JPH0234532B2 - - Google Patents
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- JPH0234532B2 JPH0234532B2 JP58163553A JP16355383A JPH0234532B2 JP H0234532 B2 JPH0234532 B2 JP H0234532B2 JP 58163553 A JP58163553 A JP 58163553A JP 16355383 A JP16355383 A JP 16355383A JP H0234532 B2 JPH0234532 B2 JP H0234532B2
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- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 230000005684 electric field Effects 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 230000000052 comparative effect Effects 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
- H04B7/0802—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using antenna selection
- H04B7/0817—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using antenna selection with multiple receivers and antenna path selection
- H04B7/082—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using antenna selection with multiple receivers and antenna path selection selecting best antenna path
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、変化する２つの被比較信号の大小を
比較し、この比較出力にもとづいて、音声信号な
どのアナログ信号の切り換えに利用する比較回路
に関するものである。
比較し、この比較出力にもとづいて、音声信号な
どのアナログ信号の切り換えに利用する比較回路
に関するものである。
従来例の構成とその問題点
第１図は従来の比較回路を示したもので、１，
２は比較する電圧V1，V2をそれぞれ加える比較
入力、３，４はヒステリシス特性を持たせるため
の帰還抵抗、５は増幅器、６，７はインバータ、
８，９はそれぞれ比較出力、１０，１１は電子ス
イツチ、１２，１３は切り換えられる信号入力端
子、１４は切り換え出力である。
２は比較する電圧V1，V2をそれぞれ加える比較
入力、３，４はヒステリシス特性を持たせるため
の帰還抵抗、５は増幅器、６，７はインバータ、
８，９はそれぞれ比較出力、１０，１１は電子ス
イツチ、１２，１３は切り換えられる信号入力端
子、１４は切り換え出力である。
帰還抵抗３，４及び増幅器５からなる回路は、
一般的なヒステリシスを持つ２入力の比較回路で
ある。たとえば、この回路をダイバシテイ方式の
受信機のダイバシテイ制御回路に応用した場合、
２つの受信部Ａ，Ｂから受信電界強度に比例した
電圧V1，V2と復調音声出力が入力され、前者の
電圧は比較入力１，２に接続され、後者の復調音
声信号は電子スイツチ１０，１１の信号入力端子
１２，１３に接続される。一般に、受信機では復
調音声出力のSN比の良い受信部の電界強度は他
方のそれよりも大きくなるので、これに比例した
電圧は大きくなる。いま受信部Ａが受信部Ｂより
もSN比の良い復調音声出力を持つている場合、
比較入力１に接続された受信部Ａの電界強度に比
例した電圧V1は比較入力２の電圧V2よりも大き
くなり、増幅器５の出力は低い電圧値VLとなり、
インバータ６により比較出力８は高い電圧VHで
電子スイツチ１０をオンにする。他方、比較出力
９はインバータ７によりVLになり、電子スイツ
チ１１をオフにして、信号入力端子１２に接続さ
れた受信部Ａの復調音声出力を切り換え出力１４
