JPS60165834A - 自動周波数制御回路 - Google Patents
自動周波数制御回路Info
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- JPS60165834A JPS60165834A JP59023749A JP2374984A JPS60165834A JP S60165834 A JPS60165834 A JP S60165834A JP 59023749 A JP59023749 A JP 59023749A JP 2374984 A JP2374984 A JP 2374984A JP S60165834 A JPS60165834 A JP S60165834A
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- noise
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- H04H40/18—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/1646—Circuits adapted for the reception of stereophonic signals
- H04B1/1661—Reduction of noise by manipulation of the baseband composite stereophonic signal or the decoded left and right channels
- H04B1/1669—Reduction of noise by manipulation of the baseband composite stereophonic signal or the decoded left and right channels of the demodulated composite stereo signal
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
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- H04H40/18—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving
- H04H40/27—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95
- H04H40/36—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving
- H04H40/45—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、ＦＭ受信機において、ステレオ弱電界時およ
びＦＭ弱弱電待時ノイズを軽減する自動周波数制御回路
に関する。
びＦＭ弱弱電待時ノイズを軽減する自動周波数制御回路
に関する。
第１図は従来のＦＭ受信機の自動周波数制御回路の構成
を示すブロック図で、図中１はアンテナ、２はＦＭチュ
ーナ、３は中間周波増＠／検岐回路、４はノイズ・キャ
ンセラ、５はマルチプレクサ、６はオーディオ段に至る
ことを示す矢印で、中間周波増幅回路３の端子Ｘスに現
れるＳメータ出力電圧が抵抗Ｒ１ヲ通してステレオ弱電
待時ノイズを軽減するためにマルチプレクサ５の端子Ｘ
２に印加され、またＦＭの弱１、売時に生じるノイズを
軽減するために、同じ電圧が抵抗Ｒ２とＲ３によって分
圧されて端子Ｘ３に印加される。この端子Ｘ１に現れる
電圧は、第２図に示されているようＫ、アンテナ入力レ
ベルが上昇するとともに最初後々に上昇し、ある一定の
価に達すると飽和する。すなわち、ＦＭ受信においては
、弱電界時ステレオ・ノイズ制御（以下本明細書におい
てはＳＮＣと略記する。）と高域カット制御（以下本明
