JPH0126575B2 - - Google Patents
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- JPH0126575B2 JPH0126575B2 JP59023749A JP2374984A JPH0126575B2 JP H0126575 B2 JPH0126575 B2 JP H0126575B2 JP 59023749 A JP59023749 A JP 59023749A JP 2374984 A JP2374984 A JP 2374984A JP H0126575 B2 JPH0126575 B2 JP H0126575B2
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- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 11
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- 230000007257 malfunction Effects 0.000 description 6
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- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 2
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H40/00—Arrangements specially adapted for receiving broadcast information
- H04H40/18—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving
- H04H40/27—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95
- H04H40/36—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving
- H04H40/45—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving
- H04H40/54—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving generating subcarriers
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/1646—Circuits adapted for the reception of stereophonic signals
- H04B1/1661—Reduction of noise by manipulation of the baseband composite stereophonic signal or the decoded left and right channels
- H04B1/1669—Reduction of noise by manipulation of the baseband composite stereophonic signal or the decoded left and right channels of the demodulated composite stereo signal
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、FM受信機において、ステレオ弱電
界時およびFM弱電界時のノイズを軽減する自動
周波数制御回路に関する。
界時およびFM弱電界時のノイズを軽減する自動
周波数制御回路に関する。
第１図は従来のFM受信機の自動周波数制御回
路の構成を示すブロツク図で、図中１はアンテ
ナ、２はFMチユーナ、３は中間周波増幅／検波
回路、４はノイズ・キヤンセラ、５はマルチプレ
クサ、６はオーデイオ段に至ることを示す矢印
で、中間周波増幅／検波回路３の端子X1に現れ
るＳメータ出力電圧が抵抗R1を通してステレオ
弱電界時ノイズを軽減するためにマルチプレクサ
５の端子X2に印加され、またFMの弱電界時に生
じるノイズを軽減するために、同じ電圧が抵抗
