CN110061702B - D类放大器电路 - Google Patents

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Abstract

本申请描述了用于具有改进功率效率的D类放大器电路(300)的方法以及设备。该电路具有：输出级(102)，具有至少第一和第二开关；以及调制器(104)，接收待被放大的输入信号SIN和第一时钟信号fSW。该调制器基于该输入信号控制一个开关循环内第一和第二开关的占空比，其中该开关循环具有基于该第一时钟信号的开关频率。频率控制器(301)响应于该输入信号的幅度的指示来控制该第一时钟信号的频率，以便在第一输入信号幅度下提供第一开关频率且在较低的第二输入信号幅度下提供较低的第二开关频率。在低信号幅度下可以容忍较低的开关频率并且以此方式改变开关频率，从而维持稳定性同时减少开关损耗。

Description

D类放大器电路
本申请是申请日为2014年10月22日、申请号为201480070321.7、名称为“D类放大器电路”的发明专利申请的分案申请。
技术领域
本发明涉及D类放大器电路，尤其涉及具有用于减少功率消耗的电路系统的脉冲宽度调制D类放大器或∑-Δ(Sigma-Delta)D类放大器，且具体地涉及D类音频放大器。
背景技术
图1示出了有时被称为∑-Δ放大器或开关模式放大器的脉冲宽度调制(PWM)D类放大器100的一个实施例的基本布置。输出级101包括串联连接在两个电源之间的至少两个开关，所述两个电源可以是例如单极性电源电压Vdd和接地(GND)或可以是双极性正电源电压和负电源电压。
两个串联开关的公共节点处的输出节点在电源之间切换以提供轨到轨(rail-to-rail)方波输出，且占空比被控制以提供期望的输出电压。在一些实施方案中，输出级可以被连接到无源无功平滑滤波器102以提供输出信号VOUT的低通滤波到负载103。然而，在一些实施方案中，依赖于负载103自身中的固有滤波，滤波器配置102可以被省略并且负载103直接连接到输出级。
输出级101由调制器104控制，该调制器104接收待被放大的输入信号SIN并且导出用于以适当的开关循环切换输出级101的控制信号。在PWM放大器中，输出电压可以被反馈并且与输入信号SIN比较/组合以导出误差信号。此误差信号被传递通过环路滤波器106并且然后通常通过比较器105与参考波形进行比较，以控制输出级的占空比。通常，参考波形是重复的斜坡波形，诸如，三角形波形或锯齿型波形。为了提供参考波形，波形发生器107可以接收限定斜坡周期的开关频率fSW的时钟信号FIN。此时钟信号FIN也可以被用来重置比较器106。在这样的布置中，开关频率fSW限定输出级101的总开关循环频率。
这样的D类放大器可以是理想地100％有效的，因为输出是轨到轨的并且滤波器102(如果存在)仅包含无功部件。然而，实际上，将存在功率损耗，例如，由于控制电路系统的功率消耗、与开关元件的非零电阻相关联的欧姆(I2R)损耗以及在驱动开关器件的控制节点时消耗的功率。当两个开关都断开并且再循环感应电流流动通过与具有二极管压降损耗的开关相关联的体二极管时，还可能存在由于实际开关的接通时间中的任何重叠而允许贯通电流或欠重叠(即，过多的死区时间)引起的损耗。
当然将理解，图1仅例示了相当简单的布置的一个实施例，并且存在其他更复杂的布置，然而描述的基本原理通常适用于D类型放大器。
将期望的是，尤其对于电池供电设备(诸如，便携式电子设备)中使用的D类放大器，在可能的情况下减少功率损耗。
发明内容
因此，根据本发明，提供了一种用于放大输入信号的D类放大器电路，包括：
一个输出级，包括至少第一开关和第二开关；
一个调制器，包括一个用于接收该输入信号的信号输入和一个用于接收第一时钟信号的时钟输入，该调制器被配置成基于该输入信号来控制一个开关循环内所述第一开关和第二开关的占空比，其中该开关循环具有基于该第一时钟信号的开关频率；以及
一个频率控制器，用于响应于该输入信号的幅度的指示来控制该第一时钟信号的频率，以便在第一输入信号幅度下提供第一开关频率且在较低的第二输入信号幅度下提供较低的第二开关频率。
该频率控制器可以包括一个用于将信号幅度的指示与至少一个阈值比较的比较器，且该频率控制器可以被配置成基于所述比较来控制时钟信号的频率。该频率控制器可以被配置成如果信号幅度的指示在第一阈值以上则提供第一开关频率，且如果信号幅度的指示在第一阈值以下则提供第二开关频率。该第一阈值可以例如对应于一个大体上静止的(quiescent)输入信号幅度或对应于一个在最大信号幅度的设定范围(比如说5％-25％)内的信号输入幅度。在一些实施方案中，该比较器可以被配置成将信号幅度的指示与多个不同的阈值比较，其中每个阈值对应于一个不同的开关频率。
输入信号的幅度的指示可以是用于输入信号的包络值，并且放大器电路可以包括一个用于监控输入信号并且导出所述包络值的包络检测器。在一些实施方案中，输入信号的幅度的指示可以是接收的音量控制信号。
在一些实施方案中，输入信号的幅度的指示可以从所述比较器的输出导出。该电路可以包括一个用于确定从比较器输出的脉冲的脉冲宽度或占空比的脉冲宽度监控器，其中脉冲宽度或占空比提供输入信号的幅度的所述指示。该脉冲宽度监控器可以包括一个通过第二时钟信号计时的计数器，其中与所述第一时钟信号相比，该第二时钟信号具有更大的频率。
输入信号的幅度的指示可以附加地或替代地从所述调制器输出的、用于控制输出级的开关的控制信号导出或从输出级的一个输出导出。
该第二开关频率可以大体上是该第一开关频率的频率的一半。
该频率控制器可以包括一个用于接收一个输入时钟信号并且由该输入时钟信号生成至少一个附加的时钟信号的时钟发生器。该时钟发生器可以包括一个用于由该输入时钟信号生成附加的时钟信号的分频器或倍频器。输入时钟信号可以被用作第一开关频率或第二开关频率之一的时钟信号。该时钟发生器可以包括一个多路复用器，该多路复用器被配置成在第一输入处接收第一开关频率的时钟信号且在第二输入处接收第二开关频率的时钟信号，其中基于输入信号的幅度的指示使该多路复用器的输出在所述输入之间切换。该多路复用器可以被控制，以使得该多路复用器的输出在所述输入之间的任何切换被定时，以便被大体上同步到第一时钟信号和第二时钟信号二者的一个时钟边沿。
