JPH057785Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本考案は受信機、特にその中のマルチパス妨害
抑圧回路の改良に関する。

［従来の技術］ 山や建物等の障害物によつて反射した間接波と
放送局から直接アンテナに到来する直接波を同時
に受信することによる、いわゆるFMマルチパス
妨害を受けると、FM受信機のオーデイオ出力に
著しい雑音が発生する。このため、FM受信機で
は、マルチパス妨害発生時に、ステレオ受信から
モノラル受信に切り換え、FM三角雑音を低減す
るブレンド動作とオーデイオ出力の高域をカツト
するハイカツト動作等を各々個別に、または同時
に行なうことによつてマルチパス雑音の抑圧が図
られている。第５図にFMのベースバンド周波数
スペクトルを示す。図中、１は主搬送波、２は副
搬送波、３はパイロツト信号、４はFM三角雑音
のレベルを表わす。第６図はFM受信機における
マルチパス雑音抑圧回路のブロツク図を示す。図
中、５はRF信号入力、６はFM IF回路用IC，７
はＳメータ電圧端子、８はFM復調用マルチプレ
クサIC，９はブレンド及びハイカツト動作制御
端子、１０は該端子に送られるブレンド、ハイカ
ツト動作制御信号を発生するマルチパス雑音抑圧
制御回路、１１はオーデイオ左チヤンネルLch出
力、１２はオーデイオ右チヤンネルRch出力を表
わす。

マルチパス妨害が発生すると、受信電波は、直
接波と間接波の位相関係によつては、瞬間的に落
ち込み、その振幅にリツプル成分が生じ、一種の
振幅変調を受けることになる。このため、電界強
度に比例する直流電圧（Ｓメータ電圧）を発生す
るFMIF回路部のＳメータ電圧にマルチパス妨害
量に応じたリツプル成分が現われることになる。

従つて、このマルチパス雑音を軽減させ、受信
品質を向上させるため、上記マルチパス妨害発生
時のＳメータ電圧のリツプル成分を検出し、その
検出量に応じて前記ブレンド及びハイカツト動作
を制御する手法が一般的に行なわれている。

つまり、前記制御信号を前記マルチプレクサ８
の端子９に加えてFMマルチパス妨害の程度が大
きい程モノラル状態に近付け、さらに高域減衰量
も大きくするようにブレンド及びハイカツト動作
を制御することにより、SN比を向上させ、受信
品質の向上を得るものである。

第６図の破線で示した部分は、本考案者等が特
開昭61−202537号にて提案している集積回路であ
る。この集積回路のブロツク図を第７図に示す。
第７図中、１３はＳメータ電圧入力、１４はＶ−
Ｉ変換回路、１５は電流逓倍回路、１６は充放電
制御回路、１７は第１レベルシフト回路、１８は
充放電回路、１９は充電電流発生回路、２０は定
電圧回路、２１は第２レベルシフト回路、２２は
制御電圧出力を表わす。

第７図に示す回路は次のような動作をする。

DC INに加えられた直流電圧（Ｓメータ電
圧）をそのまま制御出力電圧として出力するレ
ベルシフト動作（第１レベルシフト回路１７と
第２レベルシフト回路２１）（第８図参照）。

AC INからFMマルチパス妨害時に発生する
Ｓメータ電圧の急激な落ち込みによる高調波成
分（以下リツプル成分という）が加えられる
と、ある閾値レベルを越えたリツプル成分に対
し、そのレベルに応じて外付けコンデンサC₂
の電荷を放電して制御電圧出力DC OUTを減
少させ、FMマルチパス妨害がなくなると、再
び元の電圧にコンデンサC₂を充電する動作
（第９図参照）。

第９図ａは閾値レベルＡ，ｂは充放電動作を示
す。ここで、Tdはある閾値レベル以上のFMマ
ルチパス妨害が、AC INに印加された時の制御
出力電圧の立下り時間で、外付けコンデンサC₂
と集積回路に内蔵されている抵抗R₀により決ま
り、実際にはC₂で設定することができる。また、
TrはFMマルチパス妨害がなくなつて、制御出力
電圧を元の電圧に復帰させる時の立上り時間で、
外付けコンデンサC₂と外付け抵抗R₃により設定
することができる。

以上のようにこのマルチパス雑音抑圧制御回路
はＳメータ（直流）電圧と、マルチパス妨害発生
時に重畳されるリツプル成分の大きさにしたがつ
て制御出力電圧を制御している。（第９図参照）。

［考案が解決しようとする課題］ 一方、Ｓメータ電圧を発生するFM IF回路用
IC６等では、入力電界強度の増大に伴いＳメー
タ電圧は飽和する（第１０図ａ参照）。

また、電界強度の増大につれ変化するＳメータ
電圧のカーブは直線ではなく、一般的には第１０
図ａに示すように非直線性をもつている。これ
は、FM IF回路用IC６内のIF増幅器からＳメー
タ電圧出力までの回路的な問題である。このＳメ
ータ電圧の非直線性は、マルチパス妨害発生時の
Ｓメータ電圧のリツプル成分の振幅レベルに影響
する。即ち、第１０図ａのＳメータ電圧の微分値
（傾き）と第１０図ｂに示すリツプル成分の振幅
レベルは比例関係になる。

