JPH0452653B2 - - Google Patents
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- JPH0452653B2 JPH0452653B2 JP57070480A JP7048082A JPH0452653B2 JP H0452653 B2 JPH0452653 B2 JP H0452653B2 JP 57070480 A JP57070480 A JP 57070480A JP 7048082 A JP7048082 A JP 7048082A JP H0452653 B2 JPH0452653 B2 JP H0452653B2
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- input
- circuit
- resistor
- differential amplifier
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
- H03K5/22—Circuits having more than one input and one output for comparing pulses or pulse trains with each other according to input signal characteristics, e.g. slope, integral
- H03K5/24—Circuits having more than one input and one output for comparing pulses or pulse trains with each other according to input signal characteristics, e.g. slope, integral the characteristic being amplitude
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- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Manipulation Of Pulses (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は信号比較回路に関し、２つの入力信号
を比較してその相対的大小関係が入れ換るごとに
ヒステリシス幅をもつて応動動作するようにした
ものである。
を比較してその相対的大小関係が入れ換るごとに
ヒステリシス幅をもつて応動動作するようにした
ものである。
この種の信号比較回路は入力信号が例えば雑音
や信号レベルの変動等によつて変動したときに検
出動作をさせないように不感帯を設け、これによ
り安定に比較動作をさせるようになされ、そのた
め従来例えばカーステレオ等のアンテナ装置にお
いて第１図に示すように電圧比較器としての差動
増幅器１にヒステリシス回路２を設けた構成のも
のが用いられている。
や信号レベルの変動等によつて変動したときに検
出動作をさせないように不感帯を設け、これによ
り安定に比較動作をさせるようになされ、そのた
め従来例えばカーステレオ等のアンテナ装置にお
いて第１図に示すように電圧比較器としての差動
増幅器１にヒステリシス回路２を設けた構成のも
のが用いられている。
因みにカーラジオ、カーテレビでVHF帯の電
波（FMラジオ電波、テレビ電波）を受信する場
合、VHF帯の電波は波長が短かく、地上波が殆
んどないため、受信機が車両と共に移動すると、
フリンジエリアでは、入力電界が急激に弱くなつ
たり、マルチパス妨害が急激にひどくなつたりす
るので、音質劣化（ステレオ放送を受信するとき
に特に著しい）、画質劣化（スノーノイズ、ゴー
スト、同期乱れ等）を招来する。フリンジエリア
は、電界強度が60dB／ｍ以下の受信地を言うが、
受信地が移動する場合、マルチパスと道路沿いの
家、金属ボール等の存在などにより電界強度が例
れば40dB／ｍを中心として、±20dB／ｍの範囲
で周期的に変化する。そして、電界強度が
20dB／ｍ程度に低下した場合（谷）は、FMステ
レオ放送を受信すると歪が10％以上になり、又、
テレビ放送を受信すると、画面の同期乱れが生じ
る。このような問題を解決する方法として、自動
車に２本のアンテナを用意し、各アンテナの受信
信号のうち信号レベルが高いアンテナを選択する
アンテナ装置が提案されている。このアンテナ装
置において２つの受信信号を比較して信号レベル
が高い方のアンテナからの受信信号から選択する
ための第１図のヒステリシス回路２をもつ信号比
較回路３が用いられる。
波（FMラジオ電波、テレビ電波）を受信する場
合、VHF帯の電波は波長が短かく、地上波が殆
んどないため、受信機が車両と共に移動すると、
フリンジエリアでは、入力電界が急激に弱くなつ
たり、マルチパス妨害が急激にひどくなつたりす
るので、音質劣化（ステレオ放送を受信するとき
に特に著しい）、画質劣化（スノーノイズ、ゴー
スト、同期乱れ等）を招来する。フリンジエリア
は、電界強度が60dB／ｍ以下の受信地を言うが、
受信地が移動する場合、マルチパスと道路沿いの
家、金属ボール等の存在などにより電界強度が例