細書においては）ＩＣＣと略記する。）を同時に動作さ
せ、弱電界時のノイズ８を軽減している。
を示すブロック図で、図中１はアンテナ、２はＦＭチュ
ーナ、３は中間周波増＠／検岐回路、４はノイズ・キャ
ンセラ、５はマルチプレクサ、６はオーディオ段に至る
ことを示す矢印で、中間周波増幅回路３の端子Ｘスに現
れるＳメータ出力電圧が抵抗Ｒ１ヲ通してステレオ弱電
待時ノイズを軽減するためにマルチプレクサ５の端子Ｘ
２に印加され、またＦＭの弱１、売時に生じるノイズを
軽減するために、同じ電圧が抵抗Ｒ２とＲ３によって分
圧されて端子Ｘ３に印加される。この端子Ｘ１に現れる
電圧は、第２図に示されているようＫ、アンテナ入力レ
ベルが上昇するとともに最初後々に上昇し、ある一定の
価に達すると飽和する。すなわち、ＦＭ受信においては
、弱電界時ステレオ・ノイズ制御（以下本明細書におい
てはＳＮＣと略記する。）と高域カット制御（以下本明
細書においては）ＩＣＣと略記する。）を同時に動作さ
せ、弱電界時のノイズ８を軽減している。
まず、ＳＮＣについて考える。モノフォニックとステレ
オにおけるＳ／Ｎ比は元来第３図に示すように変化する
ことが知られている。第３図はアンテナ入力レベルを横
軸、チューナにおける信号レベルＫｆｆｊるノイズ・レ
ベルの比の対ａ’ｖ縦ｓにとり、ステレオにおけるＳ／
Ｎ比（曲線７）およびモノフォニックにおけるＳ／Ｎ比
（曲Ｗｊ８）の変化を表わす。二つの曲ｆｆＭ７および
８は元来、点線で示すように、一定の間隔９ンもって互
に平行に推移するはずであるが、実際にはチューナのハ
ム・レベル、キャリア・リーク、その他のノイズによっ
て、ステレオの場合にはｌＯで、モノフォニックの場合
には１１で飽和する。したがって、アンテナ入力レベル
が低いとき、ステレオとモノフォニックの間のＳ／Ｎの
差は顕著となり、強入力レベルでその差は小さくなる。
オにおけるＳ／Ｎ比は元来第３図に示すように変化する
ことが知られている。第３図はアンテナ入力レベルを横
軸、チューナにおける信号レベルＫｆｆｊるノイズ・レ
ベルの比の対ａ’ｖ縦ｓにとり、ステレオにおけるＳ／
Ｎ比（曲線７）およびモノフォニックにおけるＳ／Ｎ比
（曲Ｗｊ８）の変化を表わす。二つの曲ｆｆＭ７および
８は元来、点線で示すように、一定の間隔９ンもって互
に平行に推移するはずであるが、実際にはチューナのハ
ム・レベル、キャリア・リーク、その他のノイズによっ
て、ステレオの場合にはｌＯで、モノフォニックの場合
には１１で飽和する。したがって、アンテナ入力レベル
が低いとき、ステレオとモノフォニックの間のＳ／Ｎの
差は顕著となり、強入力レベルでその差は小さくなる。
このステレオの８７ＮとモノフォニックのＳ／Ｎの差は
エンファシスが団μｓｅｃのとき約２１．６ ｄＢ、７
５．ｐ ｓｅｃののとき２３ｄＢである。
エンファシスが団μｓｅｃのとき約２１．６ ｄＢ、７
５．ｐ ｓｅｃののとき２３ｄＢである。
したがって、ＡＡのアンテナ入力レベルでは、ステレオ
受信時ステレオ・ノイズが目旦ち、聴感上ノイズ感が太
き（なる。それ故、マルチプレクサ５の端子Ｘ２に端子
Ｘ１から電圧を加え、アンテナ入力レベルが中入力から
弱入力レベルになるにしたがい、ステレオ・ノイズを自
動制御し、ノイズ感を軽減している。この様子を第４図
に示す。
受信時ステレオ・ノイズが目旦ち、聴感上ノイズ感が太
き（なる。それ故、マルチプレクサ５の端子Ｘ２に端子
Ｘ１から電圧を加え、アンテナ入力レベルが中入力から
弱入力レベルになるにしたがい、ステレオ・ノイズを自
動制御し、ノイズ感を軽減している。この様子を第４図
に示す。
第４図は端子Ｘ２に現れる電圧の関数として分離度の変
化を示している。
化を示している。
一方、ステレオ・ノイズの他に、再生周波数帯域による
ノイズか弱アンテナ入力レベルで目又つ。
ノイズか弱アンテナ入力レベルで目又つ。
これは、帯域が広いため、弱入力時ノイズが信号に較べ
て大きくなり、Ｓ／Ｎが悪化するからである。したがっ
て、アンテナ入力レベルが中入力から弱入力レベルにな
