JPH06303049A - Ｐｗｍ増幅器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 歪を増やすことなく、入力信号の振幅が小さ
い時のＰＷＭ増幅器の電力損失を小さくする。 【構成】 ２は三角波発生器、３は三角波信号を入力信
号でＰＷＭ変調をする電圧比較器、４はスイッチ駆動回
路、５，６はスイッチ駆動回路により駆動されＰＷＭ信
号を電力増幅するＭＯＳ型ＦＥＴ、７はＰＷＭ波から電
力増幅された信号を取り出すフィルタ、９は電力増幅さ
れたＰＷＭの振幅を検出する信号レベル検出器で、三角
波発生器２は信号レベル検出器９を通して検出するＰＷ
Ｍ波の変調度が低い（小信号時）ほど発振周波数が低く
なるよう制御され、これにより小信号時のスイッチング
損失が低減される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、音声信号を２値のＰＷ
Ｍ（パルス幅変調）波に変換し増幅するＰＷＭ増幅器に
関するものである。

【０００２】

【従来の技術】ＰＷＭ増幅器は原理的に高い効率を得る
増幅方式である。図６は例えば特開昭６０−８９１０９
号公報に示された従来のＰＷＭ増幅器の例である。な
お、この図６は上記公報のにおける従来例のものである
が、この公報における実施例もこの従来回路を用いてお
り後述する問題点を解決するものではないので、ここで
は図６の従来例で説明する。

【０００３】１は増幅すべき音楽信号などの入力信号、
２は入力信号１をＰＷＭ変調するための搬送周波数の三
角波発生器、３は入力信号１と前記三角波との電圧比較
器、４は電圧比較器３の出力により下記パワースチッチ
ング素子をＯＮ／ＯＦＦさせるスイッチ駆動回路、５は
パワースイッチイング素子としてのＮチャネルＭＯＳ型
ＦＥＴ、６はパワースイッチング素子としてのＰチャネ
ルＭＯＳ型ＦＥＴ、７は復調出力を得るローパスフィル
タ、８は復調出力を音声化するスピーカである。

【０００４】次に動作について説明する。図７に示すよ
うに入力信号１（図中のｅｉ）と三角波発生器２からの
搬送周波数の三角波信号（図中のｅｃ）とを電圧比較器
３で比較して、その電圧比較器３の出力に入力信号１
（ｅｉ）により変調されたＰＷＭ信号（図中ｅｓ）を得
て、このＰＷＭ信号ｅｓをスイッチ駆動回路４に与え
る。スイッチ駆動回路４はＦＥＴ５、６をオン、オフ
し、ＦＥＴ５、６の接点から電力変換されたＰＷＭ信号
ｅｓ’を得る。このＰＷＭ信号ｅｓ’をローパスフィル
タ７に通し搬送波および側波成分を取り除くことにより
入力信号ｅｉとほぼ同一波形の復調出力ｅｏを得る。

【０００５】以上のとおりＰＷＭ増幅器の出力段はスイ
ッチ動作を行うため、このスイッチ動作が理想的に行わ
れるとすれば、出力スイッチ素子での電力損失が無く、
出力段での電力損失が避けられない通常の電力増幅器に
比べ本質的に低損失、高効率を得ることができる。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】ところが実際のＰＷＭ
増幅器では大出力時の効率は良いものの、無信号時の損
失が大きく、また少出力時の効率が十分でないという欠
点がある。図８はスイッチング素子としてパワーＭＯＳ
ＦＥＴを使用した出力対効率・損失の特性例である。図
より出力の増大に伴う損失の増加が比較的小さく、無信
号時にも発生する固定的損失が大きいことが分かる。図
９は、この損失を要因別に分析した図である。図９より
ＰＷＭ変調器など少信号回路損失の他、出力段スイッチ
を駆動するための電力損失が大きいことが分かる。

【０００７】また、図１０は、搬送波周波数をパラメー
タとする出力対損失・効率の実測例である。これより搬
送周波数が低いほど効率が良くなること、また無信号時
の損失が小さくなることが明かである。但し、一方でＰ
ＷＭ増幅器の搬送周波数は、復調後の音声信号にＰＷＭ
変調信号の不要スペクトラムが許容レベル以上に混入し
ないための条件を満たす必要がある。