れば40dB／ｍを中心として、±20dB／ｍの範囲
で周期的に変化する。そして、電界強度が
20dB／ｍ程度に低下した場合（谷）は、FMステ
レオ放送を受信すると歪が10％以上になり、又、
テレビ放送を受信すると、画面の同期乱れが生じ
る。このような問題を解決する方法として、自動
車に２本のアンテナを用意し、各アンテナの受信
信号のうち信号レベルが高いアンテナを選択する
アンテナ装置が提案されている。このアンテナ装
置において２つの受信信号を比較して信号レベル
が高い方のアンテナからの受信信号から選択する
ための第１図のヒステリシス回路２をもつ信号比
較回路３が用いられる。
第１図において、差動増幅器１の非反転入力端
に第１のアンテナの受信信号に対応する第１の入
力信号V1が入力抵抗R1を介して与えられ、また
反転入力端に第２のアンテナの受信信号に対応す
る第２の入力信号V2が与えられる。しかるに差
動増幅器１の出力端及び非反転入力端間にはフイ
ードバツク用抵抗R2が接続されると共に、この
非反転入力端に接続された入力抵抗R1の他端に
電源４が接続されている。かくして抵抗R1及び
R2と、電源４でヒステリシス回路２が形成され
ている。
に第１のアンテナの受信信号に対応する第１の入
力信号V1が入力抵抗R1を介して与えられ、また
反転入力端に第２のアンテナの受信信号に対応す
る第２の入力信号V2が与えられる。しかるに差
動増幅器１の出力端及び非反転入力端間にはフイ
ードバツク用抵抗R2が接続されると共に、この
非反転入力端に接続された入力抵抗R1の他端に
電源４が接続されている。かくして抵抗R1及び
R2と、電源４でヒステリシス回路２が形成され
ている。
今V2＞V1とすると差動増幅器１の出力端には
検出出力V0として高い電圧VHが生じ、非反転入
力端にはヒステリシス回路２を通じてR1／R1＋R2VH のバイアスが与えられ、従つて入力信号V2がこ
の第１のバイアス条件の下で入力信号V1と比較
される。この第１のバイアス条件の下で入力電圧
V2が低下してV2＜V1になると差動増幅器１の出
力端の検出出力V0が低い電圧VLに切換わり、非
反転入力端にはヒステリシス回路２を通じて
R1／R1＋R2VLのバイアスが与えられ、従つて入力信 号V2がこの第２のバイアス条件と下で入力信号
V1と比較される。この第２のバイアス条件の下
で入力電圧V2が上昇してV2＞V1になると再度上
述の第１のバイアス条件に戻る。
検出出力V0として高い電圧VHが生じ、非反転入
力端にはヒステリシス回路２を通じてR1／R1＋R2VH のバイアスが与えられ、従つて入力信号V2がこ
の第１のバイアス条件の下で入力信号V1と比較
される。この第１のバイアス条件の下で入力電圧
V2が低下してV2＜V1になると差動増幅器１の出
力端の検出出力V0が低い電圧VLに切換わり、非
反転入力端にはヒステリシス回路２を通じて
R1／R1＋R2VLのバイアスが与えられ、従つて入力信 号V2がこの第２のバイアス条件と下で入力信号
V1と比較される。この第２のバイアス条件の下
で入力電圧V2が上昇してV2＞V1になると再度上
述の第１のバイアス条件に戻る。
従つて入力信号V2のレベルが入力信号V1に対
して相対的に上昇又は下降することによりバイア
ス条件を切換えることにより、差動増幅器１が入
力信号の大小関係が反転したことを検出する際の
入力信号の相対的レベル差すなわちヒステリシス
幅VTHは VTH＝R1／R1＋R2（VH−VL） ……(1) になる。(1)式から第１図の構成の信号比較回路(3)
においては、ヒステリシス幅VTHが入力信号V1及
びV2の信号レベルの変動には無関係に一定であ
ることが分る。
して相対的に上昇又は下降することによりバイア
ス条件を切換えることにより、差動増幅器１が入
力信号の大小関係が反転したことを検出する際の
入力信号の相対的レベル差すなわちヒステリシス
幅VTHは VTH＝R1／R1＋R2（VH−VL） ……(1) になる。(1)式から第１図の構成の信号比較回路(3)
においては、ヒステリシス幅VTHが入力信号V1及
びV2の信号レベルの変動には無関係に一定であ
ることが分る。
ところがこのようなヒステリシス幅VTHが一定
になると、例えば上述のカーラジオの場合には不
都合がある。因みに上述のカーラジオにおいては
２つのアンテナの受信信号の対応する比較入力信
号として中間周波信号を用いてその信号レベルを
比較して高い方のアンテナの受信信号を選択する
ようになされており、従つて比較入力信号は実際
上AM変調信号成分を含む信号をレベル検波した
信号を用いることになる。しかるにこの信号は直
流分に交流分が重畳し、しかも直流分が変動した
場合これに応じて交流分の振幅が変動する。この
ような入力信号を第１図のようにヒステリシス幅
が一定の信号比較回路で比較すると、直流分が大
きくなれば交流分と振幅がヒステリシス幅に対し
て比較的大きくなるため交流分の瞬時値と変化に
よつて差動増幅器が反転動作してしまうおそれが
あり、逆に直流分が小さくなれば交流分の振幅が
ヒステリシス幅に対して十分小さくなるため不感
帯の幅が実質的に大きくなり、結局感度が悪くな
る不都合がある。
になると、例えば上述のカーラジオの場合には不
都合がある。因みに上述のカーラジオにおいては
２つのアンテナの受信信号の対応する比較入力信