R2とR3によつて分圧されて端子X3に印加される。
この端子X1に現れる電圧は、第２図に示されて
いるように、アンテナ入力レベルが上昇するとと
もに最初徐々に上昇し、ある一定の価に達すると
飽和する。すなわち、FM受信においては、弱電
界時ステレオ・ノイズ制御（以下本明細書におい
てはSNCと略記する）と高域カツト制御（以下
本明細書においてはHCCと略記する）を同時に
動作させ、弱電界時のノイズ感を軽減している。
路の構成を示すブロツク図で、図中１はアンテ
ナ、２はFMチユーナ、３は中間周波増幅／検波
回路、４はノイズ・キヤンセラ、５はマルチプレ
クサ、６はオーデイオ段に至ることを示す矢印
で、中間周波増幅／検波回路３の端子X1に現れ
るＳメータ出力電圧が抵抗R1を通してステレオ
弱電界時ノイズを軽減するためにマルチプレクサ
５の端子X2に印加され、またFMの弱電界時に生
じるノイズを軽減するために、同じ電圧が抵抗
R2とR3によつて分圧されて端子X3に印加される。
この端子X1に現れる電圧は、第２図に示されて
いるように、アンテナ入力レベルが上昇するとと
もに最初徐々に上昇し、ある一定の価に達すると
飽和する。すなわち、FM受信においては、弱電
界時ステレオ・ノイズ制御（以下本明細書におい
てはSNCと略記する）と高域カツト制御（以下
本明細書においてはHCCと略記する）を同時に
動作させ、弱電界時のノイズ感を軽減している。
まず、SNCについて考える。モノフオニツク
とステレオにおけるＳ／Ｎ比は元来第３図に示す
ように変化することが知られている。第３図はア
ンテナ入力レベルを横軸、チユーナにおける信号
レベルに対するノイズ・レベルの比の対数を縦軸
にとり、ステレオにおけるＳ／Ｎ比（曲線７）お
よびモノフオニツクにおけるＳ／Ｎ比（曲線８）
の変化を表わす。二つの曲線７および８は元来、
点線で示すように、一定の間隔９をもつて互いに
平行に推移するはずであるが、実際にはチユーナ
のハム・レベル・キヤリア・リーク、その他のノ
イズによつて、ステレオの場合には10で、モノフ
オニツクの場合には11で飽和する。したがつて、
アンテナ入力レベルが低いとき、ステレオとモノ
フオニツクの間のＳ／Ｎの差は顕著となり、強入
力レベルでその差は小さくなる。このステレオの
Ｓ／ＮとモノフオニツクのＳ／Ｎの差はエンフア
シスが50μsecのとき約21.6dB、75μsecのとき
23dBである。
とステレオにおけるＳ／Ｎ比は元来第３図に示す
ように変化することが知られている。第３図はア
ンテナ入力レベルを横軸、チユーナにおける信号
レベルに対するノイズ・レベルの比の対数を縦軸
にとり、ステレオにおけるＳ／Ｎ比（曲線７）お
よびモノフオニツクにおけるＳ／Ｎ比（曲線８）
の変化を表わす。二つの曲線７および８は元来、
点線で示すように、一定の間隔９をもつて互いに
平行に推移するはずであるが、実際にはチユーナ
のハム・レベル・キヤリア・リーク、その他のノ
イズによつて、ステレオの場合には10で、モノフ
オニツクの場合には11で飽和する。したがつて、
アンテナ入力レベルが低いとき、ステレオとモノ
フオニツクの間のＳ／Ｎの差は顕著となり、強入
力レベルでその差は小さくなる。このステレオの
Ｓ／ＮとモノフオニツクのＳ／Ｎの差はエンフア
シスが50μsecのとき約21.6dB、75μsecのとき
23dBである。
したがつて、Ａ点のアンテナ入力レベルでは、
ステレオ受信時ステレオ・ノイズが目立ち、聴感
上ノイズ感が大きくなる。それ故、マルチプレク
サ５の端子X2に端子X1から電圧を加え、アンテ
ナ入力レベルが中入力から弱入力レベルになるに
したがい、ステレオ・ノイズを自動制御し、ノイ
ズ感を軽減している。この様子を第４図に示す。
第４図は端子X2に現れる電圧の関数として分離
度の変化を示している。
ステレオ受信時ステレオ・ノイズが目立ち、聴感
上ノイズ感が大きくなる。それ故、マルチプレク
サ５の端子X2に端子X1から電圧を加え、アンテ
ナ入力レベルが中入力から弱入力レベルになるに
したがい、ステレオ・ノイズを自動制御し、ノイ
ズ感を軽減している。この様子を第４図に示す。
第４図は端子X2に現れる電圧の関数として分離
度の変化を示している。
一方、ステレオ・ノイズの他に、再生周波数帯
域によるノイズが弱アンテナ入力レベルで目立
つ。これは、帯域が広いため、弱入力時ノイズが
信号に較べて大きくなり、Ｓ／Ｎが悪化するから
である。したがつて、アンテナ入力レベルが中入
