JPS6143309Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は車載用FMステレオ受信機における整
流平滑回路に係り、より詳細には、FM復調出力
から雑音を検出し、該検出した雑音を整流して得
た信号を平滑してセパレーシヨン制御、ｆ特可変
制御或いはレベル制御などを行う各種自動制御器
を制御するための制御信号を得る車載用FMステ
レオ受信機における整流平滑回路に関するもので
ある。

第１図は斯かる回路を適用した受信装置の一例
を示し、図示の回路において、受信装置のFM検
出器１の検波出力はパルス性ノイズ除去装置（ノ
イズキヤンセラ）２へ供給される。この装置は周
知の構成であり、図のようにLPF（ローパスフイ
ルタ）２ａ、ゲート２ｂ及びサンプルホールド回
路２ｃの信号伝送路を有し、この出力がデコーダ
３へ印加されている。パルス性ノイズを検出すべ
くHPF（ハイパスフイルタ）２ｄ、AGCノイズ
アンプ２ｅ及び単安定マルチバイブレータ２ｆが
設けられており、この単安定出力によりゲート２
ｂの開閉が制御される。そして単安定出力を時定
数回路２ｇを介してAGCノイズアンプ２ｅへ帰
還してホワイトノイズの多発によるゲート２ｂの
頻繁な動作を抑制し比較的大なるパルス性ノイズ
のみを検出して抑圧するようにしている。

こうすることにより、HPF２ｄの出力ノイズ
中のパルス性ノイズ成分のみがAGCノイズアン
プにより検出されて、そのノイズレベル等に応じ
た所定幅の単発出力が単安定マルチバイブレータ
２ｆから発生され、その間ゲート２ｂが閉とな
り、検波出力を断とすると共に、ゲート２ｂの閉
直前の検波出力レベルがホールド回路２ｃより送
出されてパルス性ノイズの除去が可能となる。

デコーダ３、PLL４及びセパレーシヨン制御器
５により一般的なマルチプレツクス復調回路が構
成されており、この復調出力はLPF６、特可変
制御器７及びレベル制御器８を介して左右チヤン
ネル信号として導出される。

パルスノイズキヤンセラ２内のノイズ検出用の
HPF２ｄの出力は分岐されてゲート９へ導入さ
れており、このゲート出力がサンプルホールド回
路１０を経て次段のノイズアンプ１４へ印加され
る。HPF２ｄの出力はまたAGCノイズアンプ１
１、単安定マルチバイブレータ１２及び時定数回
路１３より成るゲート制御信号発生回路に入力さ
れ、この制御信号によつてゲート９が開閉される
もので、ノイズキヤンセラ２と同等機能を有して
パルス性ノイズのみを有効に除去する。よつて、
これら各回路９〜１３により別のパルスノイズキ
ヤンセラが構成されることになる。

パルス性ノイズが除去されたマルチパスノイズ
等のノイズ成分はノイズアンプ１１により増幅さ
れピーク検波器等による構成のレベル検波器１５
によりレベル検波される。この出力はLPF１６に
おいて積分されてレベル設定回路１７へ印加さ
れ、各制御器５，７及び８の制御信号が発生され
る。

ところで、上記HPF２ｄと上記回路９〜１５
はノイズレベル検出回路１００を構成し、このレ
ベル検出回路１００とLPF１６とによつて整流平
滑回路を形成している。

第２図は従来の斯かる整流平滑回路の回路構成
を示し、IC内に構成されるレベル検出回路１０
０は、検波器１５でレベル検波した信号をエミツ
タホロワ接続されているトランジスタQ₁のエミ
ツタから抵抗R₁を介して出力し、これをLPF１
６に加える。

LPF１６は抵抗R₂〜R₄とコンデンサC₁〜C₃と
からなり、コンデンサC₁は検出回路１００の出
力信号によつて瞬時に充電される。上記トランジ
スタQ₁とコンデンサC₁とはピーク検出モードで
動作するため、特に立上りの応答性が良い。

上記抵抗R₁はコンデンサC₁への充電電流を制
限してトランジスタQ₁を保護するためのもの
で、図の例ではトランジスタQ₁とLPF１６の入
力端子との間に設けられているが、これをトラン
ジスタQ₁のコレクタと電源Ｖ_ccとの間に挿入する
ようにしてもよい。