号として中間周波信号を用いてその信号レベルを
比較して高い方のアンテナの受信信号を選択する
ようになされており、従つて比較入力信号は実際
上AM変調信号成分を含む信号をレベル検波した
信号を用いることになる。しかるにこの信号は直
流分に交流分が重畳し、しかも直流分が変動した
場合これに応じて交流分の振幅が変動する。この
ような入力信号を第１図のようにヒステリシス幅
が一定の信号比較回路で比較すると、直流分が大
きくなれば交流分と振幅がヒステリシス幅に対し
て比較的大きくなるため交流分の瞬時値と変化に
よつて差動増幅器が反転動作してしまうおそれが
あり、逆に直流分が小さくなれば交流分の振幅が
ヒステリシス幅に対して十分小さくなるため不感
帯の幅が実質的に大きくなり、結局感度が悪くな
る不都合がある。
本発明は以上の点を考慮して入力信号の信号レ
ベルが変動したときその変動に応じてヒステリシ
ス幅を変化させるようにすることにより常に最適
なヒステリシス幅で比較動作をする信号比較回路
を提案しようとするものである。
ベルが変動したときその変動に応じてヒステリシ
ス幅を変化させるようにすることにより常に最適
なヒステリシス幅で比較動作をする信号比較回路
を提案しようとするものである。
以下図面について本発明の一実施例を詳述しよ
う。第２図及び第３図は本発明の説明に供するも
ので、差動増幅器１１の非反転入力端側に設けら
れたヒステリシス回路１２は、非反転入力端に接
続される入力抵抗R11と、入力抵抗R11及び非反
転入力端の接続中点P1に一端を接続されて他端
が接地された接地用抵抗R12と、入力抵抗R11の
両端に並列に接続された例えばFETでなる側路
用スイツチ回路１３とを有し、この側路用スイツ
チ回路１３のゲートに差動増幅回路１１の検出出
力V0抵抗１４を介して与えられることによつて
例えばその内容が正の電圧VHのときオン動作し、
負と電圧VLのときオフ動作するようになされて
いる。
う。第２図及び第３図は本発明の説明に供するも
ので、差動増幅器１１の非反転入力端側に設けら
れたヒステリシス回路１２は、非反転入力端に接
続される入力抵抗R11と、入力抵抗R11及び非反
転入力端の接続中点P1に一端を接続されて他端
が接地された接地用抵抗R12と、入力抵抗R11の
両端に並列に接続された例えばFETでなる側路
用スイツチ回路１３とを有し、この側路用スイツ
チ回路１３のゲートに差動増幅回路１１の検出出
力V0抵抗１４を介して与えられることによつて
例えばその内容が正の電圧VHのときオン動作し、
負と電圧VLのときオフ動作するようになされて
いる。
第２図の構成において、入力信号V1及びV2が
V2＞V1で差動増幅器１１の出力端に電圧VHが生
じているとき、スイツチ回路１３がオン動作して
差動増幅器１１の非反転入力端への入力電圧VIN1
は、 VIN1＝V1 ……(2) になる。従つて第３図に示す如く入力信号層V2
がV2＜V1になつて(2)式の値を越えたとき差動増
器１１が反転動作して出力端に電圧VLが生じさ
せる。このときスイツチ回路１３はオフ動作して
第１の入力信号V1が抵抗R11及びR12によつて分
圧されて非反転入力端の入力電圧VIN1は、 VIN1＝R11／R11＋R12V1 ……(3) になる。従つて第３図に示す如く入力信号V2が
V2＜V1になつて(3)式の値を越えたとき差動増器
１１が反転動作して出力端に電圧VHを生じさせ
る状態に戻る。かくして第２図の信号比較回路１
５は第３図に示すように正の電圧VH及び負の電
圧VLの２電源に基づいてヒステリシス動作する。
そしてそのヒステリシス幅VTHは(2)式及び(3)式か
ら VTH＝（１−R11／R11＋R12）V1 ……(4) になる。
V2＞V1で差動増幅器１１の出力端に電圧VHが生
じているとき、スイツチ回路１３がオン動作して
差動増幅器１１の非反転入力端への入力電圧VIN1
は、 VIN1＝V1 ……(2) になる。従つて第３図に示す如く入力信号層V2
がV2＜V1になつて(2)式の値を越えたとき差動増
器１１が反転動作して出力端に電圧VLが生じさ
せる。このときスイツチ回路１３はオフ動作して
第１の入力信号V1が抵抗R11及びR12によつて分
圧されて非反転入力端の入力電圧VIN1は、 VIN1＝R11／R11＋R12V1 ……(3) になる。従つて第３図に示す如く入力信号V2が
V2＜V1になつて(3)式の値を越えたとき差動増器
１１が反転動作して出力端に電圧VHを生じさせ
る状態に戻る。かくして第２図の信号比較回路１
５は第３図に示すように正の電圧VH及び負の電
圧VLの２電源に基づいてヒステリシス動作する。
そしてそのヒステリシス幅VTHは(2)式及び(3)式か
ら VTH＝（１−R11／R11＋R12）V1 ……(4) になる。
(4)式においてヒステリシス幅VTHは入力信号V1
に比例して入力信号V1の信号レベルが変動すれ
ばこれに応じて変動することになる。従つて入力
信号V1及びV2として直流分に交流分が重量して
いる信号形式の信号が到来してその直流分が変動
することによつて交流分の振幅が変動してもこれ
に応じて常に最適なヒステリシス幅をもつた信号
比較回路１５を実現できる。
に比例して入力信号V1の信号レベルが変動すれ
ばこれに応じて変動することになる。従つて入力
信号V1及びV2として直流分に交流分が重量して