力から弱入力レベルになるにつれて、周波数特性
を自動制御することによつてＳ／Ｎの悪化を軽減
することができる。この様子を第５図に示す。中
間周波増幅／検波回路３の端子X1の電圧は中入
力以上で飽和するが、この時のマルチプレクサ５
の端子X3の飽和電圧をVx31とし、これより弱入
力時のの端子X3の電圧をVx32，Vx33（Vx31＞
Vx32＞Vx31）とすると、端子X3の電圧がVx31か
らVx32、Vx32からVx33となるにしたがい、第５
図に見ることができるように、高域の再生周波数
において減衰が強くなる。以上述べた動作によ
り、弱入力時のＳ／Ｎも実効的に改善される。第
５図中、曲線１２，１３，１４は端子X3におけ
る電圧がそれぞれVx31，Vx32およびVx33のとき
の減衰度と周波数の関係を示す。
域によるノイズが弱アンテナ入力レベルで目立
つ。これは、帯域が広いため、弱入力時ノイズが
信号に較べて大きくなり、Ｓ／Ｎが悪化するから
である。したがつて、アンテナ入力レベルが中入
力から弱入力レベルになるにつれて、周波数特性
を自動制御することによつてＳ／Ｎの悪化を軽減
することができる。この様子を第５図に示す。中
間周波増幅／検波回路３の端子X1の電圧は中入
力以上で飽和するが、この時のマルチプレクサ５
の端子X3の飽和電圧をVx31とし、これより弱入
力時のの端子X3の電圧をVx32，Vx33（Vx31＞
Vx32＞Vx31）とすると、端子X3の電圧がVx31か
らVx32、Vx32からVx33となるにしたがい、第５
図に見ることができるように、高域の再生周波数
において減衰が強くなる。以上述べた動作によ
り、弱入力時のＳ／Ｎも実効的に改善される。第
５図中、曲線１２，１３，１４は端子X3におけ
る電圧がそれぞれVx31，Vx32およびVx33のとき
の減衰度と周波数の関係を示す。
上記SNC動作は端子X2における電圧が一般に
1.5〜0Vで行われる。
1.5〜0Vで行われる。
また、マルチパスによりノイズを軽減するた
め、第６図にブロツク図で示す受信機もある。第
６図中第１図と共通する引用番号は第１図におけ
るものと同じ部分を表わし、１５および１９はバ
ツフア回路、１６はAC成分検出回路、１７は整
流回路、１８は平滑回路である。端子X1に現れ
るAC成分はAC成分検出回路１６で検出され、整
流回路１７によつてDC成分とは逆極性に整流さ
れ、平滑回路１８によつて平滑され、Ｙ点におい
てバツフア回路１５を通つて得られるDC成分に
加えられる。このようにして、Ｙ点における電圧
はAC成分によつて強制的に引き下げられ、中入
力であつても等価的に弱入力時と同様にHCC、
SNCが動作し、Ｓ／Ｎ比が実効的に向上させら
れる。
め、第６図にブロツク図で示す受信機もある。第
６図中第１図と共通する引用番号は第１図におけ
るものと同じ部分を表わし、１５および１９はバ
ツフア回路、１６はAC成分検出回路、１７は整
流回路、１８は平滑回路である。端子X1に現れ
るAC成分はAC成分検出回路１６で検出され、整
流回路１７によつてDC成分とは逆極性に整流さ
れ、平滑回路１８によつて平滑され、Ｙ点におい
てバツフア回路１５を通つて得られるDC成分に
加えられる。このようにして、Ｙ点における電圧
はAC成分によつて強制的に引き下げられ、中入
力であつても等価的に弱入力時と同様にHCC、
SNCが動作し、Ｓ／Ｎ比が実効的に向上させら
れる。
以上説明した通り、従来技術においては、
HCCおよびSNCを動作させるのに、中間周波増
幅／検波回路３のＳメータ目端子X1に頼つてお
り、それらの動作が第１図の抵抗R1，R3および
R3によつて決定されるから、受信機のばらつき
によつて次の不都合が生じる。すなわち、中間周
波増幅／検波回路３の端子X1における電圧が同
じであつても、受信機全体のＳ／Ｎ、中間周波増
幅段におけるＳ／Ｎが異なる場合がある。このこ
とは端子X1における電圧と受信機全体のＳ／Ｎ
が１対１に対応しないことを意味する。したがつ
て、第１図に示すように、入力レベルに依存して
定数R1，R2およびR3を決定しても、必ずしも最
良の定数決定とはならない。
HCCおよびSNCを動作させるのに、中間周波増
幅／検波回路３のＳメータ目端子X1に頼つてお
り、それらの動作が第１図の抵抗R1，R3および
R3によつて決定されるから、受信機のばらつき
によつて次の不都合が生じる。すなわち、中間周
波増幅／検波回路３の端子X1における電圧が同
