、抵抗R6を通して電流が流れる。このコンデ
ンサC4への充電電流によりV1の電位が下がつて
くる。これが第５図に示す回路の動作原理であ
る。充電時定数T1はC4R6、放電時定数T2はほぼ
C4R5で決定される。マルチパス発生による音質
の不連続感はこの充放電時定数の設定により可成
り軽減される。この充電時定数T1の設定は、目
安として約10ms程度が望まれる。しかしながら、
従来の方式では、この充電時定数を10msにする
ためには、例えばコンデンサC4＝1000μF、抵抗
R6＝10kΩでなければならない。ここで、抵抗R6
の値を極端に大きくすることはできない。従つ
て、可成り大きなコンデンサを必要とし、コスト
の上でも面積の上でも不利であつた。また、マル
チパス雑音が微小なときは動作させないという不
感帯は、抵抗R1によりある程度までは設定でき
るが限界がある。
される。そして、マルチパス等が発生すると、コ
ンデンサC3の電位が下がり、ダイオードD3の順
方向電圧VF以下となると、コンデンサC4からダ
イオードD3、抵抗R5を通してコンデンサC3の電
位を上げるように、コンデンサC4が放電する。
さらに、コンデンサC4をさらに充電しようとし
て、抵抗R6を通して電流が流れる。このコンデ
ンサC4への充電電流によりV1の電位が下がつて
くる。これが第５図に示す回路の動作原理であ
る。充電時定数T1はC4R6、放電時定数T2はほぼ
C4R5で決定される。マルチパス発生による音質
の不連続感はこの充放電時定数の設定により可成
り軽減される。この充電時定数T1の設定は、目
安として約10ms程度が望まれる。しかしながら、
従来の方式では、この充電時定数を10msにする
ためには、例えばコンデンサC4＝1000μF、抵抗
R6＝10kΩでなければならない。ここで、抵抗R6
の値を極端に大きくすることはできない。従つ
て、可成り大きなコンデンサを必要とし、コスト
の上でも面積の上でも不利であつた。また、マル
チパス雑音が微小なときは動作させないという不
感帯は、抵抗R1によりある程度までは設定でき
るが限界がある。
［発明が解決しようとする課題］
以上説明した通り、従来の方式によるステレオ
雑音低減回路は、マルチパス雑音に対しては感度
はさほどよくなく、寧ろプラグ雑音に対して感度
がよかつた。即ち、プラグ雑音が発生している
と、常時ハイカツト／ブレンド制御電圧が下がつ
て動作し、高域が落ちてしまうという欠点があつ
た。また、充電時定数が長く（10ms程度）設定
できないために、電波状態の急激な変化に対して
速く応答しすぎて、音質の不連続感があり、この
充放電時定数を任意に設定することはできなかつ
た。さらに、あるレベル以上のマルチパス雑音に
対してのみ応答するような不感帯を設けることも
難しかつたし、またあるレベルのマルチパス入力
時におけるコンデンサの放電量を任意に設定する
ことも難しかつた。
雑音低減回路は、マルチパス雑音に対しては感度
はさほどよくなく、寧ろプラグ雑音に対して感度
がよかつた。即ち、プラグ雑音が発生している
と、常時ハイカツト／ブレンド制御電圧が下がつ
て動作し、高域が落ちてしまうという欠点があつ
た。また、充電時定数が長く（10ms程度）設定
できないために、電波状態の急激な変化に対して
速く応答しすぎて、音質の不連続感があり、この
充放電時定数を任意に設定することはできなかつ
た。さらに、あるレベル以上のマルチパス雑音に
対してのみ応答するような不感帯を設けることも
難しかつたし、またあるレベルのマルチパス入力
時におけるコンデンサの放電量を任意に設定する
ことも難しかつた。
従つて、本発明の目的は、プラグ雑音に対して
は応答せず、マルチパス雑音に対してのみ応答
し、高域成分がマルチパス雑音入力時にのみ落
ち、従つて異和感が解消され、更に、音質の不連
続感を解消するように、充電時定数を長く設定で
き、電波状態の急激な変化に対してゆつくり応答
し、かつ誤動作の少ないFMステレオ受信機にお
けるステレオ雑音低減回路を提供することであ
る。
は応答せず、マルチパス雑音に対してのみ応答
し、高域成分がマルチパス雑音入力時にのみ落
ち、従つて異和感が解消され、更に、音質の不連
続感を解消するように、充電時定数を長く設定で
き、電波状態の急激な変化に対してゆつくり応答
し、かつ誤動作の少ないFMステレオ受信機にお
けるステレオ雑音低減回路を提供することであ
る。
本発明の他の目的はあるレベルのマルチパス妨
害入力時における充放電コンデンサの放電量を任
意に設定でき、ハイカツト／ブレンドの制御電圧
を任意に設定可能で、しかもその動作量も併せて
自由に設定可能とするにある。
害入力時における充放電コンデンサの放電量を任
意に設定でき、ハイカツト／ブレンドの制御電圧
を任意に設定可能で、しかもその動作量も併せて
自由に設定可能とするにある。
［課題を解決するための手段］
上記目的を達成するために、本発明は、受信信
号から得られたＳメータ成分に基づいて、該受信
信号のステレオ復調出力をハイカツト／ブレンド
動作制御し、上記受信信号に含まれた雑音成分を
低減するFMステレオ受信機におけるステレオ雑