いる信号形式の信号が到来してその直流分が変動
することによつて交流分の振幅が変動してもこれ
に応じて常に最適なヒステリシス幅をもつた信号
比較回路１５を実現できる。
このように第２図の信号比較回路１５は差動増
幅器１１の出力V0によつて抵抗R11及びR12とス
イツチ回路１３とでなる可制御型アツテネータ回
路の利得を切換えることによつて入力信号の信号
レベルの変動に対応して変化するヒステリシス幅
VTHを得ている。
幅器１１の出力V0によつて抵抗R11及びR12とス
イツチ回路１３とでなる可制御型アツテネータ回
路の利得を切換えることによつて入力信号の信号
レベルの変動に対応して変化するヒステリシス幅
VTHを得ている。
ところが第２図の場合は非反転入力端側に抵抗
R11及びR12が挿入されているのに対して反転入
力端側には挿入されていないので入力信号V1及
びV2に対する感度が合つていない。これを合せ
るため本発明においては第４図に示すように反転
入力端側に入力抵抗R13及び、接地用抵抗R14で
なるアツテネータ回路を挿入し、このアツテネー
タ回路によつてVTH／２分の減衰を与えるように
すれば良い。
R11及びR12が挿入されているのに対して反転入
力端側には挿入されていないので入力信号V1及
びV2に対する感度が合つていない。これを合せ
るため本発明においては第４図に示すように反転
入力端側に入力抵抗R13及び、接地用抵抗R14で
なるアツテネータ回路を挿入し、このアツテネー
タ回路によつてVTH／２分の減衰を与えるように
すれば良い。
このようにすればヒステリシス特性は第５図に
示す如く、差動増幅器１１の検出出力V0が電圧
VHのとき非反転入力端の入力電圧VIN1は、 VIN1＝V1 ……(5) となり、また反転入力端の入力電圧VIN2は、 VIN2＝R13／R13＋R14V2 ……(6) となる。これに対して差動増幅器１１の検出出力
V0が電圧VLのとき入力電圧VIN1は、 VIN1＝R11／R11＋R12V1 ……(7) となり、また入力電圧VIN2は、 VIN2＝R13／R13＋R44V2 ……(8) となる。従つてヒステリシス幅VTHはV1＝V2の点
を中心に上及び下対称の範囲（換言すれば正逆両
方向）に形成されることになる。
示す如く、差動増幅器１１の検出出力V0が電圧
VHのとき非反転入力端の入力電圧VIN1は、 VIN1＝V1 ……(5) となり、また反転入力端の入力電圧VIN2は、 VIN2＝R13／R13＋R14V2 ……(6) となる。これに対して差動増幅器１１の検出出力
V0が電圧VLのとき入力電圧VIN1は、 VIN1＝R11／R11＋R12V1 ……(7) となり、また入力電圧VIN2は、 VIN2＝R13／R13＋R44V2 ……(8) となる。従つてヒステリシス幅VTHはV1＝V2の点
を中心に上及び下対称の範囲（換言すれば正逆両
方向）に形成されることになる。
次に第２図の場合は非反転入力端の入力抵抗
R11に並列に側路用スイツチ回路１３を設けて非
反転入力端の入力電圧VJN1を切換えることにより
ヒステリシス幅を作るようにしたが、これに代え
第６図に示す如く、接地側抵抗R12に直列にオン
オフスイツチ回路１７を介層するようにしても良
い。第６図の回路において差動増幅器１１の検出
出力V0が電圧VHのときスイツチ回路１７をオフ
動作させ、また電圧VLのときスイツチ回路１７
をオン動作させれば、第２図について上述したと
同様にして入力信号の信号のレベルの変動に応じ
てヒステリシス幅VTHが変化する信号比較回路１
５を得ることができる。
R11に並列に側路用スイツチ回路１３を設けて非
反転入力端の入力電圧VJN1を切換えることにより
ヒステリシス幅を作るようにしたが、これに代え
第６図に示す如く、接地側抵抗R12に直列にオン
オフスイツチ回路１７を介層するようにしても良
い。第６図の回路において差動増幅器１１の検出
出力V0が電圧VHのときスイツチ回路１７をオフ
動作させ、また電圧VLのときスイツチ回路１７
をオン動作させれば、第２図について上述したと
同様にして入力信号の信号のレベルの変動に応じ
てヒステリシス幅VTHが変化する信号比較回路１
５を得ることができる。
上述の実施例においては差動増振器１１の出力
V0の電圧が正及び負の２電源である場合につい
て述べたが、０及び正（又は０及び負）の１電源
である場合は、第７図、第８図の構成を用いれば
良い。先ず第７図の場合ヒステリシス回路１２は
反転入力端側に入力抵抗R21及び接地側抵抗R22
でなるアツテネータ回路を設けると共に、非反転
入力端側に入力抵抗R23及びフイードバツク抵抗
R24を設ける。このフイードバツク抵抗R24はゲ
ートを接地されたFFTでなるフイードバツク用
スイツチ回路２１を通じて差動増幅器１１の出力
端に接続される。
V0の電圧が正及び負の２電源である場合につい
て述べたが、０及び正（又は０及び負）の１電源
である場合は、第７図、第８図の構成を用いれば
良い。先ず第７図の場合ヒステリシス回路１２は
反転入力端側に入力抵抗R21及び接地側抵抗R22
でなるアツテネータ回路を設けると共に、非反転
入力端側に入力抵抗R23及びフイードバツク抵抗
R24を設ける。このフイードバツク抵抗R24はゲ
ートを接地されたFFTでなるフイードバツク用
スイツチ回路２１を通じて差動増幅器１１の出力