该调制器可以包括一个参考波形发生器，该参考波形发生器用于生成基于第一时钟信号的频率的斜坡参考波形。该频率控制器可以被配置成使得开关频率的任何变化被大体上同步到参考电压波形的斜坡的顶部或底部。该参考波形发生器可以被配置成使得参考波形的幅度在第一开关频率和第二开关频率下大体上相同。该时钟发生器因此可以被配置成生成一个指示所述开关频率的任何改变的增益控制信号，并且该参考波形发生器可以被配置成接收该增益控制信号，并且基于该增益控制信号来调整斜坡波形的斜率以补偿开关频率的任何变化。在一些实施方案中，该参考波形发生器可以包括一个连接到至少第一电流导引支路和第二电流导引支路的积分器电路，每个电流导引支路包括用于基于第一时钟信号生成充电电流或放电电流的至少一个电流源。在一些实施方案中，可以基于增益控制信号启用或禁用第二电流导引分支。附加地或替代地，至少一个电流源可以是基于增益控制信号可编程的。在一些实施方案中，该参考波形发生器可以包括一个积分器电路，该积分器电路包括一个运算放大器和第一反馈电容器，其中基于所述增益控制信号，至少一个附加的反馈电容器可以选择性地与第一反馈电容器并联连接。
该频率控制器可以被配置成在一个时间周期内实施从第一开关频率到第二开关频率或从第二开频率到第一开关频率的转变。可以通过开关频率的改变的一系列步骤实施该转变和/或对于至少部分该转变，该频率控制器可以被配置成在该转变开始和结束时应用平缓的开关频率改变速率且在转变的中间应用增加的改变速率。该转变可以具有开关频率随时间的正弦改变速率。该频率控制器因此可以包括一个频率调制器，用于可控制地使第一时钟信号在多个预定的开关频率之间变化，其中该调制器控制在预定的开关频率之间的改变，以接近在所述第一和第二开关频率之间的开关频率的平滑转变。该频率调制器可以包括一个∑-Δ调制器。开关频率转变的时间周期可以是在0.1-0.5ms之间，包括端值。
D类放大器电路可以被实施为集成电路和/或可以形成驱动电路的部分。该驱动电路可以被安排成驱动以下至少一个：音频换能器、触觉换能器、超声换能器或机电致动器或马达。如所描述的放大器电路可以被实施在电子设备中，该电子设备可以是以下至少一个：便携式设备、电池供电设备、移动通信设备、计算设备、游戏设备、音频设备或超声设备。
在本发明的另一个方面，提供了一种放大D类放大器中的输入信号的方法，该方法包括：
接收该输入信号和第一时钟信号；
基于该输入信号控制一个开关循环内的一个输出级的至少第一开关和第二开关的占空比，其中该开关循环具有基于该第一时钟信号的开关频率；以及
接收该输入信号的幅度的指示；以及
响应于该输入信号的幅度的指示来改变该第一时钟信号的频率，以便在第一输入信号幅度下提供第一开关频率且在较低的第二输入信号幅度下提供较低的第二开关频率。
本发明的此方面的方法提供了所有相同的优点并且可以与上文关于本发明的第一方面所讨论的所有变体一起使用。
大体上，本发明的实施方案提供了一种用于放大信号的D类放大器电路，该电路包括：一个输出级；以及一个频率控制器，用于响应于该信号的幅度的指示来控制该输出级的开关频率，以便在第一信号幅度下提供第一开关频率且在较低的第二信号幅度下提供较低的第二开关频率。
还提供了一种D类放大器电路，包括：一个输出级；以及一个控制器，用于控制该输出级的开关以放大输信入号，其中该控制器被配置成在第一输入信号幅度下用第一开关频率切换输出级且在较低的第二输入信号幅度下用较低的第二开关频率切换输出级。
在另一个方面，存在一种D类放大器电路，包括：一个输出级；以及一个控制器，用于控制所述输出级的开关以放大输入信号，其中所述控制器被配置成对于低幅度输入信号减少该输出级的开关频率。
在另一个方面，提供了一种用于放大音频信号的D类放大器电路，包括：一个输出级，包括至少第一开关和第二开关；一个调制器，包括一个用于接收该音频信号的信号输入和一个用于接收第一时钟信号的时钟输入，该调制器被配置成基于所述音频信号和一个循环参考波形控制所述第一开关和第二开关的占空比，其中该循环参考波形的频率取决于该第一时钟信号；以及一个频率控制器，用于响应于该音频信号的幅度的指示控制该第一时钟信号的频率，以便在第一音频信号幅度下提供第一频率且在较低的第二音频信号幅度下提供较低的第二频率。
在又一个方面，提供了一种用于放大音频信号的D类放大器电路，包括：一个输出级，包括至少第一开关和第二开关；一个调制器，包括一个用于接收该音频信号的信号输入和一个用于接收第一时钟频率的第一时钟信号的时钟输入，该调制器被配置成生成一个依赖于该第一时钟频率的频率的循环参考波形，并且基于所述音频信号和该循环参考波形来控制所述循环参考波形的每个循环中所述第一开关和第二开关的占空比；以及一个频率控制器，用于响应于音频信号的幅度的指示来控制所述第一时钟信号的频率，以便在第一音频信号幅度下提供第一开关频率且在较低的第二音频信号幅度下提供较低的第二开关频率。
附图说明
现将参考附图仅以实施例的方式描述本发明，在附图中：
图1例示了基本的D类放大器；
图2例示了图1的D类放大器的开环增益与频率响应的关系；
图3例示了根据本发明的一个实施方案的D类放大器电路；
图4例示了频率控制器的一个实施方案；
图5例示了时钟发生器的一个实施方案；
图6例示了波形发生器的一个实施方案；
图7例示了例示可以如何应用开关频率的改变的电压波形发生器的输出；
图8a和图8b例示了由开关频率的改变导致的仿真电压瞬变；
图9a和图9b例示了在一个时间段内由开关频率的转换导致的仿真电压瞬变，且图9c例示了作为转换周期的函数的结果噪声；
图10例示了波形发生器的另一个实施方案；
图11例示了包括一个用于实施开关频率的改变的∑-Δ调制器的本发明的一个实施方案；
图12例示了图11的∑-Δ调制器的输出开关频率如何变化；
图13a和图13b例示了相对于诸如图12中示出的实施方案实施的频率转换的时期，分别具有不同∑-Δ量化等级的瞬态噪声；
图14例示了环路滤波器的一个实施方案；
图15例示了具有参考波形发生器和环路滤波器的组合的用于驱动输出级的调制器的一个实施方案；
图16例示了D类放大器电路的另一个实施方案；以及