音低減回路において、 前記Ｓメータ成分中のマルチパス雑音成分のリ
ツプル成分を検出し該リツプル成分に対応した検
出信号を得るリツプル成分検出手段と、 上記検出信号と所定の基準信号とを比較するこ
とにより、その比較結果に応じて該検出信号が該
基準信号を超えた時の差成分に対応した第１差成
分信号と、該基準信号を超えない時の差成分に対
応した第２差成分信号とを出力する検出信号比較
手段と、 充放電制御用の所定の充電制御信号を出力する
充電制御手段と、 前記リツプル成分検出手段でリツプル成分が検
出された時、前記第１差成分信号に対応した放電
制御信号を出力する放電制御手段と、 前記Ｓメータ成分中の直流成分を、前記充電制
御信号による所定コンデンサへの充電後、前記第
１差成分信号が得られた時は前記放電制御信号に
応じた上記コンデンサからの放電により所定レベ
ルに制御して出力し、前記第２差成分信号が得ら
れた時は上記直流成分をハイカツト／ブレンド動
作制御信号として出力する充放電手段と、 を有することを特徴とする。
号から得られたＳメータ成分に基づいて、該受信
信号のステレオ復調出力をハイカツト／ブレンド
動作制御し、上記受信信号に含まれた雑音成分を
低減するFMステレオ受信機におけるステレオ雑
音低減回路において、 前記Ｓメータ成分中のマルチパス雑音成分のリ
ツプル成分を検出し該リツプル成分に対応した検
出信号を得るリツプル成分検出手段と、 上記検出信号と所定の基準信号とを比較するこ
とにより、その比較結果に応じて該検出信号が該
基準信号を超えた時の差成分に対応した第１差成
分信号と、該基準信号を超えない時の差成分に対
応した第２差成分信号とを出力する検出信号比較
手段と、 充放電制御用の所定の充電制御信号を出力する
充電制御手段と、 前記リツプル成分検出手段でリツプル成分が検
出された時、前記第１差成分信号に対応した放電
制御信号を出力する放電制御手段と、 前記Ｓメータ成分中の直流成分を、前記充電制
御信号による所定コンデンサへの充電後、前記第
１差成分信号が得られた時は前記放電制御信号に
応じた上記コンデンサからの放電により所定レベ
ルに制御して出力し、前記第２差成分信号が得ら
れた時は上記直流成分をハイカツト／ブレンド動
作制御信号として出力する充放電手段と、 を有することを特徴とする。
［作用］
本発明のステレオ雑音低減回路において、Ｓメ
ータ成分中のマルチパス雑音のリツプル成分が検
出され、その検出信号が所定の基準信号と比較さ
れる。その結果、該検出信号が該基準信号を超え
た時の差成分に対応した第１差成分信号と、該基
準信号を超えない時の差成分に対応した第２差成
分信号が出力される。
ータ成分中のマルチパス雑音のリツプル成分が検
出され、その検出信号が所定の基準信号と比較さ
れる。その結果、該検出信号が該基準信号を超え
た時の差成分に対応した第１差成分信号と、該基
準信号を超えない時の差成分に対応した第２差成
分信号が出力される。
そして第１差成分信号が得られた時は、前記Ｓ
メータ成分時の直流成分が、充電制御信号による
所定コンデンサへの充電後、前記放電制御信号に
応じた上記コンデンサからの放電により所定レベ
ルに制御されて出力され、また第２差成分信号が
得られた時は、前記直流成分が出力されてハイカ
ツト／ブレンド動作制御信号を得る。
メータ成分時の直流成分が、充電制御信号による
所定コンデンサへの充電後、前記放電制御信号に
応じた上記コンデンサからの放電により所定レベ
ルに制御されて出力され、また第２差成分信号が
得られた時は、前記直流成分が出力されてハイカ
ツト／ブレンド動作制御信号を得る。
上述の構成によれば、プラグ雑音に対して応答
せず、マルチパス雑音に対してのみ応答するよう
になり、オーデイオ帯の高域成分がマルチパス雑
音入力時にのみ落ちるような特性となり、異和感
が解消される。更に、充電電流を任意に設定でき
ることにより、充電時定数を長く設定でき、電波
状態の急激な変化に対してゆつくり応答するので
音質の不連続感が解消される。
せず、マルチパス雑音に対してのみ応答するよう
になり、オーデイオ帯の高域成分がマルチパス雑
音入力時にのみ落ちるような特性となり、異和感
が解消される。更に、充電電流を任意に設定でき
ることにより、充電時定数を長く設定でき、電波
状態の急激な変化に対してゆつくり応答するので
音質の不連続感が解消される。
［実施例］
第１図はFMステレオ受信機において前記第７
図に示すステレオ雑音低減回路として使用される
本発明の一実施例の構成を示すブロツク図で、図
中、３はDC入力部、４はAC入力部、CINは入力
コンデンサ、５は入力信号と出力信号が同相であ
る同相増幅器、６はＶ−Ｉ変換器、７は放電制御
回路、８はコンデンサＣが接続された充放電回
路、９，１０はレベルシフト回路、１１は充電電
流発生回路、１２は定電圧回路である。
図に示すステレオ雑音低減回路として使用される
本発明の一実施例の構成を示すブロツク図で、図
中、３はDC入力部、４はAC入力部、CINは入力
コンデンサ、５は入力信号と出力信号が同相であ
る同相増幅器、６はＶ−Ｉ変換器、７は放電制御