じであつても、受信機全体のＳ／Ｎ、中間周波増
幅段におけるＳ／Ｎが異なる場合がある。このこ
とは端子X1における電圧と受信機全体のＳ／Ｎ
が１対１に対応しないことを意味する。したがつ
て、第１図に示すように、入力レベルに依存して
定数R1，R2およびR3を決定しても、必ずしも最
良の定数決定とはならない。
また従来技術においては、ノイズ・キヤンセラ
４の誤動作によるノイズ成分も解決できていな
い。すなわち、ノイズ・キヤンセラは高域通過フ
イルターによつて検波後のノイズ成分を検出し、
その出力でゲート回路をスイツチングさせて上記
ノイズ成分を除去するようになつている。このた
め変調周波数が高くかつ受信器の帯域が狭いと、
高周波スプリアスが発生し、これによつて上記ゲ
ート回路のスイツチングが行われてスイツチング
ノイズが発生する。この現象は高入力時の受信機
の歪（高周波スプリアスノイズ）によつても生じ
る。
４の誤動作によるノイズ成分も解決できていな
い。すなわち、ノイズ・キヤンセラは高域通過フ
イルターによつて検波後のノイズ成分を検出し、
その出力でゲート回路をスイツチングさせて上記
ノイズ成分を除去するようになつている。このた
め変調周波数が高くかつ受信器の帯域が狭いと、
高周波スプリアスが発生し、これによつて上記ゲ
ート回路のスイツチングが行われてスイツチング
ノイズが発生する。この現象は高入力時の受信機
の歪（高周波スプリアスノイズ）によつても生じ
る。
更に弱入力信号の受信時にはホワイトノイズ成
分（高域ノイズ）がノイズ・キヤンセラの高域通
過フイルターに入力され、やはり上記ゲート回路
をスイツチングさせるので、スイツチングノイズ
が発生する。
分（高域ノイズ）がノイズ・キヤンセラの高域通
過フイルターに入力され、やはり上記ゲート回路
をスイツチングさせるので、スイツチングノイズ
が発生する。
本発明の目的は、これらの不都合を持つていな
い、HCCおよびSNCがアンテナ入力レベルだけ
ではなく、検波後のノイズ・レベルにも依存し、
弱入力時ノイズ・キヤンセラの誤動作によるノイ
ズ成分も軽減される自動周波数制御回路を提供す
ることである。
い、HCCおよびSNCがアンテナ入力レベルだけ
ではなく、検波後のノイズ・レベルにも依存し、
弱入力時ノイズ・キヤンセラの誤動作によるノイ
ズ成分も軽減される自動周波数制御回路を提供す
ることである。
上記目的を達成するために、本発明による自動
周波数制御回路は、中間周波増幅／検波回路、ノ
イズ・キヤンセラおよびマルチプレクサを有し、
該検波回路のＳメータ出力電圧を利用して高域カ
ツト制御およびステレオ・ノイズ制御動作を行う
自動周波数制御回路において、Ｓメータ出力中の
AC成分および上記ノイズ・キヤンセラの出力中
のノイズ成分をそれぞれ整流平滑して得られる直
流電圧を加算する加算回路、該加算回路の出力と
上記Ｓメータ出力中のDC成分との差電圧を得る
減算回路を有し、該差電圧に比例する制御電圧を
上記マルチプレクサに与えることによつて高域カ
ツト制御およびステレオ・ノイズ制御動作を行う
ことを要旨とする。
周波数制御回路は、中間周波増幅／検波回路、ノ
イズ・キヤンセラおよびマルチプレクサを有し、
該検波回路のＳメータ出力電圧を利用して高域カ
ツト制御およびステレオ・ノイズ制御動作を行う
自動周波数制御回路において、Ｓメータ出力中の
AC成分および上記ノイズ・キヤンセラの出力中
のノイズ成分をそれぞれ整流平滑して得られる直
流電圧を加算する加算回路、該加算回路の出力と
上記Ｓメータ出力中のDC成分との差電圧を得る
減算回路を有し、該差電圧に比例する制御電圧を
上記マルチプレクサに与えることによつて高域カ
ツト制御およびステレオ・ノイズ制御動作を行う
ことを要旨とする。
第７図は本発明による自動周波数制御回路を備
えたFM受信機の構成を示すブロツク図で、図中
第６図と共通する引用番号は第６図におけるもの
と同じ部分を表わし、２１は高域通過フイルタ、
２２は雑音増幅回路、２３は整流回路、２４は平
滑回路、２５は加算回路、２６は減算回路、２７
は差電圧増幅器である。
えたFM受信機の構成を示すブロツク図で、図中
第６図と共通する引用番号は第６図におけるもの
と同じ部分を表わし、２１は高域通過フイルタ、
２２は雑音増幅回路、２３は整流回路、２４は平
滑回路、２５は加算回路、２６は減算回路、２７
は差電圧増幅器である。
アンテナ１に到来した信号はFMチユーナ２、
中間周波増幅／検波回路３、ノイズ・キヤンセラ