图17a和图17b例示了具有全桥输出级的D类放大器电路的两个实施方案。
具体实施方式
如上文所描述的，图1例示了D类放大器的基本原理。这样的放大器与A类放大器或AB类放大器相比可以是相对功率有效的，但是实际的D类放大器仍具有如果可能会期望减少的功率损耗。
对于音频应用，已经理解，音频波形倾向于具有高波峰因子，即，峰值信号电平与平均均方根信号电平的比率。另外，很少在最大功率(即，音量)设定下使用音频放大器。因此，对于音频应用，D类放大器在低至中等输出功率电平下的功率消耗在确定使用中的放大器的平均总功率消耗方面是重要的。
对在这样的低输出功率电平下的功率消耗的主要贡献之一通常是驱动输出级的开关中的功率消耗，例如，与通过电压V驱动MOSFET开关的栅极电容C相关联的充电(“CV2”)损耗。每次开关循环发生这些功率损耗，因此与开关频率(f)有关，即，损耗与fCV2成比例。与较高的开关频率相比，较低的开关频率因此将导致较低的开关损耗。此外，其他功率损耗也可能与开关频率有关，例如，由于贯通电流导致的任何损耗可以在每次开关循环发生，因此在较低的开关频率下可以是较低的。因此，使用相对低的开关频率可以是有益的。然而，最小开关频率由性能考虑和稳定性考虑确定。
理论上，可以以开环配置实施D类放大器，其中导出与输入信号值而不是误差信号成比例的脉冲宽度。然而，具有非理想开关电阻、电荷注入等的实际部件的使用可能导致引起输出信号中的失真的传递函数中的误差。负反馈环路通过等于相关频率下的开环增益的因子来抑制这些失真分量。
总开环增益AOL取决于多个因子，诸如，环路滤波器响应、从环路滤波器输出到在比较器105的输出处出现的脉冲的占空比(其取决于参考波形斜坡速率)的转换因子、从占空比到输出级处的输出电压(其取决于输出级供电电压)的转换以及可能地反馈路径中或加法器中的任何增益或衰减(未例示)。环路的频率响应的形状可能主要由环路滤波器限定。环路滤波器将具有通常提供随着信号频率增加而减少的开环增益的频率响应。例如，简单的一阶环路滤波器可以提供20dB每十倍频的量级的增益滚降。
图2例示了开环增益AOL与频率特性的关系的一个实施例并且例示了(用实线)20dB每十倍频的增益滚降。如果在给定的声学频率fau(例如，3kHz，即衰减1kHz信号的三次谐波)下需要某一水平的开环增益AOL,au，则此需要的开环增益将限定滚降曲线图在频率轴上的截距的点fu。此频率fu对应于单位增益频率。为了避免在使用中的不稳定性，在整个信号条件范围内，放大器的开关频率fSW应是此值的至少π倍。例如，考虑到需要的fu的值是例如100kHz：在此情况下，开关频率fSW可以被设定为至少320kHz且可以是例如384kHz，其是48kHz的标准音频采样速率的整数倍。
通常，环路滤波器响应可以更复杂并且可以例如包括一个具有40db每十倍频的二阶斜率的区域，如由虚线例示的。这可以在较低的频率下提供增加的环路增益，且因此可以潜在地允许fu的较低值，但是稳定性考虑需要此区域结束于低于fu至少一个倍频程左右的拐角频率fc处。
因此，按照惯例，存在对于这样的D类放大器的开关频率将考虑的最小值以保证稳定性，因此fCV2损耗的最小值可以低至多少。
然而，在本发明的实施方案中，可以基于输入信号幅度的指示使开关频率变化，其中在低信号幅度下减少开关频率以减少功率损耗。
图3例示了本发明的一个实施方案的一个实施例。与上文参考图1所描述的那些部件类似的部件由相同的参考数字标识。然而，在此实施方案中，PWM调制器104被供应有具有频率fSW的第一时钟信号，频率fSW是基于被放大的信号的幅度的指示(即，输入信号的幅度的指示，例如，输入信号的真实的或期望的幅度/包络电平或输出信号的幅度的指示)可变的。
第一时钟信号可以由频率控制器301供应，该频率控制器301响应于输入信号SIN的特性来控制开关频率fSW，以便在第一输入信号幅度下提供第一开关频率且在较低的第二输入信号幅度下提供较低的第二开关频率。第一时钟信号被传递到波形发生器302以生成需要的参考波形，例如，三角形波形。图3中的波形发生器302与图1中的波形发生器107的不同之处在于，波形发生器302被配置成能够在使用期间实时地可操作地响应于第一时钟频率FIN中的改变。频率控制器301操作使得在相对高的输入信号幅度下，开关频率fSW是相对高的，但是对于至少一些相对低的信号幅度，开关频率fSW被减少以使得在低信号幅度下功率损耗被减少。
本发明人已经理解到，D类放大器的开关频率fSW是环路滤波器的单位增益频率fu的至少π倍的约束通常由经滤波的误差信号的转换速率(slew rate)不超过参考波形的斜坡斜率的要求引起。也已经意识到，相比于输入信号具有大幅度时，当输入信号具有小幅度时经滤波的误差信号更小。因此，经滤波的误差信号的最大转换速率被减少，且因此对于低的信号幅度，可以容忍参考波形的减少的斜率。因此已经意识到，在较低的输入信号幅度下可以减少开关频率，同时仍然维持环路稳定性。
对于减少到零的信号幅度(即，不具有输入信号的静止信号条件)，环路稳定性的条件下降到开关频率是单位增益频率的至少π/2倍的要求。
因此，在一些实施方案中，相对于对于大输入信号幅度的开关频率，对于小输入信号幅度的开关频率可以至少减少到1/2以上。例如在音频音轨中安静的时刻期间，这因此可以将与开关相关联的功率损耗减少到1/2以上。在一些实施方案中，当对于最大幅度信号的开关频率大于必需的π.fu时，可能的是，对于最低幅度输入信号，将这样的开关频率减少1/2以下。
然而，应注意到，尤其对于不包括滤波器102的D类放大器电路，可能存在一个附加约束：开关频率应使得输出方波的频谱(其以fSW为中心)应落入负载阻抗的电感部分——这是为了避免流动通过负载的电阻部件的电流的高频率方波，所述高频率方波将引起功率耗散且抵消任何开关功率效率节约。开关频率fSW因此应被维持远高于电阻/电感拐角频率。对于一个示例负载(例如，8欧姆电阻，40μΗ电感)，拐角频率是大约30kHz。用于典型的D类放大器的正常开关频率通常具有384kHz的量级，因此这不是重要的约束。