ところで、レベル検波回路１５からのノイズレ
ベルが低下すると、トランジスタQ₁はオフとな
り、コンデンサC₁の電荷が抵抗R₄を通じて、ト
ランジスタQ₁が順バイアス状態となるまで放電
し、そして再び信号が立上ると充電し、この動作
を繰返す。その後、信号は抵抗R₂及びコンデン
サC₂からなる第１のフイルタと抵抗R₃及びコン
デンサC₃からなる第２のフイルタとで平滑され
て出力される。LPF１６の出力はレベル設定回路
１７内のバツフア用のトランジスタQ₂のベース
に加えられる。そしてトランジスタQ₂のエミツ
タに得られる信号は、動作点設定用の可変抵抗
VR₁〜VR₂によつて予め設定した動作点となるよ
うに調整された後、各制御器５，７及び８に加え
られ、Ｓ／Ｎを改善するようにそれらを制御す
る。

ところが、上述した従来の回路には以下のよう
な問題がある。

最近の車載用FMステレオ受信機では、隣接妨
害特性が重視されているため、IF増幅回路内に
挿入した帯域フイルタの通過周波数帯域幅が小さ
く設定されている。このため、最大周波数偏移で
の変調時に、周波数偏移のプラス、マイナスの各
ピーク付近で僅かではあるが歪が生じ、これが
FM復調器からこのピークに対応して出力される
ようになる。この歪成分の中には、上記HPF２
ｄを通過するものもあり、これがレベル検出回路
１００の出力に本来の検出信号に重畳してリツプ
ルとして出力される。

このリツプルの減衰が不充分であると、制御信
号による制御器の制御の際、制御開始と共に急に
歪率が悪化するなどの不都合が生じるので、LPF
１６はこのリツプルを充分に減衰するように構成
する必要がある。

ところが実際には、放送波の変調周波数の下限
は50Hzで、この周波数による変調時には100Hzの
周波数成分のリツプルがレベル検出回路１００の
出力に現われる。そこでこれを減衰するように
LPF１６の遮断周波数を設定すると、応答性が著
しく損われ、マルチパスノイズ等の発生に速応し
たコントロールが不可能になる。

本考案は上述した点に鑑みてなされたもので、
その目的とするとところは、マルチパルス等に対
する応答特性を損うことなく好しくないリツプル
成分を低下することのできる整流平滑回路を提供
することにある。

以下、本考案を第３図以降を参照して説明す
る。

第３図は本考案による整流平滑回路の一実施例
を示し、LPF１６を除き他は第２図と同一の構成
であるので、レベル検出回路の一部とLPF１６だ
けを示している。

LPF１６は抵抗R₁₀〜R₁₄とコンデンサC₁₀〜C₁₂
とトランジスタQ₁₀及びQ₁₁とからなる。上記コ
ンデンサC₁₀は、トランジスタQ₁のエミツタ側に
挿入位置を限定した保護抵抗R₁と共に１つの
LPF１６ａを構成している。このコンデンサC₁₀
には、これと並列に抵抗R₁₀が接続されて、放電
時定数回路が構成されている。そして、このLPF
１６ａの後段には、抵抗R₁₁とコンデンサC₁₁から
なる積分回路によつて構成された第１のLPF１６
ｂと、抵抗R₁₂とコンデンサC₁₂からなる積分回路
によつて構成された第２のLPF１６ｃとが縦列接
続されている。今、LPF１６ｂ及び１６ｃの遮断
周波数をそれぞれ_c2及び_c3とすると_c2と_c3
は_c2＝100_c3なる関係に設定する。

上記第１のLPF１６ｂと第２のLPF１６ｃとの
接続点にはNPN形トランジスタQ₁₀のベースが接
続され、そしてトランジスタQ₁₀のコレクタは電
源Ｖ_ccに、エミツタは抵抗R₁₃を介して第２の
LPF１６ｃの出力側にそれぞれ接続されている。
同様に第１のLPF１６ｂと第２のLPF１６ｃとの
接続点にはPNP形トランジスタQ₁₁のベースが接
続され、そしてトランジスタQ₁₁のコレクタはア
ースに、エミツタは抵抗R₁₄を介して第２のLPF
１６ｃの出力側にそれぞれ接続されている。