回路、８はコンデンサＣが接続された充放電回
路、９，１０はレベルシフト回路、１１は充電電
流発生回路、１２は定電圧回路である。
入力コンデンサCINおよび同相増幅器５はＳメ
ータ出力電圧中の負のリツプル成分を検出する手
段を構成する。Ｖ−Ｉ変換器６は抵抗R6により
規定される第２の信号を発生する規定信号源を有
し、同相増幅器５が出力される上記リツプル成分
に対応する第１の信号と第２の信号を比較して第
１の信号が第２の信号を超える値に対応する電流
を出力する。
ータ出力電圧中の負のリツプル成分を検出する手
段を構成する。Ｖ−Ｉ変換器６は抵抗R6により
規定される第２の信号を発生する規定信号源を有
し、同相増幅器５が出力される上記リツプル成分
に対応する第１の信号と第２の信号を比較して第
１の信号が第２の信号を超える値に対応する電流
を出力する。
充電電流発生回路１１には定電圧回路１２が抵
抗R9を介して接続され、充放電回路８を介して
コンデンサＣに充電電流を供給する。放電制御回
路７はＶ−Ｉ変換器６の出力電流に応じてコンデ
ンサＣの放電を制御し、充放電回路８はコンデン
サの放電によりＳメータ出力電圧中の直流成分を
低下させてハイカツト／ブレンド制御電圧を発生
する。
抗R9を介して接続され、充放電回路８を介して
コンデンサＣに充電電流を供給する。放電制御回
路７はＶ−Ｉ変換器６の出力電流に応じてコンデ
ンサＣの放電を制御し、充放電回路８はコンデン
サの放電によりＳメータ出力電圧中の直流成分を
低下させてハイカツト／ブレンド制御電圧を発生
する。
このように本発明によるステレオ雑音低減回路
においても、Ｓメータ出力電圧中のリツプル成分
を利用するところは従来の回路と同様であり、
DC入力部３にはＳメータ出力電圧の直流成分が
そのまま入力され、レベルシフト回路９を通して
マルチパス等のリツプル成分の大きさに基づいて
動作する充放電回路８を通り、更にレベルシフト
回路１０を通つてDC出力部２で出力される。マ
ルチパス等のリツプル成分が発生していなけれ
ば、DC入力部３の電圧がそのままDC出力部２に
現われる。次にＳメータ出力電圧にマルチパス等
のリツプル成分が発生しているときは、入力コン
デンサCINおよび同相増幅器５により負のリツプ
ル成分が検出され、該リツプル成分に対応する電
圧を出力し、Ｖ−Ｉ変換器６で電圧−電流変換さ
れる。マルチパス成分は負のリツプル成分が主で
あるから、同相増幅器５は負のリツプル成分のと
きにのみ応答する増幅器で、差動増幅器で構成さ
れる。Ｖ−Ｉ変換器６において、抵抗R8で設定
される電流値と比較され、同相増幅器５の出力に
対応する電流がその設定電流値よりも大きい場合
にのみ電圧−電流変換されるような不感帯が設定
される。そして、放電制御回路７でＶ−Ｉ変換器
６の出力電流に応じてマルチパス成分のリツプル
成分の大きさに比例する負電圧が発生させられ
る。この負電圧により充放電回路８によるコンデ
ンサＣの放電が制御されDC入力部３に入力され
る電圧（Ｓメー出力の直流成分）がマルチパス等
のリツプル成分によるコンデンサＣの放電に対応
して低下し、それによりハイカツト／ブレンド制
御電圧が発生しDC出力部２へ伝達される。
においても、Ｓメータ出力電圧中のリツプル成分
を利用するところは従来の回路と同様であり、
DC入力部３にはＳメータ出力電圧の直流成分が
そのまま入力され、レベルシフト回路９を通して
マルチパス等のリツプル成分の大きさに基づいて
動作する充放電回路８を通り、更にレベルシフト
回路１０を通つてDC出力部２で出力される。マ
ルチパス等のリツプル成分が発生していなけれ
ば、DC入力部３の電圧がそのままDC出力部２に
現われる。次にＳメータ出力電圧にマルチパス等
のリツプル成分が発生しているときは、入力コン
デンサCINおよび同相増幅器５により負のリツプ
ル成分が検出され、該リツプル成分に対応する電
圧を出力し、Ｖ−Ｉ変換器６で電圧−電流変換さ
れる。マルチパス成分は負のリツプル成分が主で
あるから、同相増幅器５は負のリツプル成分のと
きにのみ応答する増幅器で、差動増幅器で構成さ
れる。Ｖ−Ｉ変換器６において、抵抗R8で設定
される電流値と比較され、同相増幅器５の出力に
対応する電流がその設定電流値よりも大きい場合
にのみ電圧−電流変換されるような不感帯が設定
される。そして、放電制御回路７でＶ−Ｉ変換器
６の出力電流に応じてマルチパス成分のリツプル
成分の大きさに比例する負電圧が発生させられ
る。この負電圧により充放電回路８によるコンデ
ンサＣの放電が制御されDC入力部３に入力され
る電圧（Ｓメー出力の直流成分）がマルチパス等
のリツプル成分によるコンデンサＣの放電に対応
して低下し、それによりハイカツト／ブレンド制
御電圧が発生しDC出力部２へ伝達される。
次に第１図の実施例の動作を第９図に引用して
より具体的に説明する。
より具体的に説明する。
Ｓメータ電圧に重畳されたマルチパス雑音に対
応する交流成分ＡがコンデンサCINを介して同相
増幅器５へ入力する。同相増幅器５はこの交流成
分を所定増幅率・同位相で増幅し出力信号Ｂを発