【０００８】ＰＷＭ波の変調度対側波スペクトラムレベ
ルの理論値は周知であり、これを図１１に示す。なお図
１１は正弦波により変調した場合を示している。図より
変調度が大きい程、側波スペクトラムレベル（相対振
幅）が大きくなることが分かる。また同じ相対振幅レベ
ルについて見ると変調度が大きいほどより高次の側波が
現れることが明かである。

【０００９】この図に基づき、音声信号周波数域（２０
Ｈｚ〜２０ｋＨｚ）に例えば−８０ｄＢ以上の側波スペ
クトラムが入らない条件を満足する搬送周波数を求める
ことができる。変調周波数ｆａを２０ｋＨｚとするのが
最も厳しい条件となる。変調度が８０％ではｆｃ±６ｆ
ａの側波スペクトラムが−８０ｄＢに達するため、この
ときにｆｃ−６ｆａのスペクトラムが２０ｋＨｚ以下の
帯域に入らないための条件は、ｆｃが１４０ｋＨｚ以上
であることとなる。これが変調度がほぼ２５％の時には
ｆｃ±４ｆａの側波スペクトラムが−８０ｄＢに達する
ため、このときのｆｃは１００ｋＨｚ以上であれば音声
帯域に−８０ｄＢ以上の側波スペクトラムが入ることは
無くなる。無信号時には変調度は０％となるから更にｆ
ｃを下げることが可能となる。

【００１０】ここで、従来のＰＷＭ増幅器は搬送波周波
数がほぼ一定であり、ＰＷＭ変調度が大なる場合（大出
力時）に音声帯域に入る側波スペクトラムレベルから決
まる歪みの条件から搬送波周波数が決定されており、無
信号時および小信号時には不要に高い周波数となってお
り不必要な電力損失を生じていた。

【００１１】本発明は上記欠点を除去するためのもので
あり、無信号時および小信号時の電力損失を低減して、
より効率の高いＰＷＭ増幅器を提供することを目的とす
る。

【００１２】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明に係るＰ
ＷＭ増幅器は、信号の振幅を検出する信号レベル検出器
と、検出信号のレベルに応じて搬送波周波数を変化し得
る搬送波発振器を備えるものである。

【００１３】請求項２の発明に係るＰＷＭ増幅器は、搬
送波発振器としてコンデンサを一定電流で繰り返し充放
電して三角波を発生する三角波発生器を備えるものであ
り、該三角波発生器が、前記コンデンサの充放電の動作
切り替えがコンデンサ端子に接続された固定幅のヒステ
リシスをもつ電圧比較器の出力により行われ、かつコン
デンサへの充放電電流値をほぼ同一電流値に保ちながら
同時に変化させるよう制御する充放電電流制御手段を備
えて構成されるものである。

【００１４】

【作用】上記構成のＰＷＭ増幅器では、信号レベル検出
器にてＰＷＭ波の変調度を変調信号レベルの大小として
検出し、ＰＷＭ波の変調度が大なる場合に発振周波数を
高くし、ＰＷＭ波の変調度が小なる場合に発振周波数を
低くするよう搬送波発振器を制御する構成とすることが
できる。これによりＰＷＭ変調度の広い範囲にわたり側
波スペクトラムの音声帯域への妨害が問題とならない範
囲で搬送波周波数を下げ電力損失を低減することができ
る。

【００１５】また、搬送波発振器として備える三角波発
生器では、電圧比較器の固定幅のヒステリシスにより規
定される一定振幅の三角波を発生し出力するが、この三
角波の周期は、コンデンサを上記の一定振幅まで一回充
放電するに必要な時間であり、コンデンサへの充放電の
速さは充放電電流値により決定される。本発明に係る三
角波発生器では充放電電流制御回路により、この充放電
電流を前記信号レベル検出器の出力に応じて変化させる
ため、出力される三角波の周期、即ち発振周波数がＰＷ
Ｍ波の変調度に応じて制御されることとなる。

【００１６】

【実施例】実施例１．第１図は本発明の実施例１を示す
ブロック回路図で、図６と同一符号はそれぞれ同一部分
を示している。図において、９はローパスフィルタ７の
復調出力信号の振幅を検出する信号レベル検出器であ
る。