第１１図は、FMマルチパス妨害により搬送波
が振幅変調を受けることを定量的に示すため、
FM成分に０％、30％、60％のAM成分を加えた
場合のＳメータ電圧に重畳するリツプル成分の振
幅レベルの違いを示している。

以上のように同程度のマルチパス妨害であつて
も、Ｓメータ電圧に重畳されるリツプル成分は入
力電界強度に応じて第１０図に示すようにピーク
点やデイツプ点を生じる。

従つて従来のように、Ｓメータ電圧からこれに
重畳するリツプル成分を抽出することによつてマ
ルチパス妨害量を検出するだけでは前述したよう
に同程度のマルチパス妨害であつても入力電界強
度に応じて検出量が変動してしまうので、前記ブ
レンド及びハイカツト動作を適切に制御できない
という問題がある。

本考案の目的は、前述の電界強度によるマルチ
パス妨害レベル検出量の変動を小さくし、全ての
電界強度においてブレンド及びハイカツト動作量
を過不足なく制御できる受信機を提供することで
ある。

［課題を解決するための手段］ 上記目的を達成するために本考案は、受信信号
のＳメータ成分信号を抽出するＳメータ出力手段
と、上記Ｓメータ成分信号からリツプル成分を検
出しリツプル成分信号を得るリツプル成分検出手
段と、前記Ｓメータ成分信号及び前記リツプル成
分信号に応じて前記受信信号の復調手段のブレン
ド動作及びハイカツト動作を制御するブレンド・
ハイカツト制御手段と、を備えた受信機のマルチ
パス妨害抑圧回路において、前記Ｓメータ出力手
段と接地との間に交流的負荷制御手段が介装さ
れ、該交流的負荷制御手段は、前記リツプル成分
信号の振幅レベルに応じて前記Ｓメータ成分信号
の交流的負荷を制御するように構成されたことを
特徴とする。

［作用］ 受信信号のＳメータ成分信号及びそのリツプル
成分信号に応じて上記受信信号の復調時のブレン
ド動作及びハイカツト動作が制御される。

この場合、本考案ではリツプル成分信号の振幅
レベルに応じてＳメータ成分信号の交流的負荷が
変化するように制御される。これによりＳメータ
成分信号のリツプル成分の振幅レベルが制御さ
れ、入力電界強度によるマルチパス妨害の検出量
の変動が抑制される。

［実施例］ 以下に、図面を参照しながら、実施例を用いて
本考案を一層詳細に説明する。

第１図は本考案による受信機のマルチパス妨害
抑圧回路で用いられる能動（交流的）負荷制御回
路の一実施例の回路図で、図中、第６図と共通す
る引用番号は第６図におけるものと同じか、また
はそれに対応する部分を表わし、２３はＳメータ
電圧出力端子、２４は交流的負荷制御回路、Vs
はＳメータ電圧、V_BEはトランジスタTrのベース
−エミツタ間電圧（直流）、V₁はバイアス電圧
（直流）を表わす。

交流的負荷制御回路２４はIFIC６のＳメータ
電圧端子７（Ｓメータ出力手段）と接地との間に
介装され、そのＳメータ電圧出力端子２３は前記
マルチパス雑音抑圧制御回路１０（リツプル成分
検出手段、ブレンドハイカツト制御手段）に接続
される。

以下上記実施例の動作を説明する。

Ｓメータ電圧に重畳するリツプル成分の振幅レ
ベルは一般に第２図に示すようにＳメータ電圧の
負荷の増大とともに全体的に増大する傾向があ
る。

従つて、第１図に示す交流的負荷制御回路を用
いたＳメータ電圧の交流的負荷の制御は次のよう
に行われる。

まず、Ｓメータ電圧の負荷については、交流的
負荷の制御は行なうが、直流的負荷を変動させる
と、入力電界強度に対応するＳメータ直流電圧成
分がある点でピークをもつたりするので、あまり
好ましくない。

このため、第１図に示す回路では、Ｓメータ電
圧の直流的負荷はR₂のみで決定され、Ｓメータ
電圧の交流的負荷制御のために、トランジスタ
Trによるバツフアと点線で示す交流的負荷制御
回路２４を用いている。

第１図において、VsのＡ点で、ある交流成分
が発生すると、トランジスタTr（エミツタフオロ
ワ）のバツフアにより、これと同じものが同相で
Ｂ点にも発生する。従つて、ダイオードD₁，D₂
ともにオフの時は、B′の電位＝Ｂの電位となる。
従つてＡ点から見た場合、コンデンサＣから
B′へは電流は流れない。よつてＡ点のインピー
ダンスはR₂により決まる。

次に、ダイオードD₁かD₂のどちらかがオンと
なると、B′とアース間にR₁と何れかのダイオー
ドのインピーダンスr_Dが負荷されるため、Ａ点に
はC₂とr_DとR₁の直列回路とR₂との並列回路が構
成され、Ｓメータ電圧の交流的な負荷となる。第
３図にこの時の等価回路を示す。