生する。この信号ＢはＶ−Ｉ変換器６に入力され
電圧から電流に変換され、抵抗R8によつて設定
した基準電流値を超える負サイクルの電流のみを
正方向に変換した電流Ｃを出力する。
応する交流成分ＡがコンデンサCINを介して同相
増幅器５へ入力する。同相増幅器５はこの交流成
分を所定増幅率・同位相で増幅し出力信号Ｂを発
生する。この信号ＢはＶ−Ｉ変換器６に入力され
電圧から電流に変換され、抵抗R8によつて設定
した基準電流値を超える負サイクルの電流のみを
正方向に変換した電流Ｃを出力する。
この電流Ｃは放電制御回路７に入力され抵抗
R10で設定された値に増幅された制御信号Ｄを出
力する。充電電流発生回路１１は抵抗R9によつ
て設定された所定の直流電流Ｅを充放電回路８に
供給する。
R10で設定された値に増幅された制御信号Ｄを出
力する。充電電流発生回路１１は抵抗R9によつ
て設定された所定の直流電流Ｅを充放電回路８に
供給する。
一方、Ｓメータ電圧の直流成分Ｆは第１のレベ
ルシフト回路９により所定レベル△Ｖシフトアツ
プした直流信号Ｇを充放電回路８へ出力する。
ルシフト回路９により所定レベル△Ｖシフトアツ
プした直流信号Ｇを充放電回路８へ出力する。
充放電回路８では上記直流信号Ｇが入力される
と、前記制御信号Ｄに基づいて充放電動作が制御
されて出力信号Ｈ，Ｉを発生するが、まず放電動
作の詳細を説明する。
と、前記制御信号Ｄに基づいて充放電動作が制御
されて出力信号Ｈ，Ｉを発生するが、まず放電動
作の詳細を説明する。
前記直流信号Ｇが入力されると、制御信号Ｄの
電圧レベルに応じて充放電回路８によるコンデン
サＣの放電量が制御される。即ち、上記電圧レベ
ルが下がる程、放電量は増大するため、コンデン
サＣの電荷が減少し、コンデンサＣの電圧が低下
する。充電電流Ｅは常にコンデンサＣに供給され
ているが、充電電流値よりも放電電流が大きい間
（td）はコンデンサＣの電圧は低下し続ける。
電圧レベルに応じて充放電回路８によるコンデン
サＣの放電量が制御される。即ち、上記電圧レベ
ルが下がる程、放電量は増大するため、コンデン
サＣの電荷が減少し、コンデンサＣの電圧が低下
する。充電電流Ｅは常にコンデンサＣに供給され
ているが、充電電流値よりも放電電流が大きい間
（td）はコンデンサＣの電圧は低下し続ける。
次に充電動作は以下の通りである。
前記直流信号Ｇが入力されると、制御信号Ｄの
電圧レベルに応じて充放電回路８の放電量が制御
されるため、制御信号Ｄのレベルがある一定値に
上昇すると、放電電流値よりも充電電流値が大き
くなる。従つてコンデンサＣは充電電流により充
電され、コンデンサＣの電圧はtrの間上昇を続け
る。放電制御回路７は直流信号Ｇとコンデンサ電
圧Ｈとを比較して充電動作を行つており、コンデ
ンサＣの電圧が直流信号Ｇよりも増大しようとす
ると、放電動作となるように制御している。
電圧レベルに応じて充放電回路８の放電量が制御
されるため、制御信号Ｄのレベルがある一定値に
上昇すると、放電電流値よりも充電電流値が大き
くなる。従つてコンデンサＣは充電電流により充
電され、コンデンサＣの電圧はtrの間上昇を続け
る。放電制御回路７は直流信号Ｇとコンデンサ電
圧Ｈとを比較して充電動作を行つており、コンデ
ンサＣの電圧が直流信号Ｇよりも増大しようとす
ると、放電動作となるように制御している。
従つて、直流電流（充電電流）Ｅが常に一定量
供給されているが、コンデンサＣの電圧は直流信
号Ｇを超えることはない。即ち、コンデンサＣの
電圧が直流信号Ｇに達すると、充電電流は放電電
流の経路を通つて放電電流となりコンデンサＣに
は供給されなくなる。
供給されているが、コンデンサＣの電圧は直流信
号Ｇを超えることはない。即ち、コンデンサＣの
電圧が直流信号Ｇに達すると、充電電流は放電電
流の経路を通つて放電電流となりコンデンサＣに
は供給されなくなる。
充放電回路８の出力信号Ｉはレベルシフト回路
１０に入力され、レベルシフト回路９によりシフ
トアツプされた電圧分（△Ｖ）だけシフトダウン
された後にブレンド／ハイカツト動作制御信号と
して出力される。
１０に入力され、レベルシフト回路９によりシフ
トアツプされた電圧分（△Ｖ）だけシフトダウン
された後にブレンド／ハイカツト動作制御信号と
して出力される。
なお、Ｓメータ電圧に交流成分が含まれない
か、無視し得るレベルの場合は、放電制御回路７
からの制御信号Ｄは一定レベルの信号となり、前
述したように充電電流は放電電流となるため、レ
ベルシフト回路９に入力されるＳメータ電圧がそ
のままレベルシフト回路１０の出力信号として得
られる。
か、無視し得るレベルの場合は、放電制御回路７
からの制御信号Ｄは一定レベルの信号となり、前
述したように充電電流は放電電流となるため、レ
ベルシフト回路９に入力されるＳメータ電圧がそ
のままレベルシフト回路１０の出力信号として得
られる。
第２図は、第１図に示す回路の具体的回路構成
を示す。以下にその動作を説明する。Ｓメータ出
力電圧V0は、マルチパス雑音が発生していなけ
れば、PNPトランジスタQ27およびQ28でレベル
シフトされ、NPNトランジスタQ32およびQ34で