【００１７】上記の構成において、ＰＷＭ波のピーク変
調度は変調音声信号のピーク値に対応するから、ローパ
スフィルタ７に接続された信号レベル検出器９の出力に
は、ほぼＰＷＭ波の変調度に対応する出力電圧が得られ
る。この信号レベル検出器９の出力は、三角波発生器２
の発振周波数制御端子に与えられ、発振周波数を制御す
る。この場合、ＰＷＭ波の変調度が大で、信号レベル検
出器の出力電圧が高いほど発振周波数が高くなり、ＰＷ
Ｍ波の搬送周波数が高くなるよう構成されるから、ＰＷ
Ｍ波の側波成分の音声帯域への妨害（歪み）が問題とな
る大出力時には搬送周波数を十分高く設定し、且つ小出
力時あるいは無信号時には搬送周波数を下げて不必要な
電力損失を無くし、電力効率を高めることができる。

【００１８】次に信号レベル検出器９の動作について具
体的に説明する。図２は信号レベル検出器９の回路構成
例であり、図において１１はローパスフィルタ７出力に
接続される端子、１２は三角波発生器の周波数制御入力
端子に接続される端子、１４はコンデンサ、１５はダイ
オード、１６は抵抗器、１７は増幅器である。

【００１９】以上のように構成された信号レベル検出器
にて、端子１１にコンデンサ１４の端子電圧より大なる
正の信号が入力されるとダイオード１５を通してコンデ
ンサが充電されその端子電圧はほとんど瞬時に入力電圧
のピーク値に等しくなる。また端子１１の入力信号がコ
ンデンサ１４の端子電圧に比べ小さい場合は、コンデン
サ１４の電荷は抵抗器１６を通して放電されるため、コ
ンデンサ１４の端子電圧は、コンデンサ１４の容量値お
よび抵抗器１６の抵抗値により決まる時定数により徐々
に低下する。

【００２０】このようにしてコンデンサ１４の端子に
は、端子１１に入力された信号の準ピーク検出電圧が得
られる。この電圧を増幅器１７により緩衝増幅の後、端
子１２に出力する。これにより端子１２にはＰＷＭ波の
ピーク変調度に素早く応答するするとともに適当な時定
数をもった時間的に細かな変動の少ない信号を得ること
ができる。

【００２１】次に三角波発生器２について説明する。図
３に三角波発生器の回路構成例をを示す。図において５
３はコンデンサ、５４はこのコンデンサに接続される第
１のスイッチ手段、５５は第１の定電流源、５６は第２
のスイッチ手段、５７は第２の定電流源、５８は電圧比
較回路、６０は第１の定電流源に接続された抵抗器、６
２は第２の定電流源に接続された抵抗器、６３は第１お
よび第２のスイッチ手段に接続され、これらに適当な動
作電圧を与える分圧回路、６８は第１の定電流源５５と
定電流源５５に接続された電流制御回路である。

【００２２】まず、電圧比較器５８について説明する。
説明の便宜上、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３およびＲ４の抵抗値は
すべて等しいｒとし、Ｒ５，Ｒ６の抵抗値は等しく、か
つｒに比べて十分大きいとし、電流源ＣＳ１，ＣＳ２の
電流値は等しいｉとする。電圧比較回路５８では、トラ
ンジスタＱ１，Ｑ２のベース電位を比較している。も
し、Ｑ１のベース電位が高ければＱ１はオン、Ｑ２はオ
フとなるから、Ｑ２のコレクタ電位はほぼ電源電圧Ｖｃ
ｃとなり、Ｑ１のコレクタ電位は定電流源ＣＳ１の電流
が抵抗器Ｒ２を通して流れることによる電圧降下のため
にほぼ（Ｖｃｃ−ｒ×ｉ）となる。このため、Ｑ１，Ｑ
２の各コレクタ電極に接続された２つのｐｎｐトランジ
スタＱ３，Ｑ４は、Ｑ３がオン、Ｑ４がオフとなる。Ｑ
４のコレクタ電位はほぼグランド電位となり、Ｑ３のコ
レクタ電位は定電流源ＣＳ２が抵抗Ｒ３を通して流れる
ことにより、ほぼ（ｒ×ｉ）となる。この時のＱ２のベ
ース電位ＶＬは、ほぼ ＶＬ＝Ｖｃｃ／２−ｒ×ｉ／２ となる。したがってＱ１のベース電位がＶＬより高けれ
ば一つの安定状態（以下、「第１の安定状態」と呼ぶ）
が維持されるが、Ｑ１のベース電位がＶＬより少しでも
下がるとＱ１がオフとなりはじめ、Ｑ４がオンしてゆく
ことからＱ２ベース電位は上昇してゆくという正帰還が
かかり、急速にもう一つの安定状態（以下、「第２の安
定状態」と呼ぶ）に移ることになる。