上述の構成において、上記LPF１６ａは特に高
い周波数成分をカツトするように構成されてい
る。ところで、レベル検出回路内の前段には、自
動車点火プラグなどによるパルス性ノイズをカツ
トするためにゲート（第１図の９）が設けられて
いるが、ゲート動作レベル以下のためにカツトさ
れずに通過してくるパルス性ノイズや、ゲート動
作時にゲートから発生するスパイク状ノイズがこ
のLPF１６ａによつてカツトされる。しかも上記
２種のノイズは共に周波数成分が高いため、LPF
１６ａの遮断周波数は十分高く設定しても効果が
あり、従つてマルチパスノイズやホワイトノイズ
に対する応答性が損われることはない。因に、本
実施例のLPF１６ａの遮断周波数_c1は数ＭHzで
ある。

次に各部の波形を示す第４図ａ〜ｄを参照しな
がら動作を説明する。先ず、中・弱電界エリアに
対応するアンテナ入力レベルにおいて、マルチパ
スノイズが無く、レベル変動が緩慢で、しかも変
調が最大のとき、レベル検出回路からは、ホワイ
トノイズと、変調信号のピーク付近で発生した歪
成分とが検出されてて出力され、これがLPF１６
の入力端子Ａに入力される。この結果、抵抗R₁₀
とコンデンサC₁₀との両端に、第４図ａに示すよ
うにリツプルを含む電圧信号e₁が発生する。この
信号e₁は次のLPF１６ｂで数ＫHz以上の周波数成
分がカツトされた後、LPF１６ｃによつてリツプ
ル分が取り除かれ、制御信号として十分使用可能
な状態に平滑されて第４図ｂに示すような波形で
出力端子Ｂから出力される。

このようにレベル変動が無い場合や、LPF１６
ｃの入力に対して出力が追随可能な程レベル変動
が緩慢な状態では、入力端子Ａと出力端子Ｂとの
間に電位差が生じないので、トランジスタQ₁₀及
びQ₁₁は共に動作せず、第２図に示す従来の平滑
回路とほとんど同じように動作する。

次に、中電界エリアに対応するアンテナ入力レ
ベルにおいて、マルチパスなどの影響を強く受け
た場合、FM検波出力からはこれに伴う大きなノ
イズが出力される。このときのFM検波出力波形
を第４図ｃに示す。このようなFM検波出力がレ
ベル検出回路に加えられると、ノイズの一部が検
出されて、その出力に第４図ｄに示すような波形
の検出信号が出力され、これがLPF１６の入力端
子Ａに入力される。

図示のように立上りが早く、レベルの大きな検
出信号がLPF１６に印加されると、第１のLPF１
６ｂの出力が抵抗R₁₁とコンデンサC₁₁との関係で
定まる時定数により立上る。この時定数は要求さ
れる応答性を満すように設定されていて、LPF１
６ｂの立上りは早い。

これに対し、上述のように遮断周波数が_c2＝
100_c3なる関係で設定されている第２のLPF１
６ｃは時定数が大きいため、上述のように立上り
が早く、レベルの大きな信号の入力に対して出力
の応答が遅れる。この結果、LPF１６ｃの入力点
と出力点との間には時間の経過につれて電位差が
生じる。この電位差がトランジスタQ₁₀のベース
バイアスレベル（約0.6V）に至ると、トランジ
スタQ₁₀がオンし、抵抗R₁₃とコンデンサC₁₂との
関係でほぼ決まる充電時定数によつててコンデン
サC₁₂を急激に充電して出力点の電位を上昇し、
これを出力端子Ｂより出力するようになる。な
お、上記抵抗R₁₃はトランジスタQ₁₀の保護抵抗で
もあるが、その定数設定に当つては、速応動作と
適当な立上り傾斜も考慮する必要がある。

次に、入力端子Ａへの信号が無くなつた場合に
は、コンデンサC₁₀，C₁₁，C₁₂に蓄えられている
電荷は抵抗R₁₀を通じて放電されるが、このとき
時定数の関係でLPF１６ｃの出力点の電位に対し
入力点の電位の低下がはるかに早く、入出力点間
に電位差が生じるようになる。そして、この電位
差がトランジスタQ₁₁をオンするレベルに達し、
トランジスタQ₁₁がオンすると、コンデンサC₁₂の
電荷が抵抗R₁₄及びコンデンサC₁₂との関係でほぼ
定まる放電時定数によつてすばやく放電し、出力
点のレベルを低下させる。なお、抵抗R₁₄は抵抗
R₁₃と同一の目的で設けられており、同じ様な考
慮を払つて設定される。