レベルシフトされ、V0の電圧が出力される。即
ち、 （V0＋VBE1＋VBE2−VBE3＋VBE4 −VBE5−VBE6）≒V0 ここで、VBE1からVBE6まではトランジスタそれ
ぞれQ27，Q28，Q8，Q31，Q32およびQ34のVBEで
あり、 VBE1＝VBE2＝……VBE6 である。
を示す。以下にその動作を説明する。Ｓメータ出
力電圧V0は、マルチパス雑音が発生していなけ
れば、PNPトランジスタQ27およびQ28でレベル
シフトされ、NPNトランジスタQ32およびQ34で
レベルシフトされ、V0の電圧が出力される。即
ち、 （V0＋VBE1＋VBE2−VBE3＋VBE4 −VBE5−VBE6）≒V0 ここで、VBE1からVBE6まではトランジスタそれ
ぞれQ27，Q28，Q8，Q31，Q32およびQ34のVBEで
あり、 VBE1＝VBE2＝……VBE6 である。
次に、Ｓメータ出力電圧中に、マルチパス雑音
である負のリツプル成分が含まれている場合を考
える。この場合には、入力コンデンサCINを通じ
てトランジスタQ1およびQ2の対で構成される差
動増幅器に負のリツプル成分が入力される。ここ
で、トランジスタQ1およびQ2において、トラン
ジスタQ1のベースバイアスの方がトランジスタ
Q2のベースバイアスよりもある電位△VBだけ高
く設定されている。これは電圧−電流変換特性の
リニア領域を拡大する目的のためである。
である負のリツプル成分が含まれている場合を考
える。この場合には、入力コンデンサCINを通じ
てトランジスタQ1およびQ2の対で構成される差
動増幅器に負のリツプル成分が入力される。ここ
で、トランジスタQ1およびQ2において、トラン
ジスタQ1のベースバイアスの方がトランジスタ
Q2のベースバイアスよりもある電位△VBだけ高
く設定されている。これは電圧−電流変換特性の
リニア領域を拡大する目的のためである。
第３図に示すように、Ｓメータ電圧中に含まれ
るマルチパス雑音リツプル成分は負である。従つ
て、トランジスタQ1とQ2のベースバイアス差が
零であると、電圧−電流変換特性のリニア領域が
１／２になつてしまい、ダイナミツクレンジ特性が
悪いものになつてしまう。そのために、トランジ
スタQ1とQ2のベースバイアス差に△VBをもたせ、
リニア領域を拡げる。負のリツプル成分がトラン
ジスタQ1のベースに入力されると、トランジス
タQ1およびQ2で構成されると差動増幅器は同相
成分を増幅する構成になつている。つまり、負の
リツプル成分がトランジスタQ1のベースに入力
されると、トランジスタQ2を流れる電流が増加
してトランジスタQ1を流れる電流が減少する。
ここで、 I′0＋I″0＝I0 という関係が保たれる。
るマルチパス雑音リツプル成分は負である。従つ
て、トランジスタQ1とQ2のベースバイアス差が
零であると、電圧−電流変換特性のリニア領域が
１／２になつてしまい、ダイナミツクレンジ特性が
悪いものになつてしまう。そのために、トランジ
スタQ1とQ2のベースバイアス差に△VBをもたせ、
リニア領域を拡げる。負のリツプル成分がトラン
ジスタQ1のベースに入力されると、トランジス
タQ1およびQ2で構成されると差動増幅器は同相
成分を増幅する構成になつている。つまり、負の
リツプル成分がトランジスタQ1のベースに入力
されると、トランジスタQ2を流れる電流が増加
してトランジスタQ1を流れる電流が減少する。
ここで、 I′0＋I″0＝I0 という関係が保たれる。
トランジスタQ2を流れる電流は、基準電流I1と
トランジスタQ11，Q12，Q13で構成されるウイル
ソンカレントミラー回路により供給される電流の
総和である。つまり、負のリツプル成分が入力さ
れて、トランジスタQ2を流れる電流I′0が基準電
流I1よりも小さい場合には電流Inは流れない。従
つて、トランジスタQ29とQ30で構成されるカレ
ントミラー回路にも電流が流れず、抵抗R28では
電圧降下は発生せず（Ｃは放電しない）、Ｓメー
タ出力電圧がそのままハイカツト／ブレンド制御
電圧となる。
トランジスタQ11，Q12，Q13で構成されるウイル
ソンカレントミラー回路により供給される電流の
総和である。つまり、負のリツプル成分が入力さ
れて、トランジスタQ2を流れる電流I′0が基準電
流I1よりも小さい場合には電流Inは流れない。従
つて、トランジスタQ29とQ30で構成されるカレ
ントミラー回路にも電流が流れず、抵抗R28では
電圧降下は発生せず（Ｃは放電しない）、Ｓメー
タ出力電圧がそのままハイカツト／ブレンド制御
電圧となる。
次に、負のリツプル成分が大きくなつてきて、
トランジスタQ2を流れる電流I′0が増加し、基準
電流I1よりも大きくなると、トランジスタQ2に供
給される電流が基準電流I1で間に合わず、トラン
ジスタQ11，Q12，Q13のウイルソンカレントミラ
ー回路により電流（I′0−I1）がトランジスタQ11
のコレクタを通じて流れ出す。従つて、トランジ
スタQ13のコレクタからは、カレントミラー効果
により、電流（I′0−I1）が流れ出す。この電流In