如所提到的，频率控制器301基于真实的或预期的输入信号幅度的指示来可控制地使开关频率变化。换句话说，频率控制器响应于与输入信号幅度有关的参数。如图3中例示的，频率控制器可以被安排为监控与输入信号有关的特性并且确定该输入信号的包络或幅度。附加地，或替代地，频率控制器301可以被安排为接收音量控制信号Vol。音量控制信号Vol可以被直接用作预期的(最大的)输入信号幅度的指示，或被用来修改在应用任何音量控制的增益之前使用输入信号所确定的包络值。在一些实施方案中，频率控制器301可以接收如通过某个上游电路系统(未例示)确定的预期的输入信号幅度的指示。例如，上游mp3解码器可能已经计算或提取了输入信号的包络的幅度的指示。另外，主机设备(诸如，移动电话)可以例如知道输出是被连接到了线性电平(line-level)负载，或是被连接到扬声器，或被连接到具有较小的可允许信号电平的更敏感的低阻抗耳机负载。
图4例示了图3的频率控制器301的一个实施方案。在此实施方案中，输入信号SIN的一个型式被提应至包络检测器401。包络检测器401可以是用于确定输入信号的包络的任何常规包络/峰值检测器。输入信号的确定的包络值被输出到比较器402，在比较器402处所述确定的包络值与至少第一阈值VTh比较。比较器402的输出被用来控制时钟发生器403。
在一个实施方案中，频率控制电路系统301被配置成使得在第一阈值VTh以上的输入信号幅度引起第一开关频率fSW1，所述第一开关频率fSW1足以在输入信号幅度的整个预期操作范围内确保环路稳定性。第一开关频率fSW1可以被设定为满足它大于或等于π.fu的准则，其中fu是环路滤波器的单位增益频率。在一些实施方案中，第一开关频率fSW1可以被设定为相对接近于π.fu的值，以在较高幅度信号下使开关损耗最小化。然而，在一些实施方案中，可以基于其他现有系统时钟而将第一开关频率fSW1设定为一个方便的值。
如果输入信号SIN幅度在第一阈值VTh以下，则可以使用较低的第二开关频率fSW2。第一阈值VTh可以被设定以便对应于非常低的输入信号电平，例如大体上对应于静默。换句话说，频率控制器301可以被安排成对于大体上静态的输入信号幅度使用较低的第二开关频率fSW2，但是对于在大体上静止的电平以上的任何输入信号电平使用较快的第一开关频率fSW1。在此情况下，较慢的第二开关频率fSW2可以具有第一开关频率fSW1的大约一半的量级。然而，在其他实施方案中，第一阈值VTh可以是最大的预期的输入信号幅度的给定份数，例如，该阈值可以被设定在预期的最大输入信号幅度的例如10％或20％或任何期望的份数的水平，例如，该阈值可以被设定在最大信号幅度的5％-25％的范围内。因此，第一开关频率fSW1将被用于较高幅度输入信号电平，且第二开关频率fSW2将被用于较低输入信号幅度。
在一些实施方案中，存在与多个不同的开关频率相关联或对应的多个阈值，使得如果输入信号幅度从最大电平下降，则可以在多个步骤中减少开关频率。在一些实施方案中，在信号幅度至少在信号幅度的第一范围内的情况下，可以以大体上连续的方式使开关频率变化。
有利地，包络检测器401具有相对快的上升时间常数(attack time constant)，以便对输入信号幅度中的任何增加快速作出反应，以将开关频率增加到对于新的输入信号幅度合适的电平。然而，将理解到，经滤波的误差信号将花费一些时间来对信号幅度中的任何增加作出反应。包络检测器可以具有相对较慢的衰减时间常数，以便延迟对信号幅度中的任何减小的响应，以避免开关频率的频繁改变。如稍后将更详细解释的，改变开关频率可以潜在地引起信号伪像，所述信号伪像随后可以引起音频应用中的音频伪像，且因此可能有利的是，避免在给定的时间段内开关频率中的太多改变。包络检测器401因此可以实施一个保持周期，其中电流包络值在被减少之前被维持该保持周期，以延迟开关频率中的任何改变。
时钟发生器403接收比较器402的输出并且生成具有适当开关频率fSW的时钟信号。时钟发生器403可以接收输入时钟信号FIN，该输入时钟信号FIN可以是从芯片外接收的或该输入时钟信号FIN可以是从芯片上振荡器生成的，在任一情况下可能通过芯片上分频器。
图5例示了用于以第一开关频率fSW1或较低的第二开关频率fSW2生成时钟信号的时钟发生器电路403的一个实施例。时钟发生器403接收输入时钟信号FIN并且生成至少一个附加的时钟信号。在此实施方案中，输入时钟信号FIN被传递到分频器501并且被传递到多路复用器502的一个输入。分频器501的输出被提供至多路复用器502的另一个输入。多路复用器502的输出是开关频率时钟信号fSW。因此，在此实施方案中，第一开关频率fSW1等于输入时钟信号FIN的频率，并且第二开关频率是如通过分频器确定的较低频率。分频器501可以将输入频率除以因子2，使得第二开关频率是第一开关频率的频率的一半，即，fSW2＝fSW1/2。然而，将理解到，在其他实施方案中，输入时钟信号可以被用来驱动倍频器，其中倍增的频率被提供作为多路复用器502的一个输入作为第一开关频率，和/或不同比率的分频器和/或倍频器可以被用来提供第一开关频率和第二开关频率之间的不同比率。其他开关频率也可以被生成并且被提供作为多路复用器的输入以被选择作为输出开关频率。
多路复用器输出由频率改变信号(例如，比较器402的输出)控制。因此，当输入信号包络在第一阈值以上时，多路复用器输出是第一开关频率，并且当输入信号包络在第一阈值以下时，多路复用器输出是第二开关频率。
以此方式使用分频器或倍频器确保了第一时钟信号和第二时钟信号是同步的。有利地，频率中的任何改变被同步到较低的频率信号(例如，在分频器情况下是第二开关频率时钟信号)的边沿，因为这确保了该改变将被同步到两个时钟信号中的时钟边沿。这可以确保频率改变出现在参考波形的最大值或最小值处，这可以是有益的，如下文将更详细解释的。因此，分频器的输出可以是边沿检测器503的输入，该边沿检测器检测时钟脉冲的边沿，例如，上升沿(或替代地下降沿)。边沿检测器503的输出被用来将多路复用器502的输出中的任何改变的时刻同步到较低的频率信号的时钟边沿。因此，在一个实施方案中，边沿检测器503的输出以及频率改变信号可以是逻辑504的输入。在一个实施例中，逻辑504可以例如是D型触发器(flip-flop)，其中分频器503的输出为该触发器提供时钟并且频率改变信号提供数据输入。
