JPH0669150B2 - Ｆｍ受信機 - Google Patents
Ｆｍ受信機Info
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- JPH0669150B2 JPH0669150B2 JP60105658A JP10565885A JPH0669150B2 JP H0669150 B2 JPH0669150 B2 JP H0669150B2 JP 60105658 A JP60105658 A JP 60105658A JP 10565885 A JP10565885 A JP 10565885A JP H0669150 B2 JPH0669150 B2 JP H0669150B2
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- JP
- Japan
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- voltage
- signal
- meter
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- current
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H40/00—Arrangements specially adapted for receiving broadcast information
- H04H40/18—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving
- H04H40/27—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95
- H04H40/36—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving
- H04H40/45—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving
- H04H40/72—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving for noise suppression
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/1646—Circuits adapted for the reception of stereophonic signals
- H04B1/1661—Reduction of noise by manipulation of the baseband composite stereophonic signal or the decoded left and right channels
- H04B1/1669—Reduction of noise by manipulation of the baseband composite stereophonic signal or the decoded left and right channels of the demodulated composite stereo signal
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 Ａ 産業上の利用分野 本発明は、Ｓメータ出力電圧でステレオ復調部を制御す
る直流電圧制御回路を備えるFM受信機に関する。
る直流電圧制御回路を備えるFM受信機に関する。
Ｂ 発明の概要 Ｓメータ電圧を制御電圧として、セパレーシヨン制御お
よびハイカツト制御を行ないＳ／Ｎ比を改善する系が、
マルチパス妨害時にＳメータ電圧に重畳するリツプル成
分を検出し、その大きさに応じて、Ｓメータ電圧を制御
するカレントミラー回路を含んでいる。そのカレントミ
ラー回路はマルチパス妨害時に発生するＳメータ電圧の
リツプル成分を電流に変換し、その電流I1を基準電流I0
と比較し、その差電流（I1−I0）を基準電流とし、ミラ
ー電流Inと抵抗R1による電圧降下InR1だけマルチパス妨
害発生時におけるＳメータ電圧を下げる。そのカレント
ミラー回路においては、エミツタ抵抗比を変えることに
より制御電流Inを変化させ、マルチパス妨害量とＳメー
タ電圧の変化比を任意に変えることができる。