＝（I′0−I1）は、トランジスタQ23およびQ30で構
成されるカレントミラー回路で、エミツタ抵抗
R14とR15の比によりｎ倍される。即ち、トラン
ジスタQ30のコレクタを流れる電流はｎ（I′0−I1）
である。
トランジスタQ2を流れる電流I′0が増加し、基準
電流I1よりも大きくなると、トランジスタQ2に供
給される電流が基準電流I1で間に合わず、トラン
ジスタQ11，Q12，Q13のウイルソンカレントミラ
ー回路により電流（I′0−I1）がトランジスタQ11
のコレクタを通じて流れ出す。従つて、トランジ
スタQ13のコレクタからは、カレントミラー効果
により、電流（I′0−I1）が流れ出す。この電流In
＝（I′0−I1）は、トランジスタQ23およびQ30で構
成されるカレントミラー回路で、エミツタ抵抗
R14とR15の比によりｎ倍される。即ち、トラン
ジスタQ30のコレクタを流れる電流はｎ（I′0−I1）
である。
R15／R14≒ｎ
この電流ｎ（I′0−I1）は抵抗R28を通して流れ、
電圧降下R28・ｎ（I′0−I1）が生じる。トランジス
タQ31のベースバイアス電圧はそれだけ低下す
る。即ち、 Q31のベースバイアス＝（V0＋VBE1，VBE2−VBE
３−R28・ｎ（I′0−I1）） となり、PNPトランジスタQ31がオン状態にな
る。従つて、コンデンサＣに充電されていた電荷
はR18を通して放電され、コンデンサＣの端子電
圧が低下する。その結果、NPNトランジスタQ23
およびQ34を介する制御出力電圧も低下してハイ
カツト／ブレンドの動作を行う。
電圧降下R28・ｎ（I′0−I1）が生じる。トランジス
タQ31のベースバイアス電圧はそれだけ低下す
る。即ち、 Q31のベースバイアス＝（V0＋VBE1，VBE2−VBE
３−R28・ｎ（I′0−I1）） となり、PNPトランジスタQ31がオン状態にな
る。従つて、コンデンサＣに充電されていた電荷
はR18を通して放電され、コンデンサＣの端子電
圧が低下する。その結果、NPNトランジスタQ23
およびQ34を介する制御出力電圧も低下してハイ
カツト／ブレンドの動作を行う。
更に、コンデンサＣが放電させられるために、
コンデンサＣが充電しなければならない。そのた
め充電電流I4がコンデンサＣに供給される。
コンデンサＣが充電しなければならない。そのた
め充電電流I4がコンデンサＣに供給される。
ここで、充放電時定数を考える。この充放電時
定数はコンデンサＣの端子電圧により異なるが、
次式で示される。
定数はコンデンサＣの端子電圧により異なるが、
次式で示される。
t1＝Ｃ／I4・Vs
Vs：コンデンサＣの端子電圧
I4：充電電流
また、放電時定数t2＝Ｃ・R18で示される。例
えば、I4＝2.5μA、Ｃ＝22μF、Vs＝1Vのときにt1
＝8.8ms、R18＝1kΩのとき、t2＝22msとなる。
従つて、コンデンサの値を大きくしなくとも、充
電時定数の値を約10ms近くに設定できる。ここ
で、充電電流I4の値は任意に設定可能とすれば、
充放電時定数を独立に設定できる。
えば、I4＝2.5μA、Ｃ＝22μF、Vs＝1Vのときにt1
＝8.8ms、R18＝1kΩのとき、t2＝22msとなる。
従つて、コンデンサの値を大きくしなくとも、充
電時定数の値を約10ms近くに設定できる。ここ
で、充電電流I4の値は任意に設定可能とすれば、
充放電時定数を独立に設定できる。
更に、上述した同相増幅器において、第６図ｂ
に示すようにプラグ雑音は同図ａのマルチパス雑
音とは反対の正特性で、これが入力されると、
I″0が急激に増大し、I0＝I″0＋I′0であるから、ト
ランジスタQ2のコレクタに電流（I′0）がほとん
ど流れず、反応しない。即ち、第１図に示す回路
はマルチパス雑音に対してのみ反応する。
に示すようにプラグ雑音は同図ａのマルチパス雑
音とは反対の正特性で、これが入力されると、
I″0が急激に増大し、I0＝I″0＋I′0であるから、ト
ランジスタQ2のコレクタに電流（I′0）がほとん
ど流れず、反応しない。即ち、第１図に示す回路
はマルチパス雑音に対してのみ反応する。
次にこの点についてより詳細に説明する。
第２図の同相増幅器５において、その入力信号
として正弦波を加えた場合、その正の半サイクル
ではトランジスタQ1のVBEが増大するため、Q1の
コレクタ電流I″0が増大しI″0＋I′0＝I0であるから
トランジスタQ2のコレクタ電流I′0はその分減少
する。従つて、出力電流In＝I′0−I1は減少する方
向となる。
として正弦波を加えた場合、その正の半サイクル
ではトランジスタQ1のVBEが増大するため、Q1の
コレクタ電流I″0が増大しI″0＋I′0＝I0であるから
トランジスタQ2のコレクタ電流I′0はその分減少
する。従つて、出力電流In＝I′0−I1は減少する方
向となる。
これに対し入力信号が負の半サイクルではトラ
ンジスタQ1のVBEが減少するため、Q1のコレクタ
電流I″0が減少し、トランジスタQ2のコレクタ電
流I′0はその分増大する。従つて、出力電流Inも増
大する方向となる。