るにつれて、周波数特性を自動制御することによってＳ
／Ｎの悪化ヲ軽減することができる。この様子を第５図
に示す。中間周波増幅／検波回路３の端子ｘ１の電圧は
中入力以上で飽和するが、この時のマルチプレクサ５の
端子Ｘ３の飽和電圧’ｅＶｘａｔとし、これより弱入力
時の端子Ｘ３の電圧Ｙ ＶＸ３２ ｔ Ｖｘａａ （Ｖ
Ｘ３１ ＞ ＶＸ３２ ＞Ｖｘａｓ ）とすると、端子
Ｘ３の電圧がＶＸ３１からＶＸ３２＋ＶＸ３２からＶＸ
３：ｌとなるにしたがい、第５図に見ることができるよ
うに、高域の再生周波数杷おいて減衰が強くなる。以上
述べた動作により５弱入力時のＳ／Ｎも実効的に改善さ
れる。第５図中、曲ｌｌｌ１！ル、 １３．１４は端子
Ｘ３における電圧がそれぞれＶＸ３１ 、ｅ ’ＶＸ３
２およびＶＸ３３のときの減衰度と周波数の関係を示す
。
て大きくなり、Ｓ／Ｎが悪化するからである。したがっ
て、アンテナ入力レベルが中入力から弱入力レベルにな
るにつれて、周波数特性を自動制御することによってＳ
／Ｎの悪化ヲ軽減することができる。この様子を第５図
に示す。中間周波増幅／検波回路３の端子ｘ１の電圧は
中入力以上で飽和するが、この時のマルチプレクサ５の
端子Ｘ３の飽和電圧’ｅＶｘａｔとし、これより弱入力
時の端子Ｘ３の電圧Ｙ ＶＸ３２ ｔ Ｖｘａａ （Ｖ
Ｘ３１ ＞ ＶＸ３２ ＞Ｖｘａｓ ）とすると、端子
Ｘ３の電圧がＶＸ３１からＶＸ３２＋ＶＸ３２からＶＸ
３：ｌとなるにしたがい、第５図に見ることができるよ
うに、高域の再生周波数杷おいて減衰が強くなる。以上
述べた動作により５弱入力時のＳ／Ｎも実効的に改善さ
れる。第５図中、曲ｌｌｌ１！ル、 １３．１４は端子
Ｘ３における電圧がそれぞれＶＸ３１ 、ｅ ’ＶＸ３
２およびＶＸ３３のときの減衰度と周波数の関係を示す
。
これらＳＮＣおよびＨＣＣ動作は端子Ｘ２における電圧
が一般に１．５〜Ｏｖで行なわれる。
が一般に１．５〜Ｏｖで行なわれる。
また、マルチパスによりノイズン軽減するため、８６図
にブロック図で示す受信機もある。第６図中第１図と共
通する引用番号は第１図におけるものと同じ部分χ表わ
し、１５および１９はバッファ回路、１６はＡＣ成分検
出回路、１７は整流回路、１８は平滑回路である。端子
Ｘｉ ＩＩｃ現れるＡＣ成分はＡＣ成分検出回路１６で
検出され、整流［ｇＩ Ｍ １７によってＤＣ成分とは
逆極性に整流され、平滑回路１８によって平滑され、Ｙ
点においてバッファ回路１５を通って得られるＤＣ成分
に加えられる。このようにして、Ｙ点における電圧はＡ
Ｃ成分によって強制的に引き下げられ、中入力であって
も等測的に弱入力時と同様にＨＣＣ，ＳＮＣが動作し、
Ｓ／Ｎ比が実効的に向上させられる。
にブロック図で示す受信機もある。第６図中第１図と共
通する引用番号は第１図におけるものと同じ部分χ表わ
し、１５および１９はバッファ回路、１６はＡＣ成分検
出回路、１７は整流回路、１８は平滑回路である。端子
Ｘｉ ＩＩｃ現れるＡＣ成分はＡＣ成分検出回路１６で
検出され、整流［ｇＩ Ｍ １７によってＤＣ成分とは
逆極性に整流され、平滑回路１８によって平滑され、Ｙ
点においてバッファ回路１５を通って得られるＤＣ成分
に加えられる。このようにして、Ｙ点における電圧はＡ
Ｃ成分によって強制的に引き下げられ、中入力であって
も等測的に弱入力時と同様にＨＣＣ，ＳＮＣが動作し、
Ｓ／Ｎ比が実効的に向上させられる。
以上説明した通り、従来技術においては、ＨＣＣおよび
５ＮＣＹ動作させるのに、中間周波増幅／検ｔ１１回路
３のＳメータ端子Ｘ］に籾っており、それらの動作が第
１図の抵抗Ｒ１ｅ Ｒ２およびＲ３によって決定される
から、受信機のばらつきによってつぎの不都合が生じる
。すなわち、中間周波増幅／検波回路３の端子Ｘｌにお
ける電圧が同じであっても、受信機全体のＳ／Ｎ、中間
周波増幅段におけるＳ／Ｎが異なる場合がある。このこ
とは端子Ｘｌにおける電圧と受信機全体のＳ／Ｎがｌ対
ｌに対応しないことを意味する。したがって、第１図に