に導びく。受信部ＢのSN比が受信部Ａのそれよ
りも良い場合はその逆となり、信号入力端子１３
よりの復調音声信号を切り換え出力１４に導び
く。このようにダイバシテイ受信機では常に良好
な復調音声出力をこのような比較回路で自動的に
選んでいる。第２図はこの様子を表わした図であ
る。
一般的なヒステリシスを持つ２入力の比較回路で
ある。たとえば、この回路をダイバシテイ方式の
受信機のダイバシテイ制御回路に応用した場合、
２つの受信部Ａ，Ｂから受信電界強度に比例した
電圧V1，V2と復調音声出力が入力され、前者の
電圧は比較入力１，２に接続され、後者の復調音
声信号は電子スイツチ１０，１１の信号入力端子
１２，１３に接続される。一般に、受信機では復
調音声出力のSN比の良い受信部の電界強度は他
方のそれよりも大きくなるので、これに比例した
電圧は大きくなる。いま受信部Ａが受信部Ｂより
もSN比の良い復調音声出力を持つている場合、
比較入力１に接続された受信部Ａの電界強度に比
例した電圧V1は比較入力２の電圧V2よりも大き
くなり、増幅器５の出力は低い電圧値VLとなり、
インバータ６により比較出力８は高い電圧VHで
電子スイツチ１０をオンにする。他方、比較出力
９はインバータ７によりVLになり、電子スイツ
チ１１をオフにして、信号入力端子１２に接続さ
れた受信部Ａの復調音声出力を切り換え出力１４
に導びく。受信部ＢのSN比が受信部Ａのそれよ
りも良い場合はその逆となり、信号入力端子１３
よりの復調音声信号を切り換え出力１４に導び
く。このようにダイバシテイ受信機では常に良好
な復調音声出力をこのような比較回路で自動的に
選んでいる。第２図はこの様子を表わした図であ
る。
しかしながら、上記従来例において、電子スイ
ツチ１０，１１は比較出力８または９がVHにな
つてもすぐにはオンにはならずTON〔時間〕だけ
遅れる。逆にVLになつたときもTOFF〔時間〕だけ
遅れる。TOFF＞TONの場合は、一時的に同時にオ
ンになるが、信号入力端子１２，１３への信号は
もともと同じ信号なので同時にオンになつても聴
感上の問題はないが、TOFF≦TONの場合、一時的
に両方がオフになり、復調音声信号が欠落した
り、パルス性の雑音が混入する。これを防ぐため
比較出力８，９と電子スイツチ１０，１１のあい
だに遅延回路を設けてTOFFを見かけ上大きくする
方法がある。すなわち、TOFF＋TOFF′＞Tpo（ただ
しTOFF′を遅延回路の遅延時間とする）。しかしな
がら、切り換え頻度が多くなると切り換え制御信
号に追従できなくなり、逆に雑音を発生する欠点
があつた。
ツチ１０，１１は比較出力８または９がVHにな
つてもすぐにはオンにはならずTON〔時間〕だけ
遅れる。逆にVLになつたときもTOFF〔時間〕だけ
遅れる。TOFF＞TONの場合は、一時的に同時にオ
ンになるが、信号入力端子１２，１３への信号は
もともと同じ信号なので同時にオンになつても聴
感上の問題はないが、TOFF≦TONの場合、一時的
に両方がオフになり、復調音声信号が欠落した
り、パルス性の雑音が混入する。これを防ぐため
比較出力８，９と電子スイツチ１０，１１のあい
だに遅延回路を設けてTOFFを見かけ上大きくする
方法がある。すなわち、TOFF＋TOFF′＞Tpo（ただ
しTOFF′を遅延回路の遅延時間とする）。しかしな
がら、切り換え頻度が多くなると切り換え制御信
号に追従できなくなり、逆に雑音を発生する欠点
があつた。
発明の目的
本発明は上記従来例の欠点を除去するものであ
り、切り換えの瞬間の復調音声信号の欠落やパル
ス性の雑音の混入を防ぐことのできる比較回路を
提供することを目的とする。
り、切り換えの瞬間の復調音声信号の欠落やパル
ス性の雑音の混入を防ぐことのできる比較回路を
提供することを目的とする。
発明の構成
本発明は上記目的を達成するために、ヒステリ
シスの異なる比較器を２つ用いることにより、比
較入力電圧の電位差がある値以上にならないと切
り換え動作を行なわず、電子スイツチを同時にオ
ンにして、復調音声信号の欠落やパルス性の雑音
を防ぐ効果を得るものである。
シスの異なる比較器を２つ用いることにより、比
較入力電圧の電位差がある値以上にならないと切
り換え動作を行なわず、電子スイツチを同時にオ
ンにして、復調音声信号の欠落やパルス性の雑音
を防ぐ効果を得るものである。
実施例の説明
以下に本発明の一実施例について第３図ととも
に説明する。ここで第１図と同一符号のものは第
１図と同一機能を有する部分である。第３図にお
いて、６１，６２はインバータ、１５，１６は同