４およびマルチプレクサ５を通じて、矢印６で示
すようにオーデイオ段の左右のチヤンネルに供給
される。このとき、中間周波増幅／検波回路３の
Ｓメータ出力端子X1に生じる電圧のDC成分Vsは
バツフア回路１５を通して減算回路２６の一方の
入力端子に供給される。Ｓメータ出力端子X1に
生じる電圧のAC成分は前述したようにマルチパ
スノイズ成分に対応するもので、AC成分検出回
路１６で検出され、整流回路１７および平滑回路
１８を通して整流平滑され、得られたDC成分Va
が加算回路２５の一方の入力端子に供給される。
他方、前述した高周波スプリアスによるノイズ・
キヤンセラ４のスイツチングノイズ成分、または
ノイズ・キヤンセラ４の弱入力受信時の誤動作に
よつて生じる高域ノイズ成分が高域通過フイルタ
２１によつて取り出され、雑音増幅回路２２、整
流回路２３および平滑回路２４によつてDC化さ
れ、そのDC成分Vbが加算回路２５の他方の入力
端子に印加される。加算回路２５で合成された二
つのDC成分の和電圧（Va＋Vb）は減算回路２
６の他方の入力端子に入力され、そこで端子X1
に生じる電圧のDC成分と減算され、その差電圧
（Vs−Va−Vb）が差電圧増幅器２７でマルチプ
レクサ５の動作電圧レベルまで増幅され、バツフ
ア回路１９を介して端子X2に供給されてSNC動
作が制御されると共に端子X3にも供給されて
HCC動作が制御される。
中間周波増幅／検波回路３、ノイズ・キヤンセラ
４およびマルチプレクサ５を通じて、矢印６で示
すようにオーデイオ段の左右のチヤンネルに供給
される。このとき、中間周波増幅／検波回路３の
Ｓメータ出力端子X1に生じる電圧のDC成分Vsは
バツフア回路１５を通して減算回路２６の一方の
入力端子に供給される。Ｓメータ出力端子X1に
生じる電圧のAC成分は前述したようにマルチパ
スノイズ成分に対応するもので、AC成分検出回
路１６で検出され、整流回路１７および平滑回路
１８を通して整流平滑され、得られたDC成分Va
が加算回路２５の一方の入力端子に供給される。
他方、前述した高周波スプリアスによるノイズ・
キヤンセラ４のスイツチングノイズ成分、または
ノイズ・キヤンセラ４の弱入力受信時の誤動作に
よつて生じる高域ノイズ成分が高域通過フイルタ
２１によつて取り出され、雑音増幅回路２２、整
流回路２３および平滑回路２４によつてDC化さ
れ、そのDC成分Vbが加算回路２５の他方の入力
端子に印加される。加算回路２５で合成された二
つのDC成分の和電圧（Va＋Vb）は減算回路２
６の他方の入力端子に入力され、そこで端子X1
に生じる電圧のDC成分と減算され、その差電圧
（Vs−Va−Vb）が差電圧増幅器２７でマルチプ
レクサ５の動作電圧レベルまで増幅され、バツフ
ア回路１９を介して端子X2に供給されてSNC動
作が制御されると共に端子X3にも供給されて
HCC動作が制御される。
而してこの制御の様子は前述した第４図および
第５図の説明と同様であるが、本発明においては
第６図の従来例のようなマルチパスノイズ成分に
対応するVaだけでなく、ノイズ・キヤンセラの
誤動作によるノイズ成分に対応するVbをVaに加
算して、Va＋VbとＳメータ出力Vsとの差電圧
を得ているので、X1端子のDCレベルがVbだけ
更に従来より引き下げられて、SNCおよびHCC
動作がより早く瞬時に働くことになり、ノイズ・
キヤンセラの誤動作によるノイズの軽減にも有効
である。このようにしてHCCおよびSNC動作が
アンテナ入力レベルに依存するだけではなく、受
信機のＳ／Ｎにも依存して行われる。
第５図の説明と同様であるが、本発明においては
第６図の従来例のようなマルチパスノイズ成分に
対応するVaだけでなく、ノイズ・キヤンセラの
誤動作によるノイズ成分に対応するVbをVaに加
算して、Va＋VbとＳメータ出力Vsとの差電圧
を得ているので、X1端子のDCレベルがVbだけ
更に従来より引き下げられて、SNCおよびHCC
動作がより早く瞬時に働くことになり、ノイズ・
キヤンセラの誤動作によるノイズの軽減にも有効
である。このようにしてHCCおよびSNC動作が
アンテナ入力レベルに依存するだけではなく、受
信機のＳ／Ｎにも依存して行われる。
以上説明した通り、本発明によれば、チユーナ
の利得、NF、中間周波増幅段の利得およびNF
にばらつきがあつても、抵抗R1，R2，R3の調整
によらずに、アンテナ入力レベルだけではなく、
上記ばらつきも補償するように、自動的に最適の