示すように、入力レベルに依存して定数Ｒ１ｐＲ２およ
びＲ３を決定しても、必ずしも最良の定数決定とはなら
ない。
５ＮＣＹ動作させるのに、中間周波増幅／検ｔ１１回路
３のＳメータ端子Ｘ］に籾っており、それらの動作が第
１図の抵抗Ｒ１ｅ Ｒ２およびＲ３によって決定される
から、受信機のばらつきによってつぎの不都合が生じる
。すなわち、中間周波増幅／検波回路３の端子Ｘｌにお
ける電圧が同じであっても、受信機全体のＳ／Ｎ、中間
周波増幅段におけるＳ／Ｎが異なる場合がある。このこ
とは端子Ｘｌにおける電圧と受信機全体のＳ／Ｎがｌ対
ｌに対応しないことを意味する。したがって、第１図に
示すように、入力レベルに依存して定数Ｒ１ｐＲ２およ
びＲ３を決定しても、必ずしも最良の定数決定とはなら
ない。
また、アンテナ入力レベルが低いとき、ノイズ・キャン
セラ４がよく誤動作し、Ｓ／Ｎｉ悪化させ、特に高域周
波数、高変調の時、ばりばりまたはちりちりという音が
生じるが、この補正が従来手法では考慮されていない。
セラ４がよく誤動作し、Ｓ／Ｎｉ悪化させ、特に高域周
波数、高変調の時、ばりばりまたはちりちりという音が
生じるが、この補正が従来手法では考慮されていない。
本発明の目的は、これらの不都合を持っていない、ＨＣ
ＣおよびＳＮＣがアンテナ入力レベルだけではな（、検
波後のノイズ・レベルにも依存し、弱入力時ノイズ・キ
ャンセラの誤動作によるノイズ成分も軽減される自動周
波数制御回路を提供することである。
ＣおよびＳＮＣがアンテナ入力レベルだけではな（、検
波後のノイズ・レベルにも依存し、弱入力時ノイズ・キ
ャンセラの誤動作によるノイズ成分も軽減される自動周
波数制御回路を提供することである。
上記目的を達成するために、本発明による自動周波数制
御回路は、中間周波増幅／検波回路の８メータ出力電圧
を利用して高域カット制御およびステレオ・ノイズ制御
動作を行なう自動周波数制御回路において、Ｓメータ出
力中のＡＣ成分および検波後のノイズ成分χそれぞれ整
流平滑して得られる直流電圧を加算する加算回路、該加
算回路の出力と上記Ｓメータ出力中のＤＣ成分を比較す
る比較回路、および該比較回路の中で得られる比較差電
圧ン増幅する比較差電圧発生器を有し、それらの回路で
得られる比較差電圧に比例する電圧によって高域カット
制御およびステレオ・ノイズ制御動作を行なうことン要
旨とする。本発明の有利な実施の態様においては、上記
検波後のノイズ成分は検波回路の後に接続されたノイズ
・キャンセラの出力から高域通過フィルタン通して取り
出される。
御回路は、中間周波増幅／検波回路の８メータ出力電圧
を利用して高域カット制御およびステレオ・ノイズ制御
動作を行なう自動周波数制御回路において、Ｓメータ出
力中のＡＣ成分および検波後のノイズ成分χそれぞれ整
流平滑して得られる直流電圧を加算する加算回路、該加
算回路の出力と上記Ｓメータ出力中のＤＣ成分を比較す
る比較回路、および該比較回路の中で得られる比較差電
圧ン増幅する比較差電圧発生器を有し、それらの回路で
得られる比較差電圧に比例する電圧によって高域カット
制御およびステレオ・ノイズ制御動作を行なうことン要
旨とする。本発明の有利な実施の態様においては、上記
検波後のノイズ成分は検波回路の後に接続されたノイズ
・キャンセラの出力から高域通過フィルタン通して取り
出される。
第７図は本発明による自動周波数制御回路を備えたＦＭ
受信機の構成を示すブロック図で、図中第６図と共通す
る引用誉号は第６図におけるものと同じ部分を表わし、
２１は高域通過フィルタ、ηは雑音増幅回路、幻は整流
回路、々は平滑回路、６は加算回路、局は比較回路、谷
は比較差電圧発生器である。
受信機の構成を示すブロック図で、図中第６図と共通す
る引用誉号は第６図におけるものと同じ部分を表わし、
２１は高域通過フィルタ、ηは雑音増幅回路、幻は整流
回路、々は平滑回路、６は加算回路、局は比較回路、谷
は比較差電圧発生器である。
アンテナ１に到来した信号はＦＭチューナ２、中間周波