よびハイカツト制御を行ないＳ／Ｎ比を改善する系が、
マルチパス妨害時にＳメータ電圧に重畳するリツプル成
分を検出し、その大きさに応じて、Ｓメータ電圧を制御
するカレントミラー回路を含んでいる。そのカレントミ
ラー回路はマルチパス妨害時に発生するＳメータ電圧の
リツプル成分を電流に変換し、その電流I1を基準電流I0
と比較し、その差電流（I1−I0）を基準電流とし、ミラ
ー電流Inと抵抗R1による電圧降下InR1だけマルチパス妨
害発生時におけるＳメータ電圧を下げる。そのカレント
ミラー回路においては、エミツタ抵抗比を変えることに
より制御電流Inを変化させ、マルチパス妨害量とＳメー
タ電圧の変化比を任意に変えることができる。
Ｃ 従来の技術 FM受信機は、通常フロントエンド、中間周波増幅・検波
部、ステレオ復調部、オーデイオ部で構成される。マル
チパス妨害がはいつたとき、自動的にステレオ復調部を
制御して雑音を低減させる回路が、例えば特公昭57−15
499号に提案されている。
部、ステレオ復調部、オーデイオ部で構成される。マル
チパス妨害がはいつたとき、自動的にステレオ復調部を
制御して雑音を低減させる回路が、例えば特公昭57−15
499号に提案されている。
第４図はこのようなFM受信機の構成を示すブロツク図で
図中ANTはアンテナ、１はフロントエンド、２は中間周
波増幅・検波部、３はステレオ復調部、４はオーデイオ
部、５は左（Ｌ）右（Ｒ）のスピーカ、６は直流電圧制
御回路を表わす。
図中ANTはアンテナ、１はフロントエンド、２は中間周
波増幅・検波部、３はステレオ復調部、４はオーデイオ
部、５は左（Ｌ）右（Ｒ）のスピーカ、６は直流電圧制
御回路を表わす。
第４図に示す受信機はつぎのように動作する。アンテナ
ANTからある周波数f0を有するFM放送波が入力されたと
する。その放送波はフロントエンド部１で10.7MHzの周
波数成分を有する中間周波数に変換される。その中間周
波数成分はさらに増幅されてFM検波され、オーデイオ出
力に変換される。ステレオ放送の場合には、さらにステ
レオ復調部３でＬおよびＲのオーデイオ出力に分けら
れ、オーデイオ部４で増幅され、スピーカ５へ供給され
る。IF増幅・検波部２にはアンテナANTに入力される電
界強度に応じた直流電圧を発生するための機能も付加さ
れている。（通常シグナルメータ電圧と呼ばれる。以下
本明細書においては、Ｓメータ電圧と称する）このＳメ
ータ電圧によつて制御される機能はステレオ復調部３に
含まれ、例えばセパレーシヨン制御、ハイカツト制御機
能である。つまり、Ｓメータ電圧でセパレーシヨン制
御、ハイカツト制御を行なう。したがつて、電界強度に
依存した制御が可能となる。
ANTからある周波数f0を有するFM放送波が入力されたと
する。その放送波はフロントエンド部１で10.7MHzの周
波数成分を有する中間周波数に変換される。その中間周
波数成分はさらに増幅されてFM検波され、オーデイオ出
力に変換される。ステレオ放送の場合には、さらにステ
レオ復調部３でＬおよびＲのオーデイオ出力に分けら
れ、オーデイオ部４で増幅され、スピーカ５へ供給され
る。IF増幅・検波部２にはアンテナANTに入力される電
界強度に応じた直流電圧を発生するための機能も付加さ
れている。（通常シグナルメータ電圧と呼ばれる。以下
本明細書においては、Ｓメータ電圧と称する）このＳメ
ータ電圧によつて制御される機能はステレオ復調部３に
含まれ、例えばセパレーシヨン制御、ハイカツト制御機
能である。つまり、Ｓメータ電圧でセパレーシヨン制
御、ハイカツト制御を行なう。したがつて、電界強度に
依存した制御が可能となる。
つぎに、アンテナANTに周波数f0のFM放送波と周波数は
同一で建物等の反射によりある時間遅れて到達するFM放
送波が同時に入力したとする。所謂、マルチパス妨害を
受けたFM放送波がアンテナANTに入力された場合を考え
る。
同一で建物等の反射によりある時間遅れて到達するFM放
送波が同時に入力したとする。所謂、マルチパス妨害を
受けたFM放送波がアンテナANTに入力された場合を考え
る。
マルチパス妨害が発生すると、Ｓメータ電圧は第５図に
示すように、一般に瞬間的に低下する。すなわち、基準
電圧よりも下側にリツプル成分が発生する。
示すように、一般に瞬間的に低下する。すなわち、基準
電圧よりも下側にリツプル成分が発生する。
ステレオ復調部３に含まれるセパレーシヨン制御、ハイ
カツト制御は、FMステレオ放送波が弱電界になると急激