じ特性の比較器で、比較出力８，９が第４図のよ
うなヒステリシス特性を持つように設計されてい
る。すなわち（＋）入力電圧が〔（−）入力電圧
＋ΔV+〕以上のときVHからVLに、逆に〔（−）入
力電圧−ΔV-〕以下のときVLからVHに反転する。
またΔV-＜ΔV+になつている。比較入力電圧V1
と比較出力８の関関係は第５図のようになる。一
方、比較入力電圧V2と比較出力９の関係は比較
器１６の入力の極性が比較器１５のそれと逆にな
つているため第６図のようになる。そこで、いま
V2が変化したときの比較出力８，９の変化を第
５図第６図を用いて考えてみる。
に説明する。ここで第１図と同一符号のものは第
１図と同一機能を有する部分である。第３図にお
いて、６１，６２はインバータ、１５，１６は同
じ特性の比較器で、比較出力８，９が第４図のよ
うなヒステリシス特性を持つように設計されてい
る。すなわち（＋）入力電圧が〔（−）入力電圧
＋ΔV+〕以上のときVHからVLに、逆に〔（−）入
力電圧−ΔV-〕以下のときVLからVHに反転する。
またΔV-＜ΔV+になつている。比較入力電圧V1
と比較出力８の関関係は第５図のようになる。一
方、比較入力電圧V2と比較出力９の関係は比較
器１６の入力の極性が比較器１５のそれと逆にな
つているため第６図のようになる。そこで、いま
V2が変化したときの比較出力８，９の変化を第
５図第６図を用いて考えてみる。
(i) V2が小さい値からV1を越え大きい値に直線
的に増大した場合、比較出力８，９はそれぞれ V2＜（V1＋ΔV-）のとき VH（比較出力８）、 VL（比較出力９） （V1＋ΔV-）＜V2＜（V1＋ΔV+）のとき VH（比較出力８）、 VH（比較出力９） （V1＋ΔV+）＜V2のとき VL（比較出力８）、 VH（比較出力９） 第７図のａはこの状態を表わしている。（図
中斜線部分をVHとする） (ii) V2が大きい値からV1を過ぎて小さい値に直
線的に減少した場合、比較出力８，９はそれぞ
れ、 （V1−ΔV-）＜V2のとき VL（比較出力８）、 VH（比較出力９） （V1−ΔV+）＜V2＜（V1−ΔV-）のとき VH（比較出力８）、 VH（比較出力９） V2＜（V1−ΔV+）のとき VH（比較出力８）、 VL（比較出力９） 第７図のｂはこの状態を表わしている。
的に増大した場合、比較出力８，９はそれぞれ V2＜（V1＋ΔV-）のとき VH（比較出力８）、 VL（比較出力９） （V1＋ΔV-）＜V2＜（V1＋ΔV+）のとき VH（比較出力８）、 VH（比較出力９） （V1＋ΔV+）＜V2のとき VL（比較出力８）、 VH（比較出力９） 第７図のａはこの状態を表わしている。（図
中斜線部分をVHとする） (ii) V2が大きい値からV1を過ぎて小さい値に直
線的に減少した場合、比較出力８，９はそれぞ
れ、 （V1−ΔV-）＜V2のとき VL（比較出力８）、 VH（比較出力９） （V1−ΔV+）＜V2＜（V1−ΔV-）のとき VH（比較出力８）、 VH（比較出力９） V2＜（V1−ΔV+）のとき VH（比較出力８）、 VL（比較出力９） 第７図のｂはこの状態を表わしている。
(iii) V2が小さい値から（V1＋ΔV-）＜V2＜（V1＋
ΔV+）区間の値をとつたのち（V1＋ΔV+）区
間にあるとき、比較出力８はVH、比較出力９
もVHとなり同時にVHになる。第７図のｃはこ
の状態を表わしている。
ΔV+）区間の値をとつたのち（V1＋ΔV+）区
間にあるとき、比較出力８はVH、比較出力９
もVHとなり同時にVHになる。第７図のｃはこ
の状態を表わしている。
以上のような動作から、比較出力８，９のVH
が互いに重なり合い、ダイバシテイ受信機などの
ように音声信号を切り換える場合電子スイツチ１
０，１１が同時にオンの時があるため切り換えの
瞬間の信号の欠落やパルス性の雑音の混入を防ぐ
ことができる。
が互いに重なり合い、ダイバシテイ受信機などの
ように音声信号を切り換える場合電子スイツチ１
０，１１が同時にオンの時があるため切り換えの
瞬間の信号の欠落やパルス性の雑音の混入を防ぐ
ことができる。
次に、本発明の第２の実施例について説明す
る。第８図は本発明の第２の実施例の具体的な回
路を示している。図中、第１図、第３図と同一符
号のものはそれらと同一機能を有する部分であ
る。３１，３２，４１，４２は帰還抵抗で、それ
ぞれR1、R1、R2、R2の値を持つ。５１，５２は
増幅器、１７は電圧発生回路であり、１７１，１
７２はダイオードでその順方向降下電圧をVfと