端に接続される。
第７図の構成において、差動増幅器１１の出力
V0が例えば０〔Ｖ〕近傍の値のときスイツチ回路
２１はオン動作して入力信号V1を入力抵抗R23及
びフイードバツク抵抗R24によつて分圧して得ら
れる入力電圧VIN1を非反転入力端に与える。これ
に対して差動増幅器１１の出力V0が正のときス
イツチ回路２１はオフとなり、非反転入力端には
入力信号V1が分圧されずそのまま与えられる。
従つてこの場合も第４図について上述したと同様
のヒステリシス幅をもつた信号比較回路１５を得
ることができ、かくするにつき電源としては１電
源で済む。
V0が例えば０〔Ｖ〕近傍の値のときスイツチ回路
２１はオン動作して入力信号V1を入力抵抗R23及
びフイードバツク抵抗R24によつて分圧して得ら
れる入力電圧VIN1を非反転入力端に与える。これ
に対して差動増幅器１１の出力V0が正のときス
イツチ回路２１はオフとなり、非反転入力端には
入力信号V1が分圧されずそのまま与えられる。
従つてこの場合も第４図について上述したと同様
のヒステリシス幅をもつた信号比較回路１５を得
ることができ、かくするにつき電源としては１電
源で済む。
次に第８図の場合ヒステリシス回路１２は非反
転入力端側に入力抵抗R31及び接地側抵抗Ｒ３２
でなるアツテネータ回路を設けると共に、反転入
力端側に入力抵抗R33及び接地用抵抗R34を設け
る。接地用抵抗R34は例えばバイポーラトランジ
スタでなるスイツチ回路２５を通じて接地され
る。そしてスイツチ回路２５のトランジスタのベ
ースには差動増幅器１１の出力端及び設置間に接
続された直列抵抗２６及び２７でなる分圧回路か
ら得られる分圧出力がスイツチ制御信号として与
えられる。
転入力端側に入力抵抗R31及び接地側抵抗Ｒ３２
でなるアツテネータ回路を設けると共に、反転入
力端側に入力抵抗R33及び接地用抵抗R34を設け
る。接地用抵抗R34は例えばバイポーラトランジ
スタでなるスイツチ回路２５を通じて接地され
る。そしてスイツチ回路２５のトランジスタのベ
ースには差動増幅器１１の出力端及び設置間に接
続された直列抵抗２６及び２７でなる分圧回路か
ら得られる分圧出力がスイツチ制御信号として与
えられる。
第８図の構成において、差動増幅器１１の出力
が正の値（例えば差動増幅器１１の電源電圧＋
Ｂ）のときスイツチ回路２５はオン動作し、かく
して差動増幅器１１の反転入力端には入力信号
V1を抵抗R33及びR34によつて分圧して得られる
入力電圧VIN1が与えられる。これに対して差動増
幅器１１と出力V0が例えば０〔Ｖ〕近傍と値のと
きスイツチ２５はオフになつて反転入力端には入
力信号V1が分圧されずにそのまま与えられる。
従つてこの場合第４図について上述したと同様の
動作をする信号比較回路１５を得ることができ、
かくするにつき電源としては１電源で済む。
が正の値（例えば差動増幅器１１の電源電圧＋
Ｂ）のときスイツチ回路２５はオン動作し、かく
して差動増幅器１１の反転入力端には入力信号
V1を抵抗R33及びR34によつて分圧して得られる
入力電圧VIN1が与えられる。これに対して差動増
幅器１１と出力V0が例えば０〔Ｖ〕近傍と値のと
きスイツチ２５はオフになつて反転入力端には入
力信号V1が分圧されずにそのまま与えられる。
従つてこの場合第４図について上述したと同様の
動作をする信号比較回路１５を得ることができ、
かくするにつき電源としては１電源で済む。
以上の構成の信号比較回路を例えばカーラジオ
のアンテナ装置に適用するには第９図のように構
成する。３１Ａ及び３１Ｂは自動車の前部及び後
部に離間して取付けられ一対のアンテナで、各受
信信号S1A及びS1Bはフロントエンド３２に与えら
れる。フロントエンド３２は受信信号S1A及びS1B
を高周波増幅回路３３Ａ及び３３Ｂにて受けて混
合回路３４Ａ及び３４Ｂにおいてローカルオシレ
ータ３５の出力と混合され、中間周波信号S2A及
びS2Bがフロントエンド３２の出力としてフイル
タ３５Ａ及び３５Ｂに通じてレベル検波回路３６
Ａ及び３６Ｂに与えられる。
のアンテナ装置に適用するには第９図のように構
成する。３１Ａ及び３１Ｂは自動車の前部及び後
部に離間して取付けられ一対のアンテナで、各受
信信号S1A及びS1Bはフロントエンド３２に与えら
れる。フロントエンド３２は受信信号S1A及びS1B
を高周波増幅回路３３Ａ及び３３Ｂにて受けて混
合回路３４Ａ及び３４Ｂにおいてローカルオシレ
ータ３５の出力と混合され、中間周波信号S2A及
びS2Bがフロントエンド３２の出力としてフイル
タ３５Ａ及び３５Ｂに通じてレベル検波回路３６
Ａ及び３６Ｂに与えられる。
ここでレベル検波回路３６Ａ及び３６ＢはAM
変調信号成分を含む信号をレベル検波するので、
その出力信号S3A及びS3Bは直流分に交流分が重畳
した信号形式をもち、これが信号比較回路３７の
差動増幅回路１１の反転入力端及び非反転入力端
にそれぞれ入力抵抗R33及びR31を通じて与えら
れる。この場合信号比較回路３７は第８図につい
て上述した構成をもつている。
変調信号成分を含む信号をレベル検波するので、
その出力信号S3A及びS3Bは直流分に交流分が重畳
した信号形式をもち、これが信号比較回路３７の
差動増幅回路１１の反転入力端及び非反転入力端
にそれぞれ入力抵抗R33及びR31を通じて与えら