Ｓメータ電圧の変化に対して、交流的はＳメー
タ電圧の負荷がどう変化するかを以下に示す。

Ｖ（＝Vs−V_BE）＜V₁−V_D のとき（第４図Ａの状態、即ち、Ｓメータ電圧の
リツプル成分の振幅レベルの弱電界側ピークより
低い入力電界強度の場合に相当する）、 ダイオードD₂はオフ、ダイオードD₁はオンと
なるため、ダイオードD₁のインピーダンスをr_Dと
すると、Ｓメータ端子２３からは、Ｃ＋R₁＋r_Dが
R₂と並列に入つた形となる。このときのインピ
ーダンスをZ₀とすると、 Z₀≒R₂（R₁＋r_D＋１／jωC）／R₂＋（R₁＋r_D＋１／
jωC） Ｖ（＝Vs−V_BE）＞V₁＋V_D のとき（第４図Ｃの状態、即ち、Ｓメータ電圧
のリツプル成分の振幅レベルの強電界側ピークよ
り高い入力電界強度の場合に相当する）、 ダイオードD₁はオフ、ダイオードD₂はオンと
なるため、ダイオードD₂のインピーダンスをr_Dと
すると、Ｓメータ端子２３からは、Ｃ＋R₁＋r_Dが
R₂と並列に入つた形となる。このときのインピ
ーダンスをZ₀とすると、 Z₀≒R₂（R₁＋r_D＋１／jωC）／R₂＋（R₁＋r_D＋１／
jωC） V₁−V_D≦Ｖ（＝Vs−V_BE） ≦V₁＋V_Dのとき（第４図Ｂの状態、即ち、Ｓ
メータ電圧のリツプル成分の振幅レベルの弱電界
側ピークと強電界側ピークとの間の範囲の入力電
界強度の場合に相当する）、 ダイオードD₁，D₂ともにオフとなるため、Ｓ
メータ端子からはR₂のみが負荷となる。このと
きのインピーダンスをZ₀とすると、 Z₀＝R₀ 以上のように、第１図における直流バイアス
V₁の設定を任意に行なえば、入力電界強度のあ
る範囲についてのみ、Ｓメータ電圧の交流的負荷
を変化させることが可能となる。

第４図の実線のグラフは上述した制御によるＳ
メータ出力のリツプル成分の特性を示し、本考案
の回路を使用することにより、Ｓメータ直流電圧
に重畳されるリツプル成分振幅レベルのうねりの
改善が行なえることがわかる。第４図下の図は上
の図と対応付けてＳメータ直流電圧と入力電界強
度の関係を示す。

［考案の効果］ 以上説明した通り、本考案によれば、入力電界
強度によるマルチパス妨害レベル検出量の変動を
小さくし、全ての入力電界強度において、ブレン
ド及びハイカツト動作量を過不足なく制御できる
という利点が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案による受信機のマルチパス妨害
抑圧回路で用いられる能動（交流的）負荷制御回
路の一実施例を示す回路図、第２図はＳメータ負
荷の違いによるリツプル成分の振幅レベルを示す
グラフ、第３図は本考案による能動負荷回路の等
価回路図、第４図は本考案の回路によるＳメータ
リツプル成分の振幅レベルの改善効果を示すグラ
フ、第５図はFMベースバンド周波数スペクトル
を示す図、第６図は一般的マルチパス雑音抑圧制
御回路のブロツク図、第７図は従来のFMマルチ
パス雑音抑圧制御回路（集積回路）のブロツク
図、第８図はレベルシフト動作を説明する特性
図、第９図はマルチパス妨害発生時の制御出力電
圧変化を示すグラフ、第１０図はＳメータ電圧
（直流）及びリツプル成分の振幅レベルと入力電
界強度の関係を示すグラフ、第１１図はFMに
AMが加わつた場合のリツプル成分の振幅レベル
を示すグラフである。 ６……FM IF回路用IC、７……Ｓメータ電圧
端子、２３……Ｓメータ電圧出力端子、２４……
交流的負荷制御回路。

Claims (1)

1. 【実用新案登録請求の範囲】 受信信号のＳメータ成分信号を抽出するＳメー
   タ出力手段と、 上記Ｓメーター成分信号からリツプル成分を検
   出しリツプル成分信号を得るリツプル成分検出手
   段と、 前記Ｓメータ成分信号及び前記リツプル成分信
   号に応じて前記受信信号の復調手段のブレンド動
   作及びハイカツト動作を制御するブレンド・ハイ
   カツト制御手段と、 を備えた受信機のマルチパス妨害抑圧回路におい
   て、 前記Ｓメータ出力手段と接地との間に交流的負
   荷制御手段が介装され、該交流的負荷制御手段
   は、前記リツプル成分信号の振幅レベルに応じて
   前記Ｓメータ成分信号の交流的負荷を制御するよ
   うに構成されたことを特徴とする受信機のマルチ
   パス妨害抑圧回路。