する。そこで抵抗１７３に〔（V1、V2のどちらか
大きい方）−Vf〕の電圧を発生させ、そしてトラ
ンジスタ１７４のエミツタフオロアで緩衝増幅と
VBEレベルシフトして、そのエミツタに〔（V1、
V2のどちらか大きい方）−Vf＋VBE〕を発生させ
る。また１８は電圧クランプ回路で、ダイオード
１８１，１８２の緩衝抵抗１８３，１８４と電圧
発生回路１７により、増幅器５１，５２の出力が
VHのとき帰還抵抗４１，４２の右端の電圧を
〔（V1、V2のどちらか大きい方）−Vf＋VBE＋Vf〕
→〔V1、V2のどちらか大きい方）＋VBE〕にクラ
ンプする。
る。第８図は本発明の第２の実施例の具体的な回
路を示している。図中、第１図、第３図と同一符
号のものはそれらと同一機能を有する部分であ
る。３１，３２，４１，４２は帰還抵抗で、それ
ぞれR1、R1、R2、R2の値を持つ。５１，５２は
増幅器、１７は電圧発生回路であり、１７１，１
７２はダイオードでその順方向降下電圧をVfと
する。そこで抵抗１７３に〔（V1、V2のどちらか
大きい方）−Vf〕の電圧を発生させ、そしてトラ
ンジスタ１７４のエミツタフオロアで緩衝増幅と
VBEレベルシフトして、そのエミツタに〔（V1、
V2のどちらか大きい方）−Vf＋VBE〕を発生させ
る。また１８は電圧クランプ回路で、ダイオード
１８１，１８２の緩衝抵抗１８３，１８４と電圧
発生回路１７により、増幅器５１，５２の出力が
VHのとき帰還抵抗４１，４２の右端の電圧を
〔（V1、V2のどちらか大きい方）−Vf＋VBE＋Vf〕
→〔V1、V2のどちらか大きい方）＋VBE〕にクラ
ンプする。
増幅器５１の（＋）入力電圧をV3、出力電圧
の高い時の値をVH、低い時の値をVLとする。こ
の出力が変化する瞬間、すなわちVHからVL、VL
からVHに変化する瞬間はV1とV3が同じ電圧にな
ると考えられる。いま、増幅器５１の出力がVH
からVLに変わる直前、帰還抵抗４１を流れる電
流はV3＝V1であるから、〔｛（V1、V2のどちらか
大きい方）＋VBE｝−V1〕／R2となる。増幅器５１
の入力バイアス電流を無視すると、この電流はそ
のまま帰還抵抗３１を流れるのでV2は(1)式で表
わされる。
の高い時の値をVH、低い時の値をVLとする。こ
の出力が変化する瞬間、すなわちVHからVL、VL
からVHに変化する瞬間はV1とV3が同じ電圧にな
ると考えられる。いま、増幅器５１の出力がVH
からVLに変わる直前、帰還抵抗４１を流れる電
流はV3＝V1であるから、〔｛（V1、V2のどちらか
大きい方）＋VBE｝−V1〕／R2となる。増幅器５１
の入力バイアス電流を無視すると、この電流はそ
のまま帰還抵抗３１を流れるのでV2は(1)式で表
わされる。
V2＝V1−ΔV- ………(1)
ただし
ΔV-＝R1／R2〔｛（V1、V2のどちらか大きい方）
＋VBE｝−V1〕
(1)式よりV2＜V1であるから（V1、V2のどちら
か大きい方）＝V1 ∵ΔV-＝R1／R2・VBE ………(2) 次に、増幅器５１の出力がVLからVHに変わる
直前、帰還抵抗４１を流れる電流はその方向が逆
になり（V1−VL）／R2となる。同様にV2は(3)式
で表わされる。
か大きい方）＝V1 ∵ΔV-＝R1／R2・VBE ………(2) 次に、増幅器５１の出力がVLからVHに変わる
直前、帰還抵抗４１を流れる電流はその方向が逆
になり（V1−VL）／R2となる。同様にV2は(3)式
で表わされる。
V2＝V1＋ΔV+ ………(3)
ただし
ΔV+＝R1／R2（V1−VL） ………(4)
一方、ΔV-＜ΔV-であるから、(2)、(4)式から
R1／R2（VBE）＜R1／R2（V1−VL）
∵V1＞VBE＋VL ………(5)
したがつて、V1が(5)式の範囲のときΔV-＜
ΔV+を満足し、この条件は、通常VLがＯ〔Ｖ〕に
選ばれるので容易に実現することができる。増幅
器５１の出力はインバータ６１で反転され比較出
力８になる。比較入力電圧１，２と比較出力の関
係は第５図と同じになる。もう一方の比較出力９
の変化も同じように求められ、第６図と同じにな
る。結果として(5)式を満足することにより、前記
の第１の実施例の効果を得ることができる。
ΔV+を満足し、この条件は、通常VLがＯ〔Ｖ〕に
選ばれるので容易に実現することができる。増幅
器５１の出力はインバータ６１で反転され比較出
力８になる。比較入力電圧１，２と比較出力の関
係は第５図と同じになる。もう一方の比較出力９
の変化も同じように求められ、第６図と同じにな
る。結果として(5)式を満足することにより、前記