ンジスタQ1のVBEが減少するため、Q1のコレクタ
電流I″0が減少し、トランジスタQ2のコレクタ電
流I′0はその分増大する。従つて、出力電流Inも増
大する方向となる。
このように入力信号の負の半サイクルでは出力
電流Inが増大し、正の半サイクルでは減少する。
またI′0はトランジスタQ16のコレクタよりI1が供
給されるため、最小でもI′0＝I1であり、出力電流
Inは最小でも０となるが負にはならない。
電流Inが増大し、正の半サイクルでは減少する。
またI′0はトランジスタQ16のコレクタよりI1が供
給されるため、最小でもI′0＝I1であり、出力電流
Inは最小でも０となるが負にはならない。
一方、プラグ雑音は第６図ｂに示すように正方
向のパルス状雑音であり、これがＳメータ電圧に
重畳された場合、同相増幅器５のトランジスタ
Q1のVBEはプラグ雑音成分により急激に増大する
ので出力電流Inは急激に減少する。即ち、プラグ
雑音に対してトランジスタQ2のコレクタに電流
が流れず、反応しないことになる。
向のパルス状雑音であり、これがＳメータ電圧に
重畳された場合、同相増幅器５のトランジスタ
Q1のVBEはプラグ雑音成分により急激に増大する
ので出力電流Inは急激に減少する。即ち、プラグ
雑音に対してトランジスタQ2のコレクタに電流
が流れず、反応しないことになる。
なお、前記実施例において、R14／R15＝ｎを
調節することによりハイカツト／ブレンド制御電
圧を調節することができる。
調節することによりハイカツト／ブレンド制御電
圧を調節することができる。
第４図ａは基準電流をパラメータとして表わし
た第２図に示す回路の特性を表わし、ｂはR15／
R14＝ｎをパラメータとして表わした特性を示
す。
た第２図に示す回路の特性を表わし、ｂはR15／
R14＝ｎをパラメータとして表わした特性を示
す。
［発明の効果］
以上説明した通り、本発明によれば、FMステ
レオ受信機におけるステレオ雑音低減回路が、プ
ラグ雑音に対しては応答せず、マルチパス雑音に
対してのみ応答し、ステレオ信号の高域成分がマ
ルチパス雑音入力時にのみ落ち、従つて、異和感
が解消され、更に、音質の不連続感を解消するよ
うに、充電時定数を長く設定でき、電波状態の急
激な変化に対してゆつくり応答し、第２の信号を
規定することにより、あるレベル以上のマルチパ
ス雑音に対してのみ応答するようにすることがで
き、誤動作が大幅に減少するという利点が得られ
る。
レオ受信機におけるステレオ雑音低減回路が、プ
ラグ雑音に対しては応答せず、マルチパス雑音に
対してのみ応答し、ステレオ信号の高域成分がマ
ルチパス雑音入力時にのみ落ち、従つて、異和感
が解消され、更に、音質の不連続感を解消するよ
うに、充電時定数を長く設定でき、電波状態の急
激な変化に対してゆつくり応答し、第２の信号を
規定することにより、あるレベル以上のマルチパ
ス雑音に対してのみ応答するようにすることがで
き、誤動作が大幅に減少するという利点が得られ
る。
第１図は本発明によるFMステレオ受信機にお
けるステレオ雑音低減回路一実施例の構成を示す
ブロツク図、第２図は第１図に示す回路の具体的
な回路図、第３図は差動増幅器特性図およびＳメ
ータ出力電圧波形図、第４図は第２図に示す回路
の特性図、第５図は従来のステレオ雑音低減回路
の回路図、第６図はＳメータ出力電圧波形図、第
７図はFMステレオ受信機の概略構成図、第８図
はプラグ雑音を示す波形図、第９図は第１図の実
施例の動作説明用タイミングチヤートである。 １……Ｓメータ出力電圧入力端子、２……ハイ
カツト／ブレンド制御電圧出力端子、３……DC
入力部、４……AC入力部、５……同相増幅器、
６……Ｖ−Ｉ変換器、７……放電制御回路、８…
…充放電回路、９，１０……レベルシフト回路、
１１……充電電流発生回路、１２……定電圧回
路。
けるステレオ雑音低減回路一実施例の構成を示す
ブロツク図、第２図は第１図に示す回路の具体的
な回路図、第３図は差動増幅器特性図およびＳメ
ータ出力電圧波形図、第４図は第２図に示す回路
の特性図、第５図は従来のステレオ雑音低減回路
の回路図、第６図はＳメータ出力電圧波形図、第
７図はFMステレオ受信機の概略構成図、第８図
はプラグ雑音を示す波形図、第９図は第１図の実
施例の動作説明用タイミングチヤートである。 １……Ｓメータ出力電圧入力端子、２……ハイ
カツト／ブレンド制御電圧出力端子、３……DC
入力部、４……AC入力部、５……同相増幅器、
６……Ｖ−Ｉ変換器、７……放電制御回路、８…
…充放電回路、９，１０……レベルシフト回路、
１１……充電電流発生回路、１２……定電圧回
路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 受信信号から得られたＳメータ成分に基づい
て、該受信信号のステレオ復調出力をハイカツ
ト／ブレンド動作制御し、上記受信信号に含まれ
た雑音成分を低減するFMステレオ受信機におけ
るステレオ雑音低減回路において、 前記Ｓメータ成分中のマルチパス雑音成分のリ
ツプル成分を検出し該リツプル成分に対応した検