开关频率时钟信号然后被提供至波形发生器302以生成参考波形。该波形发生器可以包括一个积分器电路，该积分器电路被连接到电流源，以在时钟循环的正部分期间充电并且在时钟循环的负部分期间放电。这导致具有恒定上斜率和下斜率的三角形波形和由时钟信号限定的总循环周期。
然而，将理解到，如果这样的波形发生器与可变频率时钟信号一起使用，参考波形的幅度也将变化。基本上，在恒定斜坡斜率的情况下，如果时钟循环的正半周期被加倍，则斜坡偏移(excursion)也将加倍。理想地，参考波形的幅度应在开关频率中的任何改变之前和之后大体上相同，否则参考波形的幅度中的改变将引起从环路滤波器输出到占空比的转换因子中的改变(即，开环增益中的改变)，这将引起输出信号中的瞬变直到环路恢复以给出必然在改变后给出类似的输出占空比的不同的环路滤波器输出电压为止。
图6例示了可以对开关频率中的改变维持恒定幅度参考波形输出的波形发生器302的一个实施方案。该波形发生器包括由运算放大器601和反馈电容器602形成的积分器电路。电流源603通过开关604连接到积分器电路的输入节点，以提供充电电流或放电电流，以便分别生成正斜坡斜率或负斜坡斜率。在图6中例示的波形发生器中，存在两个电流导引支路。第一支路由电流控制器605a控制并且第二支路由电流控制器605b控制。电流控制器605a和605b接收开关频率时钟信号并且响应于控制信号来控制开关603。然而，第二电流控制器可以根据开关频率而被启用或被禁用。
因此，当使用较高的第一开关频率fSW1时，电流控制器605b被启用，因此积分器电路的输入节点处的电流是来自两个支路的电流的总和，导致给定的斜坡斜率。然而，当使用较低的第二开关频率fSW2时，第二支路电流控制器605b被禁用使得仅第一支路操作。因此，积分器的输入节点处的电流仅是由于第一支路引起的，并且与当两个支路都被启用时的电流相比被减少，导致减少的斜坡斜率。各个支路的电流源的相对贡献可以关于第一开关频率和第二开关频率的比率而被选择。例如，当第二开关频率是第一开关频率的频率的一半时，第一支路和第二支路的电流源可以生成大体上相等的电流，因此当两个支路都被启用时的电流是当仅第一支路被启用时生成的电流的两倍。
当然将该理解到，如果存在不止两个可能的开关频率，则可以存在更多的能够被启用或被禁用的电流源，以给出更宽范围的可能增益；和/或可以存在可编程的电流源，可以被用来针对给定的开关频率提供期望的电流输出，以便提供更大范围的可能增益。
为了允许波形发生器的增益针对开关频率被适当地设定，例如，以启用或禁用第二支路，时钟发生器可以输出增益控制信号G。在图5的实施方案中，这可以方便地包括被用来控制多路复用器的输出的信号。如上文讨论的，此信号被同步到经分频的第二开关频率时钟信号的正半循环或负半循环的结束(且因此也被同步到第一时钟信号的循环的结束)且因此增益改变，且开关频率中的改变，将在从正斜坡到负斜坡的切换时发生或反之亦然。此操作被例示在图7中。图7示出了作为时间的函数的波形发生器302的输出。在第一时段内，波形发生器正以等于fSW1的循环频率生成三角形波形且其中参考波形的总幅度是幅度A。在时间t1处，输入信号包络值与指示低幅度输入信号的第一阈值相交并且频率改变信号改变状态。然而，只有与较低频率时钟信号的边沿同步的t2时刻，频率改变才被实施。这对应于参考斜坡波形的输出的最大值或最小值(在此实施例中是最大值)。开关频率然后改变到fSW2且因此下斜坡的时段被延长(在此实施例中被加倍)。在相同的时间处，波形发生器的增益被改变(例如，被减半)，使得合成的输出参考波形的幅度大体上未改变。
这是有利的，因为开关频率中的改变不大可能在输出级正改变状态时的点处发生。通常，接近100％或接近0％的占空比是少见的，因此在参考波形斜坡的顶部或底部处改变开关频率避免了当开关频率改变时被切换的输出级具有的任何问题。事实上，将理解到，对于小输入信号电平，占空比将接近50％且因此切换将可能在每个斜坡的中间处发生。
然而，此外，将理解到，在开关频率中的改变的点处将存在占空比的瞬时改变。如在图7中可以看到的，参考波形在任何给定的幅度电平以上度过的持续时间在频率改变之前的循环中、包括频率改变的循环中以及在接着的周期中不同。这可以引起输出波形中的瞬变，对于音频应用，该瞬变可以潜在地导致可听见的伪像，诸如，爆破声或滴答声。已经发现，在参考波形斜坡的最大值或最小值处改变开关频率的结果在最小化任何这样的瞬变的量和/或影响方面是优选的。
图8a和图8b例示了在应用的开关频率突然改变的情况下单端D类放大器中的仿真电压瞬变。在此实施例中，对称的三角形波形被用作参考波形，并且开关频率被从384kHz改变到192kHz，即第二开关频率是第一开关频率的一半。图8a示出了在开关频率瞬变被同步到电压斜坡的顶部的情况下的仿真结果，即，改变的时刻与图7中示出的时刻相同。图8b示出了当在电压斜坡的零交叉点(即，电压斜坡的中途)处应用频率中的改变时的仿真电压瞬变。可以看到，电压瞬变的持续时间在两种情况下类似，但是图8a中示出的(在电压斜坡的顶部处应用的)瞬变的峰-峰值是大约1.1mV，然而图8b中示出的瞬变(在零交叉点处应用的改变)的峰-峰值是大约6.0mV。也针对两种情况在开关频率从192kHz增加到384kHz时发生的电压瞬变进行建模，并且示出了类似的结果。因此可以看到，当在参考电压斜坡的中途应用频率改变时发生的噪声瞬变因此是由在电压源斜坡的顶部处改变频率造成的噪声瞬变的至少5倍。
上文的讨论集中于开关频率从第一开关频率到第二开关频率的突然改变，或反之亦然。如所提到的，这可以在改变开关频率的时间导致电压瞬变。在一些实施方案中，从第一开关频率到第二开关频率的转变因此可以在一段时间内实施，例如，以一系列步骤或以相对连续的方式。因此，如果例如输入信号幅度下降到第一阈值以下，则开关频率可以在一段时间内从第一开关频率减少到第二开关频率。
开关频率因此可以以相对于时间大体上线性的方式从第一开关频率变化到第二开关频率。然而已经发现，为了实现给定时间尺度中的转变，最好在转变的开始和结束时实施更平缓的开关频率改变速率，且然后在转变的中间增加该改变速率，例如，以应用正弦型频率改变速率。