れる。この場合信号比較回路３７は第８図につい
て上述した構成をもつている。
信号比較回路３７の検出出力V0インバータ３
８を介して切換入力回路３９に第１と切換制御信
号S4として与えられると共に、検出出力V0が直
接第２の切換制御信号S5として与えられる。切換
入力回路３９はフイルタ３５Ａ及び３５Ｂの出力
端に得られる混合回路３４Ａ及び３４Ｂの中間周
波信号S2A及びS2Bのうち信号レベルが高いものを
自動的に選択して中間周波出力S6として送出する
もので、それぞれ中間周波信号S2A及びS2Bに対応
する切換回路部４０Ａ及び４０Ｂを有する。
８を介して切換入力回路３９に第１と切換制御信
号S4として与えられると共に、検出出力V0が直
接第２の切換制御信号S5として与えられる。切換
入力回路３９はフイルタ３５Ａ及び３５Ｂの出力
端に得られる混合回路３４Ａ及び３４Ｂの中間周
波信号S2A及びS2Bのうち信号レベルが高いものを
自動的に選択して中間周波出力S6として送出する
もので、それぞれ中間周波信号S2A及びS2Bに対応
する切換回路部４０Ａ及び４０Ｂを有する。
切換回路部４０Ａはフイルタ３５Ａの中間周波
信号S2Aを直流阻止用コンデンサ５０Ａ、第１の
ダイオード５１Ａ、直流阻止用コンデンサ５２
Ａ、第２ダイオード５３Ａ、結合用コンデンサ５
４を通じて出力する第１の出力ループを有する。
同様に切換回路部４０Ｂはフイルタ３５Ｂの中間
周波信号S2Bを直流阻止用コンデサ５０Ｂ、第３
のダイオード５１Ｂ、直流阻止用コンデンサ５２
Ｂ、第４のダイオード５３Ｂ、結合用コンデンサ
５４を通じて出力する第２の出力ループを有す
る。そして信号比較回路３７の検出出力V0及び
その反転信号でなる第２及び第１の切換制御信号
S5及びS4はダイオード５１Ａ，５３Ａ，５１Ｂ，
５３Ｂを中間周波信号S2A及びS2Bの相対的大小関
係に応じて直流的にオン、オフ制御する。
信号S2Aを直流阻止用コンデンサ５０Ａ、第１の
ダイオード５１Ａ、直流阻止用コンデンサ５２
Ａ、第２ダイオード５３Ａ、結合用コンデンサ５
４を通じて出力する第１の出力ループを有する。
同様に切換回路部４０Ｂはフイルタ３５Ｂの中間
周波信号S2Bを直流阻止用コンデサ５０Ｂ、第３
のダイオード５１Ｂ、直流阻止用コンデンサ５２
Ｂ、第４のダイオード５３Ｂ、結合用コンデンサ
５４を通じて出力する第２の出力ループを有す
る。そして信号比較回路３７の検出出力V0及び
その反転信号でなる第２及び第１の切換制御信号
S5及びS4はダイオード５１Ａ，５３Ａ，５１Ｂ，
５３Ｂを中間周波信号S2A及びS2Bの相対的大小関
係に応じて直流的にオン、オフ制御する。
すなわち例えば第２のアンテナ３１Ｂに対応す
る入力信号S3Bの信号レベルが第１のアンテナ３
１Ａに対応する入力信号S3Aの信号レベルより高
いときには、信号比較回路３７の検出出力V0は
低い電圧VLになり、従つて第１の切換制御信号
S4は論理「Ｈ」、第２の切換制御信号S5は論理
「Ｌ」になる。しかるに論理「Ｈ」の第１の切換
制御信号S4は抵抗５５Ｂ−第３のダイオード５１
Ｂ−抵抗５６Ｂを通じて論理「Ｌ」の第２の切換
制御信号S5が与えられている差動増幅器１１の出
力端との間を直流的に導通させ、同様に抵抗５７
Ｂ−第４のダイオード５３−抵抗５８を通じて直
流的に導通させる。従つて第３及び第４のダイオ
ード５１Ｂ及び５３Ｂがオン動作し、第２の中間
周波信号S2Bが上述の第２の出力ループを通つて
出力される。このとき第１のダイオード５１Ａは
抵抗５５Ａ−第１のダイオード５１Ａ−抵抗５６
Ａを通じて逆バイアスされ、また第２のダイオー
ド５３Ａは抵抗５７Ａ−第４のダイオード５３Ａ
−抵抗５８を通じて逆バイアスされ、かくして第
１の中間周波信号S2Aは第１、第２のダイオード
５１Ａ，５３Ａによつて遮断される。
る入力信号S3Bの信号レベルが第１のアンテナ３
１Ａに対応する入力信号S3Aの信号レベルより高
いときには、信号比較回路３７の検出出力V0は
低い電圧VLになり、従つて第１の切換制御信号
S4は論理「Ｈ」、第２の切換制御信号S5は論理
「Ｌ」になる。しかるに論理「Ｈ」の第１の切換
制御信号S4は抵抗５５Ｂ−第３のダイオード５１
Ｂ−抵抗５６Ｂを通じて論理「Ｌ」の第２の切換
制御信号S5が与えられている差動増幅器１１の出
力端との間を直流的に導通させ、同様に抵抗５７
Ｂ−第４のダイオード５３−抵抗５８を通じて直
流的に導通させる。従つて第３及び第４のダイオ
ード５１Ｂ及び５３Ｂがオン動作し、第２の中間
周波信号S2Bが上述の第２の出力ループを通つて
出力される。このとき第１のダイオード５１Ａは
抵抗５５Ａ−第１のダイオード５１Ａ−抵抗５６
Ａを通じて逆バイアスされ、また第２のダイオー
ド５３Ａは抵抗５７Ａ−第４のダイオード５３Ａ
−抵抗５８を通じて逆バイアスされ、かくして第
１の中間周波信号S2Aは第１、第２のダイオード
５１Ａ，５３Ａによつて遮断される。
これとは逆に第１のアンテナ３１Ａに対応する
入力信号S3Aの信号レベルが第２のアンテナ３１
Ｂに対応する入力信号S3Bの信号レベルより高い
ときは、第１の切換制御装置S4が論理「Ｌ」、第
２の切換制御信号S5が論理「Ｈ」になる。従つて
第１のダイオード５１Ａは抵抗５５Ａ−第１のダ
イオード５１Ａ−抵抗５６Ａを通じてオン動作