【００２３】第２の安定状態すなわち、Ｑ１よりＱ２の
ベース電位が高い場合は、Ｑ２がオン、Ｑ１がオフとな
るから、Ｑ１のコレクタ電位はほぼ電源電圧Ｖｃｃとな
り、Ｑ１のコレクタ電位は定電流源ＣＳ１の電流の抵抗
器Ｒ２で電圧降下のため、ほぼ Ｖｃｃ−ｒ×ｉ となる。このため、Ｑ３はオン、Ｑ４はオフとなり、Ｑ
４のコレクタ電位はほぼグランド電位、Ｑ３のコレクタ
電位は定電流源ＣＳ２が抵抗Ｒ３を通して流れることに
より、ほぼ ｒ×ｉ となる。このときＱ２のベース電位ＶＵは、ほぼ ＶＵ＝Ｖｃｃ／２＋ｒ×ｉ／２ となる。従ってＱ１のベース電位がＶＵより低ければこ
の状態は維持されるが、Ｑ１のベース電位がＶＵより少
しでも上がるとＱ１がオンとなり始め、Ｑ４がオフして
ゆくことからＱ２ベース電位が下降してゆくという正帰
還がかかり急速にもう一つの安定状態に移ることにな
る。

【００２４】結局、電圧比較回路５８は、入力（この場
合Ｑ１のベース電位）に対し、スレショルド電圧がＶ
Ｌ，ＶＵとなるヒステリシスをもつことになる。図５に
この電圧比較回路５８の入出力特性を示す。

【００２５】定電流源５５は、特性の揃った二つのｐｎ
ｐトランジスタＱ７，Ｑ８で構成されるカレントミラー
回路であり、Ｑ８のベース電極とコレクタ電極は結ばれ
ている。よく知られている通り、Ｑ７のコレクタ電流は
Ｑ８のコレクタ電流とほぼ等しくなる。この場合、Ｑ８
のベース電流は無視しうるから、抵抗器６０に流れるの
と同等の電流がＱ７から供給されることになる。

【００２６】また、定電流源５７は、特性の揃った二つ
のｎｐｎトランジスタＱ１１，Ｑ１２で構成されるカレ
ントミラー回路であり、Ｑ１２のベース電極とコレクタ
電極は結ばれていて、Ｑ１１のコレクタ電流は、Ｑ１２
のコレクタ電流とほぼ等しくなることから、Ｑ１１には
抵抗器６２に流れると同等の電流が吸い込まれることに
なる。

【００２７】スイッチ手段５４は、特性の揃った二つの
ｐｎｐトランジスタＱ５，Ｑ６と、抵抗器Ｒ７，Ｒ８で
構成される電流切り換え回路である。Ｑ６のベース電極
には分圧回路６３から電圧比較回路６３の二つの状態で
のＱ２のコレクタ電位、Ｖｃｃおよび（Ｖｃｃ−ｒ×
ｉ）の間の適当な電圧が与えられるから、スイッチ手段
５４は、Ｑ２がオンの場合は定電流源５５の電流をＱ５
を通してコンデンサ５３に向けて出力し、Ｑ２がオフの
場合はＱ５がオフとなって電流供給を停止するというス
イッチ動作をする。

【００２８】また、スイッチ手段５６は、特性の揃った
二つのｐｎｐトランジスタＱ９，Ｑ１０と抵抗器Ｒ９，
Ｒ１０で構成される電流切り換え回路である。Ｑ１０の
ベース電極には分圧回路６３から電圧比較回路５８の二
つの状態でのＱ３コレクタ電位、０および（Ｖｃｃ−ｒ
×ｉ）の間の適当な電圧が与えらるから、スイッチ手段
５６はＱ３がオンの場合は定電流源５７の電流をＱ９を
通してコンデンサ５３から吸い込み、Ｑ３がオフの場合
はＱ９がオフとなって電流吸い込みを停止するというス
イッチ動作をすることになる。