图9a和图9b例示了对于从较高的第一开关频率到较低的第二开关频率中的改变模拟的电压瞬变。在每个图中，下面的曲线图示出了在大约1ms的时段内，开关频率相对于时间从384kHz的第一开关频率到192kHz的第二开关频率的变化。图9a例示了线性转变并且图9b例示了正弦型转变，其中开关频率的改变速率开始低，然后增加，之后再次减少。在每个图的上面的曲线图中可以看到合成的电压瞬变。
图9c例示了针对开关频率的线性改变以及开关频率的正弦改变，噪声瞬变的均方根值相对于转变周期如何变化。可以看到，对于给定的转变周期，开关频率中的正弦型转变可以引起较低的电压瞬变。即使具有相对短的转变周期，在开关频率中的正弦型转变的情况下，电压瞬变电平也可以被减少到微伏电平。
为了提供平缓的开关频率改变，波形发生器应能够生成具有多个不同开关频率的波形。然而，如上所述，参考电压波形的幅度应保持大体上相同，以便避免由于环路增益的改变造成的任何瞬变。
图10例示了能够在多个不同的开关频率下操作的波形发生器的一个实施方案。图10的波形发生器类似于图6中示出的波形发生器且类似的部件由相同的参考数字标识。在图10的波形发生器中，存在不止两个电流导引支路，每个支路由相应的电流控制器605a到605n控制。如先前所描述的，所述电流控制器的至少一些可以通过增益设定信号G被启用或被禁用，以便使波形发生器的增益变化。此外，存在多个附加的反馈电容器1001，每个反馈电容器可以经由开关1002被切换为与反馈电容器602并联，以更改运算放大器601两端的反馈电容且因此对于给定的电流而改变电压斜坡。附加地或替代地，至少电流源可以是可编程的，例如，电流控制器605a可以接收增益控制信号并且相应地对那个支路的电流源的输出编程。
根据需要可以启用/禁用或编程各种部件，以便可以一系列不同的开关频率操作，从而提供具有大体上相同输出幅度的输出参考波形。
然而，实际上，真正平滑的(即，连续的)开关频率转变难以在这样的电路中实现，因为将存在对可选择的部件的数目的实际限制。换句话说，波形发生器可以仅能够操作以在一定数目的不同开关频率下提供恒定幅度参考波形，并且这些所支持的开关频率的分辨率可能不够好到提供开关频率的平滑转变。
因此，在一个实施方案中，输入到波形发生器的时钟信号可以通过∑-Δ调制器调制。∑-Δ调制器可以响应于频率控制信号来提供伪平滑的频率改变到开关频率时钟信号。换句话说，时钟发生器可以包括∑-Δ调制器。
图11例示了具有∑-Δ调制器1101的发明的一个实施方案。开关频率控制信号由∑-Δ调制器1101接收。此开关频率控制信号可以被控制以提供期望的开关频率转变，例如，在正弦型转变的情况下从第一开关频率到第二开关频率的平滑降低。∑-Δ调制器接收输入信号频率，并且输出处于许多选定的开关频率中的一个频率的时钟信号，所述选定的开关频率被选择使得波形发生器302可以在这样的开关频率下操作并且产生恒定幅度的参考波形。∑-Δ调制器基于输入信号频率来改变在这些设定电平之间的开关频率，以接近于所需要的频率转变。此外，开关频率的任何改变可以有利地被定时，以在由波形发生器302产生的斜坡波形的顶部或底部处发生。图12例示了∑-Δ调制器的输出开关频率，且例示了如何使输出频率在预定的开关频率之间逐步升高或降低，以提供开关频率的总体伪平滑变化，其中开关频率的任何改变与电压斜坡的顶部或在此情况下电压斜坡的底部同步。
图13a例示了使用四电平∑-Δ调制器、作为转变时间周期的函数的由于开关频率转变生成的噪声电平(dBV)。图13a示出了∑-Δ调制器的输入的开关频率的线性转变的结果以及正弦型频率变化的结果。图13b例示了类似的结果但是使用十六电平∑-Δ调制器。
可以看到，与图9c中示出的理想转变的结果不同，噪声电平不随着转变时间增加而继续减少。这是由于∑-Δ调制器的操作生成高频噪声，这自身在输出处导致噪声。因此，较长的转变时间导致∑-Δ调制器的更多的总噪声。因此，在此情况下，存在导致由开关频率的快速改变引起的电压瞬变而增加噪声的过短的转换时间和增加由∑-Δ产生的总噪声的过长的转换时间之间的权衡。在这些实施例中，最佳传输时间是大约0.2-0.4ms。因此，转变周期可以在大约0.1ms到0.5ms的范围内(包括端值)。
如还可以从图13a和图13b中看到的，增加∑-Δ调制器的量化等级的数目可以减少在转变期间生成的噪声的量。这将是预期的。然而，已经发现，多于大约30的量化等级可能不产生很多附加的益处，这是由于由∑-Δ调制器自身固有地造成的噪声。还已经发现，在使用如所描述的∑-Δ调制器的实施方案中，转变的类型(例如，线性或正弦)不太重要。
一般，本发明的实施方案提供D类放大器，在D类放大器中，相对低的输入信号幅度下减少输出级的开关频率，以便减少开关功率损耗但是对环路稳定性没有不利的影响。开关频率的改变将导致可以引起信号伪像的电压瞬变。对于音频应用，这可以潜在地引起可听得见的伪像，诸如，爆破声或滴答声。在参考斜坡波形的顶部或底部处实施开关频率的改变可以有利于保持瞬变电平相对小，并且在一些实施方案中，在一段时间内平缓地实施转变是有益的，例如，通过逐步通过各种中间开关频率。在一些实施方案中，可以通过使用∑-Δ调制器实施伪平滑转变。
在一些实施方案中，频率控制器可以接收妨碍音频信号中的静默的早期预警，或静音或断电命令，例如，从一些上游电路系统。此预警可以由电路系统形式的静默检测器或对传入信号的信号处理操作生成。静默检测器可以被安排成在包括一些固有处理延迟的信号路径的部分之前或在某个故意增加延迟部之前监控传入信号，以给出足够长预先预警。因此，这样的静默检测器可以是根据本发明的一个实施方案的D类放大器的部分。在这样的情况下，频率控制器可以在音频输入信号已经被减少到零幅度之前来实施到合适的低电平的开关频率减少(例如，改写(over-riding)在正常操作中实施的任何衰减时间常数或保持时间)，使得任何瞬变发生在音频内容的最后周期期间。任何瞬变很可能是低的且可以被输入信号中的任何音频内容掩盖。