にＳ／Ｎ比が劣化するから、その際のＳ／Ｎ改善のため
の機能である。つまり、ステレオ時に較べモノラル時に
おいてはＳ／Ｎ比が22dB向上するから、FMステレオ放送
波の電界強度の強さに応じて、セパレーシヨン制御、ハ
イカツト制御をすれば、急激なＳ／Ｎ劣化を防止するこ
とができる。これらの機能を果たすのが直流電圧制御回
路６である。つまり、マルチパス妨害が発生した場合に
は、第５図に示すように負側にリツプル成分がでてい
る。しかし、電圧は瞬間的に落ち、すぐに元の電圧に復
帰するから、セパレーシヨン制御、ハイカツト制御等の
機能が追従するのが困難である。したがつて、時定数を
もたせることが必要となる。つまり、マルチパス妨害が
発生したときには、元の電圧V0からそのマルチパス妨害
の程度に応じて電圧を下げる動作から復帰するまでの時
間を比較的長くすれば、セパレーシヨン制御、ハイカツ
ト制御の機能が充分追従できる。第４図に示す直流電圧
制御回路６はＳメータ電圧をマルチパス妨害の程度に応
じて下げる動作を行なう。
カツト制御は、FMステレオ放送波が弱電界になると急激
にＳ／Ｎ比が劣化するから、その際のＳ／Ｎ改善のため
の機能である。つまり、ステレオ時に較べモノラル時に
おいてはＳ／Ｎ比が22dB向上するから、FMステレオ放送
波の電界強度の強さに応じて、セパレーシヨン制御、ハ
イカツト制御をすれば、急激なＳ／Ｎ劣化を防止するこ
とができる。これらの機能を果たすのが直流電圧制御回
路６である。つまり、マルチパス妨害が発生した場合に
は、第５図に示すように負側にリツプル成分がでてい
る。しかし、電圧は瞬間的に落ち、すぐに元の電圧に復
帰するから、セパレーシヨン制御、ハイカツト制御等の
機能が追従するのが困難である。したがつて、時定数を
もたせることが必要となる。つまり、マルチパス妨害が
発生したときには、元の電圧V0からそのマルチパス妨害
の程度に応じて電圧を下げる動作から復帰するまでの時
間を比較的長くすれば、セパレーシヨン制御、ハイカツ
ト制御の機能が充分追従できる。第４図に示す直流電圧
制御回路６はＳメータ電圧をマルチパス妨害の程度に応
じて下げる動作を行なう。
つぎに、直流電圧制御回路６の動作を第６図を参照しな
がら説明する。図中７はＳメータ出力端子、８は増幅
器、９は負整流器、10は加算器、11はセパレーシヨン，
ハイカツト制御用端子である。Ｓメータ電圧上に重畳す
るマルチパス妨害によるリツプル成分は、増幅器８で増
幅され、それを負整流器９で整流して負電圧を作り、Ｓ
メータ電圧に加えて、元のＳメータ電圧レベルを下げ
る。Ｓメータ電圧レベルが下がることによりセパレーシ
ヨンおよびハイカツト制御を動作させ、マルチパス妨害
についてＳ／Ｎ比が向上する。
がら説明する。図中７はＳメータ出力端子、８は増幅
器、９は負整流器、10は加算器、11はセパレーシヨン，
ハイカツト制御用端子である。Ｓメータ電圧上に重畳す
るマルチパス妨害によるリツプル成分は、増幅器８で増
幅され、それを負整流器９で整流して負電圧を作り、Ｓ
メータ電圧に加えて、元のＳメータ電圧レベルを下げ
る。Ｓメータ電圧レベルが下がることによりセパレーシ
ヨンおよびハイカツト制御を動作させ、マルチパス妨害
についてＳ／Ｎ比が向上する。
第７図は第６図の負整流器９および加算器10の等価回路
図で、12は第６図に可変抵抗器VRの出力端子、13は増幅
器８の出力端子を示す。増幅器８で増幅されたマルチパ
ス妨害によるリツプル成分はコンデンサC3を通り、ダイ
オードD1,D2により負整流され、コンデンサC1を負電圧
に充電する。このコンデンサC1の負電圧とＢ点における
電圧の差がダイオードD3の閾値より大きくなるとコンデ
ンサC2の電荷が抵抗R1およびダイオードD3を通して放電
される。その結果、抵抗R3およびR2を通してコンデンサ
C2を充電するように、充電電流が流れ、その結果Ｃ点の
電圧が下がることになる。その様子を第８図に示す。マ
ルチパス妨害成分量がａに達するまでは、ダイオードD3
により制御電圧はV0のままであり、ａを越えるとダイオ
ードD3の閾値を越えるため、制御電圧は下がつてくる。
マルチパス妨害成分量がｂのときにV1になる。ここで、
増幅器の利得により、同じマルチパス妨害成分量でも制
御電圧はV1あるいはV2となり異なつてくる。
図で、12は第６図に可変抵抗器VRの出力端子、13は増幅
器８の出力端子を示す。増幅器８で増幅されたマルチパ
ス妨害によるリツプル成分はコンデンサC3を通り、ダイ