【００２９】以上の構成で、まず電圧比較器５８が第１
の安定状態にあったとすると、Ｑ２がオフ、Ｑ３がオン
であるから、コンデンサ５３へのスイッチ手段５４を通
して充電は行われず、スイッチ手段５６を通して定電流
源５７への放電のみが行われる。このため、コンデンサ
５３の端子電圧、すなわちＱ１ベース電位は、時間と共
に直線的に減少してゆく。こうしてコンデンサ５３の端
子電圧が前期のＶＬに達すると、電圧比較器５８は急速
に第２の安定状態に移る。

【００３０】この第２の安定状態では、Ｑ２がオン、Ｑ
３がオフとなり、コンデンサ５３へのスイッチ手段を通
して定電流５５からの充電が行われ、スイッチ手段５６
を通しての放電は停止される。このため、コンデンサ５
３の端子電圧、すなわちＱ１ベース電位は、時間と共に
直線的に増加してゆく。こうしてコンデンサ５３端子電
圧が前記のＶＵに達すると、電圧比較回路５８は再び急
速に第１の安定状態に移る。

【００３１】以上の動作が繰り返されるため、コンデン
サ５３には、ほぼＶＵとＶＬを上・下限とし、時間と共
に直線的に増加・減少を繰り返す電圧波形つまり三角波
が得られることとなる。

【００３２】ところで、三角波の周期Ｔｔは、コンデン
サ５３の電圧がＶＵからＶＬになり、さらにＶＬからＶ
Ｕに戻るのに必要な時間であり、これは、コンデンサ５
３に対する充電電流と放電電流を等しい電流値Ｉｍとし
たとき Ｔｔ＝２×（ＶＵ−ＶＬ）×Ｃ／Ｉｍ となる。よって、三角波の周波数ｆｔは、 ｆｔ＝１／Ｔｔ＝Ｉｍ／｛２×（ＶＵ−ＶＬ）×Ｃ｝ ……（１） となる。このため、電流Ｉｍを大きくすればｆｔが高く
なり、電流Ｉｍを小さくすればｆｔが低くなることは明
白である。

【００３３】ここに電流制御回路６８は以下のように動
作する。まず、トランジスタ６７のベース電圧Ｖｂは、
端子１３の電圧をＶｉｎ、抵抗器６５の抵抗値をＲ２
１、抵抗器６６の抵抗値をＲ２２とすると、式（２）で
示せる。 Ｖｂ＝（Ｒ21×Ｖcc＋Ｒ22×Ｖin）／（Ｒ21＋Ｒ22） ……（２） よって、トランジスタ６７のエミッタ電圧Ｖｅはベース
・エッミタ間電圧をＶbe1 とすれば次式で示せる。 Ｖｅ＝（Ｒ21×Ｖcc＋Ｒ22×Ｖin）／（Ｒ21＋Ｒ22）−Ｖbe1 ……（３）

【００３４】ここで、定電流源５７に流れ込む電流Ｉｍ
１は抵抗器６４に流れる電流であり、抵抗器６４の抵抗
値をＲ２３、トランジスタＱ１２のベース・エミッタ間
電圧をＶｂｅ２とすれば、 Ｉm1＝（Ｖｅ−Ｖbe2 ）／Ｒ23 ……（４） である。

【００３５】また、Ｉｍ１はトランジスタ６７のエミッ
タ電流であり、コレクタ電流とほぼ等しい。よって、定
電流源回路５５に流れる電流もほぼＩｍ１となる。従っ
て定電流源５５と５７にはＶｉｎにより制御される、ほ
ぼ同一の電流が流れる。これらの電流は既述のとおりコ
ンデンサ５３への充放電電流Ｉｍにほぼ等しくなるか
ら、発振周波数が端子１３への入力電圧Ｖｉｎにより制
御されることとなる。

【００３６】以上説明のとおり、この構成によればＰＷ
Ｍ波の変調度が小さい場合に搬送周波数を下げ電力損失
を低減するという所期の目的を達し得ること明らかであ
る。

【００３７】また以上の構成によればコンデンサ５３へ
の充放電電流がほぼ同一の状態で同時に変化するため、
発振周波数の変化に対し三角波の対称性が保存されるこ
ととなり、ＰＷＭ変調波の側波成分レベルを最小に抑え
ることができる。