出信号を得るリツプル成分検出手段と、 上記検出信号と所定の基準信号とを比較するこ
とにより、その比較結果に応じて該検出信号が該
基準信号を超えた時の差成分に対応した第１差成
分信号と、該基準信号を超えない時の差成分に対
応した第２差成分信号とを出力する検出信号比較
手段と、 充放電制御用の所定の充電制御信号を出力する
充電制御手段と、 前記リツプル成分検出手段でリツプル成分が検
出された時、前記第１差成分信号に対応した放電
制御信号を出力する放電制御手段と、 前記Ｓメータ成分中の直流成分を、前記充電制
御信号による所定コンデンサへの充電後、前記第
１差成分信号が得られた時は前記放電制御信号に
応じた上記コンデンサからの放電により所定レベ
ルに制御して出力し、前記第２差成分信号が得ら
れた時は上記直流成分をハイカツト／ブレンド動
作制御信号として出力する充放電手段と、 を有することを特徴とするFMステレオ受信機に
おけるステレオ雑音低減回路。 ２ 上記成分検出手段が入力コンデンサと、同相
増幅器から成ることを特徴とする特許請求の範囲
第１項記載のFMステレオ受信機におけるステレ
オ雑音低減回路。 ３ 上記同相増幅器が二つのトランジスタからな
り、入力側のトランジスタのベースバイアスが出
力側のトランジスタのベースバイアスよりも予め
定められた電位だけ高く設定されている差動増幅
器であることを特徴とする特許請求の範囲第２項
記載のFMステレオ受信機におけるステレオ雑音
低減回路。 ４ 上記放電制御手段が、上記電圧−電流変換部
を有し、その出力電流の整数倍となるように制御
することを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
のFMステレオ受信機におけるステレオ雑音低減
回路。 ５ 上記電圧−電流変換部を流れる所定の電流値
を設定することによつて、リツプル成分検出手段
の出力が所定範囲にある際には電圧−電流変換を
行わない不感帯が設定されることを特徴とする特
許請求の範囲第４項記載のFMステレオ受信機に
おけるステレオ雑音低減回路。 ６ 上記放電制御手段が、上記電圧−電流変換部
の出力電流に対応した電流を出力し、両ベース端
子を接合した第１及び第２のトランジスタを含む
カレントミラー回路においてその上記第１のトラ
ンジスタのエミツタ端子と接地との間の第１の抵
抗と、第２のトランジスタのエミツタ端子と接地
との間の第２の抵抗との比を変えることにより上
記コンデンサの放電量を任意に設定できるように
したことを特徴とする特許請求の範囲第４項記載
のFMステレオ受信機におけるステレオ雑音低減
回路。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60042822A JPS61202537A (ja) | 1985-03-06 | 1985-03-06 | Ｆｍステレオ受信機におけるステレオ雑音低減回路 |
| US06/834,980 US4694500A (en) | 1985-03-06 | 1986-02-28 | Control voltage generating circuit for activating a noise reduction circuit in an FM stereo receiver |
| GB8605197A GB2173976B (en) | 1985-03-06 | 1986-03-03 | Control voltage generating circuit |
| FR868603107A FR2578702B1 (fr) | 1985-03-06 | 1986-03-05 | Circuit generateur de tension de commande pour actionner un circuit reducteur de bruit dans un appareil recepteur stereo a modulation de frequence |
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Applications Claiming Priority (1)
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|---|---|---|---|
| JP60042822A JPS61202537A (ja) | 1985-03-06 | 1985-03-06 | Ｆｍステレオ受信機におけるステレオ雑音低減回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61202537A JPS61202537A (ja) | 1986-09-08 |
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-
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-
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