の第１の実施例の効果を得ることができる。
発明の効果
本発明は上記のような構成であり、以下に示す
効果が得られるものである。
効果が得られるものである。
(a) ２つの音声信号を一方からもう一方に切り換
えるときに一時的に両方の電子スイツチをオン
にするため、電子スイツチの動作遅れのための
信号の欠落やクリツク音などのパルス性の雑音
を防ぐことができる。
えるときに一時的に両方の電子スイツチをオン
にするため、電子スイツチの動作遅れのための
信号の欠落やクリツク音などのパルス性の雑音
を防ぐことができる。
(b) 本発明ではヒステリシスを利用しているた
め、電圧の変化の速度に比例した時間にオンに
なるので、切り換え頻度が大きく変化する場合
でも優れた応答性能を有し、信号切り換え回路
の構成上大きな利点を有する。
め、電圧の変化の速度に比例した時間にオンに
なるので、切り換え頻度が大きく変化する場合
でも優れた応答性能を有し、信号切り換え回路
の構成上大きな利点を有する。
第１図は従来の比較回路の回路図、第２図はそ
の動作を説明する図、第３図は本発明の一実施例
の比較回路のブロツク図、第４図、第５図、第６
図、第７図はその動作を説明する図、第８図は本
発明の第２の実施例の回路図である。 １５，１６……比較器、１７……電圧発生回
路、１８……電圧クランプ回路、５１，５２……
増幅器、６１，６２……インバータ。
の動作を説明する図、第３図は本発明の一実施例
の比較回路のブロツク図、第４図、第５図、第６
図、第７図はその動作を説明する図、第８図は本
発明の第２の実施例の回路図である。 １５，１６……比較器、１７……電圧発生回
路、１８……電圧クランプ回路、５１，５２……
増幅器、６１，６２……インバータ。
Claims (1)
- １ ヒステリシス特性を持つ第１比較手段と第２
比較手段を有し、前記第１比較手段の反転入力と
前記第２比較手段の非反転入力が接続されかつ前
記第１比較手段の非反転入力と前記第２比較手段
の反転入力が接続され、前記第１比較手段の出力
と前記第２比較手段の出力を別々に取り出すよう
に構成してなる比較回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58163553A JPS6054514A (ja) | 1983-09-05 | 1983-09-05 | 比較回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58163553A JPS6054514A (ja) | 1983-09-05 | 1983-09-05 | 比較回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6054514A JPS6054514A (ja) | 1985-03-29 |
| JPH0234532B2 true JPH0234532B2 (ja) | 1990-08-03 |
Family
ID=15776077
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58163553A Granted JPS6054514A (ja) | 1983-09-05 | 1983-09-05 | 比較回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6054514A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0771241B2 (ja) * | 1985-07-02 | 1995-07-31 | クラリオン株式会社 | アンテナ切換え器 |
| JPH03101320A (ja) * | 1989-09-13 | 1991-04-26 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | ダイバーシチ制御装置 |
| JP2985317B2 (ja) * | 1991-02-18 | 1999-11-29 | 松下電器産業株式会社 | 比較装置 |
-
1983
- 1983-09-05 JP JP58163553A patent/JPS6054514A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6054514A (ja) | 1985-03-29 |
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