如上文所讨论的，D类放大器的传统稳定性分析得出开关频率是开环单位增益频率的至少π倍的要求。对于小信号，此条件可以被放宽到接近π/2倍。然而，特别是对于静默的周期或对于存在较少待被抑制的固有失真的小信号，一个减少的环路增益带宽可能是充足的。减少环路增益带宽因此允许开关频率的进一步可能的减少，并且如上文所描述的，期望以较低的开关频率运行。因此，在一些实施方案中，除了改变输出级的开关频率之外，环路滤波器部件可以是可编程的，以便减少环路单位增益频率或增益带宽。例如，如图14中例示的，环路滤波器106可以是包括运算放大器1401和反馈电容器1402的简单的积分器。至少一个附加的反馈电容1403可以通过开关1404选择性地与电容器1402并联连接以更改反馈电容。
在环路滤波器部件可以被接通/断开的情况下，切换可以被配置成保存电容器上的电荷。例如，在图14的积分器中，当从虚拟接地断开时，电容器1403经由开关1404保持连接到接地电位，并且然后仍与电容器1402并联地被充电和被放电，准备好与虚拟接地的重新连接，以避免由于对电容器充电造成的瞬变。
在一些实施方案中，参考波形发生器(例如，锯齿形或三角形波形发生器)可以与环路滤波器的部分合并。图15例示了用于控制组合参考波形发生器302和环路滤波器106的元件的输出级102的调制器104的一个实施方案。
在图15中例示的实施方案中，比较器1501被安排成输出可以被用来切换输出级102的PWM控制信号。比较器1501因此类似于上文所描述的比较器105，但是替代地接收单个组合信号作为一个输入，其中比较器1501的另一个输入被连接到某个恒定的参考电压，例如，接地。在此实施方案中，环路滤波器是包括运算放大器1502以及反馈电容器1503的积分器，所述反馈电容器1503由流动通过电阻器1504和1505的电流馈送，所述电阻器1504和1505分别由输入信号Sin和来自输出的反馈信号驱动。这些电流被求总和，但是通过放大器的信号路径(例如，驱动输出级的逻辑的配置)被调整，以使得反馈信号出现适当的相位倒置。
为了在积分器的输出处提供电压的三角形波形分量，一个或多个包括电流源603的电流支路可以被安排成被切换以提供方波电流，即，如先前关于图10所描述的交替的充电电流和放电电流。电流控制器如先前所描述的可以响应于输入时钟信号fSW来控制电流源。
因此，在此实施方案中，由电流源603生成的电流被形成环路滤波器的部分的相同的积分器1502、1503积分。这避免了对图6或图10的三角形发生器的可替代的电路的单独的反馈电容器602和放大器601的需求。
为了在改变fSW时维持三角形输出分量的幅度，可以通过接入更多或更少如先前所描述的并联电流源来改变此电流的大小。另外，可以通过经由开关1507添加并联积分器反馈电容器1506来调整环路滤波器积分时间常数。例如，如果fSW的频率被减半，使反馈积分器电容加倍将维持三角形分量的峰-峰值摆动，并且也使积分器带宽减半来帮助维持稳定性。
在上文所描述的实施方案中，输入信号的幅度的指示可以从监控接收的输入信号(可能是在应用使用者控制的音量增益之后)或从音量控制信号或某个其他上游信号导出。然而，在其他实施方案中，输入信号的幅度的指示可以至少部分地从D类放大器电路系统内的信号链的其他部分导出，并且相应地被用来更改开关频率。例如，来自调制器104的控制信号输出被用来控制输出级的开关，以便提供输入信号的放大型式，因此可以被用来指示输入信号的幅度或包络，例如，通过指示占空比。同样地，在滤波之前通过查看占空比或在滤波之后通过与参考电压比较，来自输出级的输出电压可以被使用。因此，将理解，输入信号的幅度的指示可以从内产生的信号导出，所述D类放大器电路的性能取决于输入信号。
图16例示了根据本发明的一个实施方案的D类放大器(其中用相同的参考数字标识与上文参考图3所描述的那些部件类似的部件)，其中监控来自比较器105的输出脉冲，并且基于所观察到的占空比或脉冲宽度选择开关频率。此脉冲宽度或占空比可以例如借助于通过快时钟F快计时的计数器1601而被观察。F快的频率应足以允许在放大器的最快的开关频率下以足够的精确度确定脉冲宽度或占空比，并且可以是例如正常开关频率的约64倍(对于fSW＝384kHz是约24MHz)或甚至更快。在一些实施方案中，快时钟F快可以是已经存在于系统中的时钟信号，例如，以为数字信号处理电路系统提供时钟。
在一个实施方案中，计数器可以被配置成在比较器105的输出的正边沿上开始计数，并且在负边沿上停止计数，以给出在时钟F快的循环方面脉冲宽度的测量。计数器1601输出的计数值可以直接并且立即与某个阈值或某组阈值比较，以决定使用什么开关频率。当然将当理解到，比较器105输出的预期的脉冲宽度将随着开关频率fSW的改变而改变，但是占空比应保持相同(除了上文讨论的当开关频率被改变时出现的少量伪像之外)。频率控制器301因此可以根据当前的开关频率而应用不同的阈值(并且计数器1601可以通过由频率控制器产生的时钟信号而被计时)。例如，考虑到开关频率是相对快的第一开关频率fSW1且快时钟信号是64fSW1。相对低的幅度信号将引起接近50％的占空比，因此在开关循环内引起接近32的计数值。频率控制器因此可以被配置使得，当在fSW1下运行时，如果计数值在一个设定范围内(例如，比方说在24到40或28到36的计数范围内)，则减少开关频率。如果产生在相关范围内的计数值，则频率控制器可以改变(可能地经由如上文所讨论的平缓的转变)至较慢的第二开关频率fSW2，该第二开关频率可以例如是0.5fSW1。在这样的第二开关频率下，50％的占空比将引起等于64个快时钟信号F快的周期的脉冲宽度。当开关频率被改变时，用于切换回到第一开关频率的相关阈值可以被改变至比方说48到80或56到72的计数值。
然而，在其他实施方案中，加减计数器可以被用来在比较器105输出的脉冲的正部分期间递增，并且在脉冲的负部分期间递减，以提供可以与阈值进行比较的占空比的总指示。替代地，快时钟信号的频率可以根据频率的改变被改变到开关频率。
频率控制器301可以被配置成应用保持时间或滞后作用(hysteresis)来以如上文所描述的方式类似的方式防止开关频率太频繁改变。
使用例如计数器以用于确定针对输出级的驱动信号的脉冲宽度或占空比的实施方案提供了一种使用少量纯数字硬件来控制开关频率的方法。这在具有模拟输入且因此不具有输入信号的数字表示的系统的情况下或对于基于小几何结构制造工艺的放大器尤其有利。