し、第２のダイオード５３Ａ−抵抗５７Ａ−第２
のダイオード５３Ａ−抵抗５８を通じてオン動作
する。従つて第１の中間周波信号S2Aは上述の第
１の出力ループを通つて出力される。このとき第
３のダイオード５１Ｂは抵抗５５Ｂ−第３のダイ
オード５１Ｂ−抵抗５６Ｂを通じて逆バイアスさ
れ、また第４のダイオード５３Ｂは抵抗５７Ｂ−
４のダイオード５３Ｂ−抵抗５８を通じて逆バイ
アスされ、かくして第２の中間周波信号S2Bは第
３、第４のダイオード５１Ｂ，５３Ｂによつて遮
断される。
入力信号S3Aの信号レベルが第２のアンテナ３１
Ｂに対応する入力信号S3Bの信号レベルより高い
ときは、第１の切換制御装置S4が論理「Ｌ」、第
２の切換制御信号S5が論理「Ｈ」になる。従つて
第１のダイオード５１Ａは抵抗５５Ａ−第１のダ
イオード５１Ａ−抵抗５６Ａを通じてオン動作
し、第２のダイオード５３Ａ−抵抗５７Ａ−第２
のダイオード５３Ａ−抵抗５８を通じてオン動作
する。従つて第１の中間周波信号S2Aは上述の第
１の出力ループを通つて出力される。このとき第
３のダイオード５１Ｂは抵抗５５Ｂ−第３のダイ
オード５１Ｂ−抵抗５６Ｂを通じて逆バイアスさ
れ、また第４のダイオード５３Ｂは抵抗５７Ｂ−
４のダイオード５３Ｂ−抵抗５８を通じて逆バイ
アスされ、かくして第２の中間周波信号S2Bは第
３、第４のダイオード５１Ｂ，５３Ｂによつて遮
断される。
従つて第９図の構成によれば、第１及び第２の
アンテナ３１Ａ及び３１Ｂのうち受信状態が良い
方のアンテナから得られる受信信号に対応する中
間周波信号を自動的に選択して段階回路に送出す
ることができる。かくするにつき自動車が標準よ
り強い又は弱い電界地域に入つた場合には受信信
号の信号レベル従つて中間周波信号S2A及びS2Bの
信号レベルが変動するが、信号比較回路３７のヒ
ステリシス幅がこの信号レベルの変動に応じて変
動することにより、常に安定に信号の選択動作を
続けることができる。
アンテナ３１Ａ及び３１Ｂのうち受信状態が良い
方のアンテナから得られる受信信号に対応する中
間周波信号を自動的に選択して段階回路に送出す
ることができる。かくするにつき自動車が標準よ
り強い又は弱い電界地域に入つた場合には受信信
号の信号レベル従つて中間周波信号S2A及びS2Bの
信号レベルが変動するが、信号比較回路３７のヒ
ステリシス幅がこの信号レベルの変動に応じて変
動することにより、常に安定に信号の選択動作を
続けることができる。
以上のように本発明に依れば、２つの入力信号
を比較するにつきヒステリシス幅を入力信号の信
号レベルの変動に応じて変動させることができる
信号比較回路を容易に得ることができる。
を比較するにつきヒステリシス幅を入力信号の信
号レベルの変動に応じて変動させることができる
信号比較回路を容易に得ることができる。
第１図は従来の信号比較回路を示す接続図、第
２図は本発明の説明に供する接続図、第３図はそ
のヒステリシス特性を示す特性曲線図、第４図は
本発明に依る信号比較回路の一実施例を示す接続
図、第５図はそのヒステリシス特性を示す特性曲
線図、第６図〜第８図は本発明のさらに他の実施
例を示す接続図、第９図は本発明に依る信号比較
回路の応用例を示す系統的接続図である。 １，１１……差動増幅器、２，１２……ヒステ
リシス回路、３，１５，３７……信号比較回路、
１３，１７，２１，２５……スイツチ回路、
R11，R13，R21，R23，R31，R33……入力抵抗、
R12，R14，R22，R24，R32，R34……接地用抵抗。
２図は本発明の説明に供する接続図、第３図はそ
のヒステリシス特性を示す特性曲線図、第４図は
本発明に依る信号比較回路の一実施例を示す接続
図、第５図はそのヒステリシス特性を示す特性曲
線図、第６図〜第８図は本発明のさらに他の実施
例を示す接続図、第９図は本発明に依る信号比較
回路の応用例を示す系統的接続図である。 １，１１……差動増幅器、２，１２……ヒステ
リシス回路、３，１５，３７……信号比較回路、
１３，１７，２１，２５……スイツチ回路、
R11，R13，R21，R23，R31，R33……入力抵抗、
R12，R14，R22，R24，R32，R34……接地用抵抗。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 第１及び第２の入力信号は比較する差動増幅
器と、この差動増幅器の上記第１の入力信号の入
力端側に可制御型の第１のアツテネータ回路を設
けてなるヒステリシス回路とを有し、上記第１の
アツテネータ回路は上記差動増幅器の出力の変化
に応じて利得を切換えることにより上記差動増幅
器の比較動作のヒステリシス幅を上記第１の入力
信号に応じて変化させると共に、上記第２の入力
信号の入力端側に第２のアツテネータ回路を設け
ることにより上記第１の入力信号の大きさが上記
第２の入力信号の大きさに対して増減したとき当
該増減に応じて正逆両方向にヒステリシスをもた
せるようにしてなる信号比較回路。 ２ 上記第１のアツテネータ回路は、入力抵抗
と、接地用抵抗と、上記入力抵抗に並列に接続さ
れた側路用スイツチ回路とを具え、上記差動増幅
器の出力によつて上記側路用スイツチ回路をオ
ン、オフさせるようにしてなる特許請求の範囲第
１項に記載の信号比較回路。 ３ 上記第１のアツテネータ回路は、入力抵抗