周波数制御が行われる。さらに、アンテナ入力レ
ベルが低いとき発生し易いノイズ・キヤンセラの
誤動作によるノイズ成分も軽減されるという利点
も得られる。
の利得、NF、中間周波増幅段の利得およびNF
にばらつきがあつても、抵抗R1，R2，R3の調整
によらずに、アンテナ入力レベルだけではなく、
上記ばらつきも補償するように、自動的に最適の
周波数制御が行われる。さらに、アンテナ入力レ
ベルが低いとき発生し易いノイズ・キヤンセラの
誤動作によるノイズ成分も軽減されるという利点
も得られる。
第１図は従来のFM受信機の自動周波数制御回
路の構成を示すブロツク図、第２図はアンテナ入
力レベルとＳメータ端子電圧の関係を示すダイヤ
グラム、第３図はアンテナ入力レベルと信号レベ
ルに対するノイズ・レベルの比の関係を示すダイ
ヤグラム、第４図はHCC端子電圧と分離度の関
係を示すダイヤグラム、第５図はSNC端子電圧
をパラメータとして周波数と減衰度の関係を示す
ダイヤグラム、第６図は従来の他の一つのFM受
信機の自動周波数制御回路の構成を示すブロツク
図、第７図は本発明による自動周波数制御回路を
備えたFM受信機の構成を示すブロツク図であ
る。 １……アンテナ、２……FMチユーナ、３……
中間周波増幅／検波回路、４……ノイズ・キヤン
セラ、５……マルチプレクサ、６……オーデイオ
段に至ることを示す矢印、７……ステレオにおけ
るＳ／Ｎ比の変化を示す曲線、８……モノフオニ
ツクにおけるＳ／Ｎ比の変化を示す曲線、９……
ステレオとモノフオニツクの間のノイズ・レベル
の差、１０……ステレオにおけるノイズ・レベル
の飽和点、１１……モノフオニツクにおけるノイ
ズ・レベルの飽和点、１２，１３，１４……
SNC端子電圧がそれぞれVx31，Vx32，Vx33であ
るときの周波数の関数としての減衰度の変化を表
わす曲線、１５，１９……バツフア回路、１６…
…AC成分検出回路、１７，２３……整流回路、
１８，２４……平滑回路、２５……加算回路、２
６……減算回路、２７……差電圧増幅器。
路の構成を示すブロツク図、第２図はアンテナ入
力レベルとＳメータ端子電圧の関係を示すダイヤ
グラム、第３図はアンテナ入力レベルと信号レベ
ルに対するノイズ・レベルの比の関係を示すダイ
ヤグラム、第４図はHCC端子電圧と分離度の関
係を示すダイヤグラム、第５図はSNC端子電圧
をパラメータとして周波数と減衰度の関係を示す
ダイヤグラム、第６図は従来の他の一つのFM受
信機の自動周波数制御回路の構成を示すブロツク
図、第７図は本発明による自動周波数制御回路を
備えたFM受信機の構成を示すブロツク図であ
る。 １……アンテナ、２……FMチユーナ、３……
中間周波増幅／検波回路、４……ノイズ・キヤン
セラ、５……マルチプレクサ、６……オーデイオ
段に至ることを示す矢印、７……ステレオにおけ
るＳ／Ｎ比の変化を示す曲線、８……モノフオニ
ツクにおけるＳ／Ｎ比の変化を示す曲線、９……
ステレオとモノフオニツクの間のノイズ・レベル
の差、１０……ステレオにおけるノイズ・レベル
の飽和点、１１……モノフオニツクにおけるノイ
ズ・レベルの飽和点、１２，１３，１４……
SNC端子電圧がそれぞれVx31，Vx32，Vx33であ
るときの周波数の関数としての減衰度の変化を表
わす曲線、１５，１９……バツフア回路、１６…
…AC成分検出回路、１７，２３……整流回路、
１８，２４……平滑回路、２５……加算回路、２
６……減算回路、２７……差電圧増幅器。
Claims (1)
- １ 中間周波増幅／検波回路ノイズ・キヤンセラ
およびマルチプレクサを有し、該中間周波増幅検
波回路のＳメータ出力電圧により上記マルチプレ
クサを制御して高域カツト制御およびステレオ・
ノイズ制御動作を行う自動周波数制御回路におい
て、Ｓメータ出力中のAC成分および上記ノイ
ズ・キヤンセラの出力中のノイズ成分をそれぞれ
整流平滑して得られる直流電圧を加算する加算回
路、該加算回路の出力と上記Ｓメータ出力中の
DC成分との差電圧を得る減算回路を有し、該差
電圧に比例する制御電圧を上記マルチプレクサに
与えることによつて高域カツト制御およびステレ
オ・ノイズ制御動作を行うことを特徴とする自動
周波数制御回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59023749A JPS60165834A (ja) | 1984-02-09 | 1984-02-09 | 自動周波数制御回路 |