増幅／検波回路３、ノイズ・キャンセラ４およびマルチ
プレクサ５馨通じて、矢印６で示すようにオーディオ段
の左右のチャンネルに供給される。このとき、中間周波
増幅／検波回路３のＳメータ出力端子Ｘ１に生じる電圧
のＤＣ成分はバッファ回路１５ヲ通して比較口ｗ５２６
の一方の入力端子に供給される。Ｓメータ出力端子Ｘ１
に生じる電圧のＡＣ成分はＡＣＣ成分比出回８１６検出
され、整流回路１７および平滑口Ｗ１１８ａ−通して整
流平滑され、加算回路５の一方の入力端子に供給される
。
増幅／検波回路３、ノイズ・キャンセラ４およびマルチ
プレクサ５馨通じて、矢印６で示すようにオーディオ段
の左右のチャンネルに供給される。このとき、中間周波
増幅／検波回路３のＳメータ出力端子Ｘ１に生じる電圧
のＤＣ成分はバッファ回路１５ヲ通して比較口ｗ５２６
の一方の入力端子に供給される。Ｓメータ出力端子Ｘ１
に生じる電圧のＡＣ成分はＡＣＣ成分比出回８１６検出
され、整流回路１７および平滑口Ｗ１１８ａ−通して整
流平滑され、加算回路５の一方の入力端子に供給される
。
他方、ノイズ・キャン上２４通過後のノイズ成分、また
はノイズ・キャンセラ４０弱入力時誤動作によって生じ
る高域ノイズ成分が高域通過フィルタ２１によって取り
出され、雑音増幅回１ｌｌｉ５２２、整流回路力および
平滑回路必によってＤＣ化され、加算回路圧の他方の入
力端子に印加される。加算回路２で合成された二つのＤ
Ｃ成分の和電圧は比較回路％の他方の入力端子に入力さ
れ、そこで端子Ｘ１に生じる電圧のＤＣ成分と比較され
、その差電圧が比較差電圧発生器谷で形成され、バッフ
ァ回路１５１通じ【端子Ｘ２およびＸ３に供給される。
はノイズ・キャンセラ４０弱入力時誤動作によって生じ
る高域ノイズ成分が高域通過フィルタ２１によって取り
出され、雑音増幅回１ｌｌｉ５２２、整流回路力および
平滑回路必によってＤＣ化され、加算回路圧の他方の入
力端子に印加される。加算回路２で合成された二つのＤ
Ｃ成分の和電圧は比較回路％の他方の入力端子に入力さ
れ、そこで端子Ｘ１に生じる電圧のＤＣ成分と比較され
、その差電圧が比較差電圧発生器谷で形成され、バッフ
ァ回路１５１通じ【端子Ｘ２およびＸ３に供給される。
このようにして、ＨＣＣおよび８ＮＣ動作がアンテナ入
力レベルに依存するだけではな（、受信機のＳ／Ｎにも
依存して行なわれる。
力レベルに依存するだけではな（、受信機のＳ／Ｎにも
依存して行なわれる。
以上説明した通り、本発明によれは、チューナの利得、
ＮＦ、中間周波増幅段の利得およびＮＦにばらつきがあ
っても、抵抗Ｒ１＊ Ｒ２ｍ Ｒ３のｙ４釡によらずに
、アンテナ入力レベルだけではなく。
ＮＦ、中間周波増幅段の利得およびＮＦにばらつきがあ
っても、抵抗Ｒ１＊ Ｒ２ｍ Ｒ３のｙ４釡によらずに
、アンテナ入力レベルだけではなく。
上記ばらつきも補償するように、自＠ｆｌ’Ｊに最適の
周波弊制御が行なわれる。さらＫ、アンテナ入力Ｖ ヘ
／Ｉ／ カ低いとき発生し易いノイズ・キャンセ２の誤
動作によるノイズ成分も軽減されるという利点も得られ
る。
周波弊制御が行なわれる。さらＫ、アンテナ入力Ｖ ヘ
／Ｉ／ カ低いとき発生し易いノイズ・キャンセ２の誤
動作によるノイズ成分も軽減されるという利点も得られ
る。
第１図は従来のＦＭ受信機の自動周波数制御回路の構成
を示すブロック図、第２図はアンテナ入力レベルとＳメ
ータ端子電圧の関係を示すダイヤグラム、第３図はアン
テナ入力レベルと信号レベルに対するノイズ・レベルの
比の関係を示すダイヤグラム、第４図はＨＣＣ端子を圧
と分離度の関係を示すダイヤグラム、餓５図はＳＮＣ端
子電圧をパラメータとして周ｖ数と減衰度の関係ン示す
ダイヤグラム、第６図は従来の他の一つのＦＭ受信機の
自動周波数制御回路の構成を示すブロック図、第７図は
本発明による自動周波数制御回路を備えたＦＭ受信機の
構成を示すブロック図である。 ■・・・アンテナ、２・・・ＦＭチューナ、３・・・中
間周波増幅／検波回１３．４・・・ノイズ・キャンセラ