オードD1,D2により負整流され、コンデンサC1を負電圧
に充電する。このコンデンサC1の負電圧とＢ点における
電圧の差がダイオードD3の閾値より大きくなるとコンデ
ンサC2の電荷が抵抗R1およびダイオードD3を通して放電
される。その結果、抵抗R3およびR2を通してコンデンサ
C2を充電するように、充電電流が流れ、その結果Ｃ点の
電圧が下がることになる。その様子を第８図に示す。マ
ルチパス妨害成分量がａに達するまでは、ダイオードD3
により制御電圧はV0のままであり、ａを越えるとダイオ
ードD3の閾値を越えるため、制御電圧は下がつてくる。
マルチパス妨害成分量がｂのときにV1になる。ここで、
増幅器の利得により、同じマルチパス妨害成分量でも制
御電圧はV1あるいはV2となり異なつてくる。
Ｄ 発明が解決しようとする問題点 以上説明したように、マルチパス妨害がはいると、Ｓメ
ータ直流電圧を制御するのは増幅器８の利得に依存す
る。
ータ直流電圧を制御するのは増幅器８の利得に依存す
る。
とすると、増幅器の利得に依存して となる。しかし、増幅器８の利得はトランジスタの直流
電流増幅率hFE等の制約があり、それほど変化させられ
ない。また、変化比γ０を変えるのにR1を大きくして、
電圧降下を大きくすると、コンデンサC2を充電する時定
数に影響してしまい、抵抗R1によつて変化比を大きくす
るには自ら限界がある。したがつて、従来、このマルチ
パス妨害成分量対制御電圧の変化比については特性上限
界があり、任意に特性を変えられないという欠点を有し
ていた。
電流増幅率hFE等の制約があり、それほど変化させられ
ない。また、変化比γ０を変えるのにR1を大きくして、
電圧降下を大きくすると、コンデンサC2を充電する時定
数に影響してしまい、抵抗R1によつて変化比を大きくす
るには自ら限界がある。したがつて、従来、このマルチ
パス妨害成分量対制御電圧の変化比については特性上限
界があり、任意に特性を変えられないという欠点を有し
ていた。
本発明の目的は、FM受信機のステレオ復調部のセパレー
ション、ハイカット制御用の制御信号を、Ｓメータ出力
信号及びれこれに重畳しているマルチパス妨害によるリ
ップル成分に基づいて出力する制御信号発生回路におい
て、マルチパス妨害量とＳメータ出力信号との変化比を
任意に設定し、この変化比に応じて上記制御信号を発生
するように構成することにある。
ション、ハイカット制御用の制御信号を、Ｓメータ出力
信号及びれこれに重畳しているマルチパス妨害によるリ
ップル成分に基づいて出力する制御信号発生回路におい
て、マルチパス妨害量とＳメータ出力信号との変化比を
任意に設定し、この変化比に応じて上記制御信号を発生
するように構成することにある。
本発明の他の目的は上記変化比の設定に際し、充放電の
時定数に影響を与えないようにすることにある。
時定数に影響を与えないようにすることにある。
Ｅ 問題点を解決するための手段 上記目的を達成するため、本発明のFM受信機は、FMステ
レオ放送波の受信信号からＳメータ出力信号を得るＳメ
ータ出力手段と、上記Ｓメータ出力信号に基づいてセパ
レーション、ハイカット制御を行い上記受信信号を復調
するFM復調手段と、上記Ｓメータ出力信号に重畳されて
いるリップル成分信号を検出するリップル成分検出手段
と、上記リップル成分信号と所定の第１の基準信号との
差成分信号を得る差成分信号生成手段と、上記差成分信
号を第２の基準信号とし、該第２の基準信号に応じて上
記Ｓメータ出力信号のレベルを変化せしめるカレントミ
ラー回路と、を備えたことを特徴とする。
レオ放送波の受信信号からＳメータ出力信号を得るＳメ
ータ出力手段と、上記Ｓメータ出力信号に基づいてセパ
レーション、ハイカット制御を行い上記受信信号を復調
するFM復調手段と、上記Ｓメータ出力信号に重畳されて
いるリップル成分信号を検出するリップル成分検出手段
と、上記リップル成分信号と所定の第１の基準信号との
差成分信号を得る差成分信号生成手段と、上記差成分信
号を第２の基準信号とし、該第２の基準信号に応じて上
記Ｓメータ出力信号のレベルを変化せしめるカレントミ
ラー回路と、を備えたことを特徴とする。
Ｆ 作用 受信信号から得られたＳメータ出力信号に重畳されてい
るマルチパス妨害によるリップル成分信号が検出され
る。このリップル成分信号と第１の基準信号との差成分
信号を第２の基準信号とするカレントミラー回路により
第２の基準信号に応じてＳメータ出力信号のレベルを変