| US06/698,307 US4620315A (en) | 1984-02-09 | 1985-02-05 | Automatic frequency control circuit in a stereo FM radio receiver |
| DE19853504407 DE3504407A1 (de) | 1984-02-09 | 1985-02-08 | Frequenznachlaufeinrichtung in einem stereo-fm-rundfunkempfaenger |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59023749A JPS60165834A (ja) | 1984-02-09 | 1984-02-09 | 自動周波数制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60165834A JPS60165834A (ja) | 1985-08-29 |
| JPH0126575B2 true JPH0126575B2 (ja) | 1989-05-24 |
Family
ID=12118960
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59023749A Granted JPS60165834A (ja) | 1984-02-09 | 1984-02-09 | 自動周波数制御回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4620315A (ja) |
| JP (1) | JPS60165834A (ja) |
| DE (1) | DE3504407A1 (ja) |
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| JP2601764Y2 (ja) * | 1992-07-10 | 1999-12-06 | パイオニア株式会社 | Ｆｍチューナ |
| JP3368879B2 (ja) * | 1999-12-22 | 2003-01-20 | 三菱電機株式会社 | マルチパスノイズ除去装置、オーディオ出力装置およびｆｍ受信機 |
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|---|---|---|---|---|
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| JPS539403A (en) * | 1976-07-14 | 1978-01-27 | Pioneer Electronic Corp | Fm stereophonic receiver |
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| US4390749A (en) * | 1981-04-13 | 1983-06-28 | Superscope, Inc. | Noise control system for FM radio |
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-
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- 1984-02-09 JP JP59023749A patent/JPS60165834A/ja active Granted
-
1985
- 1985-02-05 US US06/698,307 patent/US4620315A/en not_active Expired - Fee Related
- 1985-02-08 DE DE19853504407 patent/DE3504407A1/de not_active Ceased
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60165834A (ja) | 1985-08-29 |
| DE3504407A1 (de) | 1985-08-14 |
| US4620315A (en) | 1986-10-28 |
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