【００３８】次に、図４は三角波発生器のもう一つの構
成例を示す回路図であり、この場合定電流源５５は三つ
の特性の揃ったＰＮＰトランジスタＱ７，Ｑ８，Ｑ１４
で構成され、電流制御回路６８は、ＮＰＮトランジスタ
Ｑ１５と抵抗器Ｒ２３で構成される。この構成におい
て、トランジスタＱ７およびＱ８に流れる電流がほぼＱ
１４の電流に等しくなることは周知である。またＱ１２
およびＱ１１の電流がほぼこの電流値と等しくなること
は既にのべたとおりであり、結局Ｑ１４に流す電流値を
制御することでＱ７およびＱ１５から与える、コンデン
サ５３の充放電電流が制御できることは明らかである。

【００３９】電流制御回路６８は、この場合、制御端子
１３入力電圧Ｖｉｎに対し、以下の電流値Ｉｍ２をＱ１
４に対し流すよう動作する。 Ｉm2＝（Ｖin−Ｖbe2 ）／ｒ23 ここにＶｂｅ２はトランジスタＱ１５のベースエミッタ
間電圧、ｒ２３は抵抗器Ｒ２３の抵抗値である。先に述
べたとおり、コンデンサ５３の充放電電流Ｉｍは、この
Ｉｍ２にほぼ等しくなるから、この三角波発生器の発振
周波数が制御電圧Ｖｉｎにより制御可能であること明ら
かである。

【００４０】なお、以上の説明では、ＰＷＭ波の変調度
検出を増幅器の出力信号のレベルを検出して行うことと
しているが、この信号レベル検出を入力信号に対して行
っても同じ効果が得られることは言うまでもない。

【００４１】

【発明の効果】以上、本発明によるＰＷＭ増幅器は、Ｐ
ＷＭ波の変調度が小さいとき搬送周波数を下げるように
したので、小出力時のスイッチングによる電力損失を低
減でき、電力効率が改善されるという効果がある。

【００４２】また、無信号時および小出力時の電力損失
が小さくなるため、電池を電源とするポータブル機器へ
の適用が容易となる。

【００４３】更に、ＰＷＭ波の搬送周波数が変調音声信
号レベルに応じて変動するため、ＰＷＭ波のエネルギー
が周波数に対して分散し、特定周波数のラジオ放送など
への電磁妨害を起こしにくいという副次的効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明によるＰＷＭ増幅器の実施例１のブロ
ック回路図である。

【図２】実施例１における信号レベル検出器の構成例を
示す回路図である。

【図３】実施例１における三角波発生器の一構成例を示
す回路図である。

【図４】実施例１における三角波発生器の他の構成例を
示す回路図である。

【図５】実施例１の三角波発生器の動作説明図（電圧比
較器の入出力特性）である。

【図６】従来のＰＷＭ増幅器のブロック回路図である。

【図７】従来例の動作説明図（各部電圧波形）である。

【図８】従来例の出力対効率・損失特性の一例を示す図
である。

【図９】従来例の出力対電力損失要因の一例を示す図で
ある。

【図１０】従来例の搬送波周波数をパラメータとする出
力対損失・効率特性の一例を示す図である。

【図１１】従来例のＰＷＭ波の変調度対側波レベルの理
論値を示す図である。

【符号の説明】

２ 三角波発生器（キャリア発生回路） ３ 電圧比較器 ４ スイッチ駆動回路 ５ ＮチャネルＭＯＳ型ＦＥＴ ６ ＰチャネルＭＯＳ型ＦＥＴ ７ ローパスフィルタ ９ 信号レベル検出器 １４ コンデンサ １５ ダイオード １６ 抵抗器 １７ 増幅器 ５３ コンデンサ ５４ 第１のスイッチ手段 ５５ 第１の定電流源 ５６ 第２のスイッチ手段 ５７ 第２の定電流源 ５８ 電圧比較回路 ６３ 分圧回路 ６８ 電流制御回路

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 増幅される信号の振幅を検出する信号レ
   ベル検出手段と、発振周波数可変の搬送波発振器とを備
   え、前記信号レベル検出手段の出力が該搬送波発振器に
   導かれており、信号の振幅が大なるほど搬送波周波数が
   高くなるよう構成されることを特徴とするＰＷＭ増幅
   器。
2. 【請求項２】 搬送波発振器がコンデンサを、ほぼ一定
   の電流で繰り返し充放電する構成の三角波発振器であ
   り、前記コンデンサに対する充放電電流値を制御して発
   振周波数を可変とするものであることを特徴とする特許
   請求の範囲第１項記載のＰＷＭ増幅器。