続いて、本考案による効果を、第５図ａ及びｂ
を参照して第２図に示す従来例と比較しながら説
明する。

第５図ａはマルチパスノイズなどが一瞬発生し
た場合、第５図ｂは比較的長い時間これらの影響
を受けている場合の特性をそれぞれ示す。

第５図ａにおいてイで示す曲線は入力端子Ａに
印加されるノイズ検出信号の波形、ロで示す曲線
はこの信号の印加時動作レベル設定回路（第２図
の１７）の出力に得られる本考案の場合の波形、
ハで示す曲線は同一の出力に得られる従来例の場
合の波形である。図から明らかなように、一瞬発
生するノイズに対して従来例では応答性が悪いた
め、制御信号が出力されず、目的とするノイズに
対応した制御信号によつて各制御器を制御して
Ｓ／Ｎを改善することが不可能であるのに対し、
本考案の場合には速応性がよいためこのようなこ
とはない。

第５図ｂにおいて、イで示す曲線は同一点の本
考案による波形、ロで示す曲線は従来例の波形で
あるが、本考案によつて著しく応答性が改善され
ていることが判る。本考案による回路では、立上
り時間が抵抗R₁₃とコンデンサC₁₂によつててほぼ
決まり、この結果、時間はR₁₂／R₁₃分の１に短縮
されることになる。

第５図ａ及びｂに示す特性を得るため、第３図
の実施例では、各部品の定数を以下のように設定
した。

R₁₀＝4.7KΩ、R₁₁＝4.7KΩ、R₁₂＝33KΩ、R₁₃
＝560Ω、R₁₄＝200Ω、C₁₀＝0.047μＦ、C₁₁＝
0.022μＦ、C₁₂＝0.33μＦ、 従つて、上記定数を用いた回路では、従来例に
比べ立上り時間が約１／60に短縮されている。

なお、第３図の回路において、トランジスタ
Q₁₀及びQ₁₁のそれぞれの保護抵抗R₁₃及びR₁₄は、
応答性を更に重視する場合、トランジスタQ₁₀及
びQ₁₁の設定に当り、それぞれの充放電流を考慮
して省く場合もある。

第６図ａ乃至ｄはLPF１６の変形例を示し、ａ
では、抵抗R₁₁及びR₁₂の代りにインダクタンスコ
イルL₁及びL₂をそれぞれ用いて第１及び第２の
LPFを構成している。ｂではトランジスタQ₁₀及
びQ₁₁のベースにダイオードD₁及びD₂をそれぞれ
挿入し、ｃではトランジスタQ₁₀及びQ₁₁にトラ
ンジスタQ′₁₀及びQ′₁₁をダーリントン接続してい
るが、この両者はリツプルレベルが大きかつた
り、或はエミツターベース間の逆耐圧が問題とな
る場合に適する。ｃの例は負電源を用いた場合の
回路で、トランジスタQ₁₀及びQ₁₁に逆極性のト
ランジスタQ″₁₀及びQ″₁₁を用いている点を除き
他は第３図の回路と同じである。

なお、上述した実施例では、FM受信機におけ
るノイズのレベルを検出して制御信号を得る場合
について説明したが、これに限られることなく、
キヤリアレベル、オーデイオレベルなど一般的な
レベル検出した後DC化して制御信号を作るあら
ゆる場合に適用できる。