、５・・・マルチプレクサ、６・・・オーディオ段に至
ることを示す矢印、７・・・ステレオにおけるＳ／Ｎ比
の変化馨示す曲軸、８・・・モノフォニックにおける８
／Ｎ比の変化を示す曲線、９・・・ステレオとモノフ
ォニックの間のノイズ・レベルの差、１０・・・ステレ
オにおけるノイズ・レベルの飽和点、１１・・・モノフ
オニ・ ツクにおけるノイズ・レベルの飽和点、１２，
１３゜１４ ・−・８ Ｎ Ｃｆｉ子を圧力ッｈツレＶ
ｘｓｔ 、 ＶＸ３２−ＶＸ３３であるときの周波数の
関数として減衰度の変化を衣わ丁曲線、１５．１９・・
・バッファ回路、１６・・・ＡＣ成分検出回路、１７．
２３・・・整流回路、１８．２４・・・平滑回路、６・
・・加算回路、３・・・比較回路、γ・・・比較差電圧
発生器。 年１図 １ンググ入力〆ヘノ〆（ｄｉｐ）
を示すブロック図、第２図はアンテナ入力レベルとＳメ
ータ端子電圧の関係を示すダイヤグラム、第３図はアン
テナ入力レベルと信号レベルに対するノイズ・レベルの
比の関係を示すダイヤグラム、第４図はＨＣＣ端子を圧
と分離度の関係を示すダイヤグラム、餓５図はＳＮＣ端
子電圧をパラメータとして周ｖ数と減衰度の関係ン示す
ダイヤグラム、第６図は従来の他の一つのＦＭ受信機の
自動周波数制御回路の構成を示すブロック図、第７図は
本発明による自動周波数制御回路を備えたＦＭ受信機の
構成を示すブロック図である。 ■・・・アンテナ、２・・・ＦＭチューナ、３・・・中
間周波増幅／検波回１３．４・・・ノイズ・キャンセラ
、５・・・マルチプレクサ、６・・・オーディオ段に至
ることを示す矢印、７・・・ステレオにおけるＳ／Ｎ比
の変化馨示す曲軸、８・・・モノフォニックにおける８
／Ｎ比の変化を示す曲線、９・・・ステレオとモノフ
ォニックの間のノイズ・レベルの差、１０・・・ステレ
オにおけるノイズ・レベルの飽和点、１１・・・モノフ
オニ・ ツクにおけるノイズ・レベルの飽和点、１２，
１３゜１４ ・−・８ Ｎ Ｃｆｉ子を圧力ッｈツレＶ
ｘｓｔ 、 ＶＸ３２−ＶＸ３３であるときの周波数の
関数として減衰度の変化を衣わ丁曲線、１５．１９・・
・バッファ回路、１６・・・ＡＣ成分検出回路、１７．
２３・・・整流回路、１８．２４・・・平滑回路、６・
・・加算回路、３・・・比較回路、γ・・・比較差電圧
発生器。 年１図 １ンググ入力〆ヘノ〆（ｄｉｐ）
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 （ＩＪ 中間周波増＠／検波回路のＳメータ出力電圧を
利用して高域カット制御およびステレオ・ノイズ制御動
作を行なう自動周波数制御回路において、Ｓメータ出力
中のＡ’Ｃ成分および検ｔＩＩ後のノイズ成分ｔそれぞ
れ整流平滑して得られる直流電圧を加算する加算回路、
該加算回路の出力と上記Ｓメータ出力中のＤＣ成分を比
較する比較回路、および該比較回路の中で得られる比較
走電圧を増幅する比較差電圧発生器を有し、それらの回
路で得られる比較差電圧に比例する電圧によって高域カ
ット制御およびステレオ・ノイズ制御動作７行なうこと
を特徴とする自動周波数制御回路。 （２３上記検波後のノイズ成分が検波回路の後に接続さ
れたノイズ・キャンセラの出力から高域通過フィルタを
通して取り出されることｔ特徴とする特許請求の範囲第
１項記載の自動周波数制御回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59023749A JPS60165834A (ja) | 1984-02-09 | 1984-02-09 | 自動周波数制御回路 |
| US06/698,307 US4620315A (en) | 1984-02-09 | 1985-02-05 | Automatic frequency control circuit in a stereo FM radio receiver |
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