と、接地用抵抗と、この接地用抵抗に直列に接続
されたオンオフ用スイツチ回路とを具え、上記差
動増幅器の出力によつて上記側路用スイツチ回路
をオンオフ動作させるようにしてなる特許請求の
範囲第１項に記載の信号比較回路。 ４ 上記第１のアツテネータ回路は、入力抵抗
と、フイードバツク用抵抗と、このフイードバツ
ク用抵抗及び上記差動増幅器の出力端間に接続さ
れたオンオフスイツチ回路とを具え、上記オンオ
フスイツチ回路は上記差動増幅器の出力のレベル
が切換つたときこれに応じてオン、オフ動作する
ようにしてなる特許請求の範囲第１項に記載の信
号比較回路。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57070480A JPS58188922A (ja) | 1982-04-28 | 1982-04-28 | 信号比較回路 |
| CA000426771A CA1203290A (en) | 1982-04-28 | 1983-04-26 | Signal comparing circuit |
| DE3315358A DE3315358C2 (de) | 1982-04-28 | 1983-04-28 | Signalvergleichsschaltung |
| US06/489,525 US4602169A (en) | 1982-04-28 | 1983-04-28 | Signal comparing circuit |
| NL8301509A NL191917C (nl) | 1982-04-28 | 1983-04-28 | Signaalvergelijkingsschakeling. |
| GB08311560A GB2121632B (en) | 1982-04-28 | 1983-04-28 | Signal comparing circuits |
| FR8307071A FR2526246B1 (fr) | 1982-04-28 | 1983-04-28 | Circuit de comparaison de signaux |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57070480A JPS58188922A (ja) | 1982-04-28 | 1982-04-28 | 信号比較回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58188922A JPS58188922A (ja) | 1983-11-04 |
| JPH0452653B2 true JPH0452653B2 (ja) | 1992-08-24 |
Family
ID=13432722
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57070480A Granted JPS58188922A (ja) | 1982-04-28 | 1982-04-28 | 信号比較回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58188922A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2565528B2 (ja) * | 1988-01-22 | 1996-12-18 | 株式会社日立製作所 | ヒステリシスコンパレータ回路 |
| JP2537748B2 (ja) * | 1993-06-29 | 1996-09-25 | ソニー・テクトロニクス株式会社 | 比較回路 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4884545A (ja) * | 1972-02-12 | 1973-11-09 | ||
| JPS51147240A (en) * | 1975-06-13 | 1976-12-17 | Toshiba Corp | Shaping circuit of wave-form |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4990177U (ja) * | 1972-11-22 | 1974-08-05 | ||
| JPS51834U (ja) * | 1974-06-19 | 1976-01-06 |
-
1982
- 1982-04-28 JP JP57070480A patent/JPS58188922A/ja active Granted
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4884545A (ja) * | 1972-02-12 | 1973-11-09 | ||
| JPS51147240A (en) * | 1975-06-13 | 1976-12-17 | Toshiba Corp | Shaping circuit of wave-form |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58188922A (ja) | 1983-11-04 |
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