化させ、得られた出力信号によりセパレーション、ハイ
カット制御用の制御信号を出力する。
るマルチパス妨害によるリップル成分信号が検出され
る。このリップル成分信号と第１の基準信号との差成分
信号を第２の基準信号とするカレントミラー回路により
第２の基準信号に応じてＳメータ出力信号のレベルを変
化させ、得られた出力信号によりセパレーション、ハイ
カット制御用の制御信号を出力する。
Ｇ 実施例 第１図は本発明による直流電圧制御回路の回路図で、図
中14,15はレベルシフト回路、16は電圧−電流変換回
路、17は電流比較回路、18はカレントミラー回路を表わ
す。
中14,15はレベルシフト回路、16は電圧−電流変換回
路、17は電流比較回路、18はカレントミラー回路を表わ
す。
第１図に示す回路はつぎのように動作する。マルチパス
妨害が発生していない場合には、Ｓメータ電圧は可変抵
抗器VRで分割されてV0となり、レベルシフト回路14で＋
ΔＶだけシフトされる。トランジスタQ1のベース電圧は
（V0＋ΔＶ）となり、NPNトランジスタQ1のエミツタに
は という電圧が現われる。したがつて、PNPトランジスタQ
2のベース電圧は Q2のエミツタ電位は となる。その出力はレベルシフト回路15で−ΔＶだけシ
フトされ となる。ここで とすると、端子11における出力電圧はV0となる。
妨害が発生していない場合には、Ｓメータ電圧は可変抵
抗器VRで分割されてV0となり、レベルシフト回路14で＋
ΔＶだけシフトされる。トランジスタQ1のベース電圧は
（V0＋ΔＶ）となり、NPNトランジスタQ1のエミツタに
は という電圧が現われる。したがつて、PNPトランジスタQ
2のベース電圧は Q2のエミツタ電位は となる。その出力はレベルシフト回路15で−ΔＶだけシ
フトされ となる。ここで とすると、端子11における出力電圧はV0となる。
マルチパス妨害が発生した場合には、Ｓメータ電圧上に
重畳しているリツプル成分が電圧−電流変換回路16で電
流値I1に変換される。そして電流比較回路17で基準電流
I0と比較される。これは、従来の装置におけると同様に
閾値をもたせるためである。その差電流（I1−I0）がマ
ルチパス電流となる。それはトランジスタQ3およびQ4で
構成されるカレントミラー回路18の基準電流となり、ミ
ラー電流Inを発生させる。すなわち、 という関係式が成立する。
重畳しているリツプル成分が電圧−電流変換回路16で電
流値I1に変換される。そして電流比較回路17で基準電流
I0と比較される。これは、従来の装置におけると同様に
閾値をもたせるためである。その差電流（I1−I0）がマ
ルチパス電流となる。それはトランジスタQ3およびQ4で
構成されるカレントミラー回路18の基準電流となり、ミ
ラー電流Inを発生させる。すなわち、 という関係式が成立する。
この電流Inが抵抗R4を流れ、電圧降下InR4を惹き起こ
す。すなわちトランジスタQ2のベース電位をInR4分だけ
下げる。その結果、出力電圧も同様にInR4だけ低下す
る。
す。すなわちトランジスタQ2のベース電位をInR4分だけ
下げる。その結果、出力電圧も同様にInR4だけ低下す
る。
V0＋△Ｖ−VBEQ1−InR4＋VBEQ1＋△Ｖ＝V0−InR4 それ故、ミラー電流値Inは抵抗R5とR6の比によつて制御
される。したがつて出力電圧はこの抵抗比を変化させれ
ば任意に制御することができる。その際、コンデンサC5
を含む充放電回路の充電の時定数は定電流I3とコンデン
サC5とで決定され、 であり、マルチパス変換電流値には無関係であるからこ
の抵抗比（変化比）を変化して電圧降下を変化させても
時定数には影響しない。
される。したがつて出力電圧はこの抵抗比を変化させれ
ば任意に制御することができる。その際、コンデンサC5
を含む充放電回路の充電の時定数は定電流I3とコンデン
サC5とで決定され、 であり、マルチパス変換電流値には無関係であるからこ
の抵抗比（変化比）を変化して電圧降下を変化させても
時定数には影響しない。
第２図及び第３図は上記実施例の作用効果を示す特性図
で、第２図はマルチパス成分量を横軸、電流Ｉを縦軸に
とつてInの変化を実線で、I1−I0の変化を破線で表わ
す。第３図は抵抗比をパラメータとし、マルチパス妨害
成分量を横軸、制御電圧を縦軸にとつてその関係を示
す。抵抗比が大きい程勾配は大きくなる。
で、第２図はマルチパス成分量を横軸、電流Ｉを縦軸に
とつてInの変化を実線で、I1−I0の変化を破線で表わ