本考案は上述のように、FM復調出力から雑音
を検出し、該検出した雑音を整流して得た信号を
平滑してセパレーシヨン制御、ｆ特可変制御或い
はレベル制御などを行う各種自動制御器を制御す
るための制御信号を得る車載用FMステレオ受信
機における整流平滑回路において、前記信号によ
つて充電されるコンデンサとこのコンデンサに並
列接続した抵抗とからなり前記信号中のパルス性
ノイズを除去するローパスフイルタと、該ローパ
スフイルタの前記抵抗の両端間の電圧を積分する
第１の積分回路と、該第１の積分回路より大きな
充電時定数を有し、該第１の積分回路に縦列接続
した第２の積分回路と備え、 充放電用の互に逆極性の一対のトランジスタを
設け、これら両トランジスタのベースを前記第１
及び第２の積分回路の接続点に、またエミツタを
前記第２の積分回路の出力点にそれぞれ接続する
と共に、前記充電用として動作するトランジスタ
のコレクタを電源に、他方放電用トランジスタの
コレクタをアースにそれぞれ接続し、前記第１の
積分回路の出力と前記第２の積分回路の出力との
電位差によつて、前記充電用及び放電用としてそ
れぞれ動作するトランジスタを通じて前記第２の
積分回路内のコンデンサを該第２の積分回路の充
電時定数及び放電時定数よりそれぞれ小さな時定
数でそれぞれ充電及び放電するようにしたもので
ある。

従つて、第２の積分回路によつてリツプリ成分
をカツトするようにその遮断周波数を小さくして
も、マルチパスノイズのような急激な立上りの信
号が入力された場合には、第２の積分回路のコン
デンサは充電用トランジスタを通じて充電され、
また信号が急激に無くなつた場合には、第２の積
分回路のコンデンサは放電用トランジスタを通じ
て放電されるため、リツプルに影響されない入力
信号に忠実な制御信号を得ることができる。すな
わち、低リツプル化を図りながら応答性能を大巾
に改善した整流平滑回路を僅かな部品の追加によ
り簡単に構成することができるという実用的に極
めて優れた効果が得られる。

特に、第２の積分回路より時定数の小さな第１
の積分回路が第２の積分回路の前段に存在するこ
とにより、該第１の積分回路がなく前段のローパ
スフイルタを通過した比較的周波数が高く大きな
パルス性の電圧が第２の積分回路に直接加わつた
ときトランジスタが働き、第２の積分回路のコン
デンサが充電され、出力に信号が現われるという
不具合がなくなつている。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案による整流平滑回路を適用しう
る受信装置の一例を示すブロツク図、第２図は第
１図の一部の従来の回路例を示す回路図、第３図
は本考案による整流平滑回路の一実施例を示す回
路図、第４図ａ乃至ｄは第３図の回路の各部波形
を示すグラフ、第５図ａ及びｂは本考案の効果を
従来例と比較して示すグラフ、第６図ａ乃至ｄは
本考案による整流平滑回路の変形例をそれぞれ示
す回路図である。 C₁₀，C₁₂……コンデンサ、R₁₀……抵抗、１６
ｂ……第１のLPF（積分回路）、１６ｃ……第２
のLPF（積分回路）、Q₁₀，Q″₁₀……（充電用）
トランジスタ、Q₁₁，Q″₁₁……（放電用）トラン
ジスタ。

Claims (1)

1. 【実用新案登録請求の範囲】 FM復調出力から雑音を検出し、該検出した雑
   音を整流して得た信号を平滑してセパレーシヨン
   制御、ｆ特可変制御或いはレベル制御などを行う
   各種自動制御器を制御するための制御信号を得る
   車載用FMステレオ受信機における整流平滑回路
   において、 前記信号によつて充電されるコンデンサとこの
   コンデンサに並列接続した抵抗とからなり前記信
   号中のパルス性ノイズを除去するローパスフイル
   タと、 該ローパスフイルタの前記抵抗の両端間の電圧
   を積分する第１の積分回路と、 該第１の積分回路より大きな充電時定数を有
   し、該第１の積分回路に縦列接続した第２の積分
   回路と備え、 充放電用の互に逆極性の一対のトランジスタを
   設け、これら両トランジスタのベースを前記第１
   及び第２の積分回路の接続点に、またエミツタを
   前記第２の積分回路の出力点にそれぞれ接続する
   と共に、前記充電用として動作するトランジスタ
   のコレクタを電源に、他方放電用トランジスタの
   コレクタをアースにそれぞれ接続し、前記第１の
   積分回路の出力と前記第２の積分回路の出力との
   電位差によつて、前記充電用及び放電用としてそ
   れぞれ動作するトランジスタを通じて前記第２の
   積分回路内のコンデンサを該第２の積分回路の充
   電時定数及び放電時定数よりそれぞれ小さな時定
   数でそれぞれ充電及び放電するようにしたことを
   特徴とする整流平滑回路。