す。第３図は抵抗比をパラメータとし、マルチパス妨害
成分量を横軸、制御電圧を縦軸にとつてその関係を示
す。抵抗比が大きい程勾配は大きくなる。
Ｈ 発明の効果 以上説明した通り本発明によれば、FM電波事情の異なる
各地域に応じてマルチパス妨害軽減量を任意に設定で
き、時定数に影響を及ぼすことなしにセパレーシヨン制
御およびハイカツト制御の効き具合を適当に調節できる
という利点が得られる。
各地域に応じてマルチパス妨害軽減量を任意に設定で
き、時定数に影響を及ぼすことなしにセパレーシヨン制
御およびハイカツト制御の効き具合を適当に調節できる
という利点が得られる。
第１図は本発明による直流電圧制御回路の回路図、第２
図はカレントミラー回路の電流特性図、第３図は抵抗比
による制御電圧の変化を示す図、第４図は直流電圧制御
回路を具備するFM受信機の構成を示すブロツク図、第５
図はマルチパス妨害時のＳメータ電圧波形図、第６図は
従来の直流電圧制御回路のブロツク図、第７図は負整流
器および加算器の等価回路図、第８図は制御電圧とマル
チパス妨害成分の関係を示す図である。 １……フロントエンド、２……中間周波増幅・検波部、
３……ステレオ復調部、４……オーデイオ部、５……左
右のスピーカ、６……直流電圧制御回路、７……Ｓメー
タ出力端子、８……増幅器、９……負整流器、10……加
算器、11……セパレーシヨン、ハイカツト制御用端子、
12……可変抵抗器VRの出力端子、13……増幅器の出力端
子、14,15……レベルシフト回路、16……電圧−電流変
換回路、17……電流比較回路、18……カレントミラー回
路。
図はカレントミラー回路の電流特性図、第３図は抵抗比
による制御電圧の変化を示す図、第４図は直流電圧制御
回路を具備するFM受信機の構成を示すブロツク図、第５
図はマルチパス妨害時のＳメータ電圧波形図、第６図は
従来の直流電圧制御回路のブロツク図、第７図は負整流
器および加算器の等価回路図、第８図は制御電圧とマル
チパス妨害成分の関係を示す図である。 １……フロントエンド、２……中間周波増幅・検波部、
３……ステレオ復調部、４……オーデイオ部、５……左
右のスピーカ、６……直流電圧制御回路、７……Ｓメー
タ出力端子、８……増幅器、９……負整流器、10……加
算器、11……セパレーシヨン、ハイカツト制御用端子、
12……可変抵抗器VRの出力端子、13……増幅器の出力端
子、14,15……レベルシフト回路、16……電圧−電流変
換回路、17……電流比較回路、18……カレントミラー回
路。
Claims (1)
- 【請求項１】FMステレオ放送波の受信信号からＳメータ
出力信号を得るＳメータ出力手段と、 上記Ｓメータ出力信号に基づいてセパレーション、ハイ
カット制御を行い上記受信信号を復調するFM復調手段
と、 上記Ｓメータ出力信号に重畳されているリップル成分信
号を検出するリップル成分検出手段と、 上記リップル成分信号と所定の第１の基準信号との差成
分信号を得る差成分信号生成手段と、 上記差成分信号を第２の基準信号とし、該第２の基準信
号に応じて上記Ｓメータ出力信号のレベルを変化せしめ
るカレントミラー回路と、 を備えたことを特徴とするFM受信機。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60105658A JPH0669150B2 (ja) | 1985-05-16 | 1985-05-16 | Ｆｍ受信機 |
| US06/860,639 US4710958A (en) | 1985-05-16 | 1986-05-07 | Circuit for controlling separation and high-cut operation of a stereo demodulator in an FM radio receiver |
| DE19863616341 DE3616341A1 (de) | 1985-05-16 | 1986-05-15 | Schaltung zum steuern der trennung und der hochfrequenzbegrenzung in einer stereodemodulatorstufe eines fm-rundfunkempfaengers |
Applications Claiming Priority (1)
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