其他实施方案可以直接从输出级(可能地通过一些滤波)或在后置滤波器之后取得输出信号，并且导出其包络用于与对于处理输入信号以提供一个信号来控制fSW所描述的处理类似的处理。
模拟输出信号可以被传递通过ADC，以允许数字地执行信号处理。优选地，这样的ADC将是连续时间ADC(即，不采样它的输入信号的一个ADC)，以允许精确捕捉占空比以及出现在切换边沿附近的任何瞬变，而不必以过多的采样频率运行。这样的ADC包括连续时间∑-Δ转换器以及包括包含电压频率转换器或压控振荡器的转换器。
主要在半桥输出级方面描述了上文所描述的实施方案，但是，如上文提到的，可以用全H桥输出级容易地适配和实施本发明的实施方案。全H桥输出的使用可以帮助抑制负载两端的任何瞬变。
全H桥输出D类放大器可以由两个与图3的电路类似的电路简单构造，优选地具有如图17a中例示的共享控制和公共fSW。这样的实施方案可以被看作具有由第一半桥102a和第二半桥102b形成的输出级，第一半桥102a和第二半桥102b各自分别通过它自身的比较器105a和105b驱动。比较器105a接收通过回路滤波器106滤波的误差信号，该误差信号是从输入信号和半桥102a的输出节点处的电压导出的。比较器105b接收通过回路滤波器106滤波的误差信号，该误差信号是从反相输入信号和在半桥102b的输出节点处的电压导出的。两个比较器都将误差信号与通过发生器302生成的参考波形比较，该发生器在通过频率控制器301控制的开关频率下运行。
替代地，全差分架构可以如图17b中被采用，这可以包括如示出的逻辑1701，以独立地驱动四个输出晶体管，从而允许三个或四个输出状态，包括两个输出都可以被接入相同的极性以在一些时钟循环内给出负载两端的零差分电压的状态，减少EMI问题以及对任何后置滤波的需要。
在一些实施方案中，可以不存在如在已知的开环D类放大器中的从输出到调制器的反馈路径，但是对于低输入信号，仍然通过与所描述的频率控制器类似的频率控制器来减少开关频率。这样的开环实施方案可以包括用于调制器的大体上数字电路系统。
如上文所提到的，因此，在本发明的一般实施方案中，涉及具有一个输出级以及用于控制该输出级的切换以放大信号的控制器的D类放大器电路，其中该控制器被配置成在第一信号幅度下用第一开关频率切换输出级且在较低的第二信号幅度下用较低的第二开关频率切换输出级。因此响应于被放大的信号的幅度的指示来控制开关频率。该控制器被配置成对于低幅度信号减少输出级的开关频率。放大器因此可以具有一个调制器，该调制器具有一个用于接收信号的信号输入和一个用于接收第一时钟信号的时钟输入，该调制器被配置成基于输入信号和一个循环参考波形来控制输出级的开关的占空比，其中所述循环参考波形的频率取决于所述第一时钟信号；且一个频率控制器控制第一时钟信号的频率，以在第一信号幅度下提供第一频率且在较低的第二信号幅度下提供较低的第二频率。
放大器电路可以有利地被用来放大音频输入信号例如作为音频驱动电路或音频信号处理电路的部分。然而，本发明的实施方案可以被实施以对于多种应用放大一系列不同的输入信号。
放大器电路可以方便地被实施为集成电路并且可以形成主机电子设备(尤其是便携式设备和/或电池供电设备)的部分。放大器可以被使用在音频设备(诸如，个人音乐或视频播放器)中。放大器可以被实施在移动通信设备(诸如，移动电话)或计算设备(诸如，膝上型电脑或平板计算机或PDA)中。放大器可以被使用在游戏设备中。放大器可以被使用在具有超声换能器或触觉换能器的设备中。
应注意，上文提到的实施方案例示而非限制本发明，并且本领域技术人员将能够在不背离所附权利要求的范围的前提下设计许多替代实施方案。词语“包括”并不排除在权利要求中所列出的元件和步骤之外存在其他元件或步骤，“一”、“一个”不排除复数，并且单个特征或其他单元可以达成权利要求中记载的多个单元的功能。权利要求书中的任何参考数字或标签不应被解释为限制权利要求的范围。

Claims (18)

1.一种用于放大输入信号的D类放大器电路，包括：
一个输出级，包括至少第一开关和第二开关；
一个调制器，包括一个用于接收所述输入信号的信号输入和一个用于接收第一时钟信号的时钟输入，该调制器被配置成基于所述输入信号来控制在一个开关循环内所述第一开关和第二开关的占空比，其中所述开关循环具有基于所述第一时钟信号的开关频率；以及
一个频率控制器，用于响应于所述输入信号的幅度的指示来控制所述第一时钟信号的频率，以便在第一输入信号幅度下提供第一开关频率且在较低的第二输入信号幅度下提供较低的第二开关频率；
其中所述调制器包括一个参考波形发生器，该参考波形发生器用于生成基于所述第一时钟信号的频率的斜坡参考波形；
其中所述参考波形发生器被配置成使得参考波形的幅度在所述第一开关频率和第二开关频率下大体上相同；
其中所述频率控制器被配置成生成指示所述开关频率的任何改变的增益控制信号，并且该参考波形发生器被配置成接收该增益控制信号并且基于所述增益控制信号来调整斜坡波形的斜率，以补偿开关频率的任何改变。
2.根据权利要求1所述的D类放大器电路，其中所述频率控制器包括一个用于将信号幅度的所述指示与至少一个阈值进行比较的比较器，且其中所述频率控制器被配置成基于所述比较来控制时钟信号的频率。
3.根据权利要求2所述的D类放大器电路，其中所述频率控制器被配置成如果信号幅度的所述指示在第一阈值以上则提供所述第一开关频率，且如果信号幅度的所述指示在第一阈值以下则提供所述第二开关频率。
4.根据权利要求3所述的D类放大器电路，其中所述第一阈值对应于一个大体上静止的输入信号幅度。
5.根据权利要求3所述的D类放大器电路，其中所述第一阈值对应于一个在最大信号幅度的5％-25％的范围内的信号输入幅度。
6.根据权利要求2到5中的任一项所述的D类放大器电路，其中所述比较器被配置成将信号幅度的所述指示与多个不同的阈值进行比较，其中每个阈值对应于一个不同的开关频率。
7.根据权利要求2到5中的任一项所述的D类放大器电路，其中输入信号的幅度的所述指示是以下之一：一个用于输入信号的包络值；一个接收的音量控制信号；从所述比较器的输出导出；从所述调制器输出的、用于控制输出级的开关的控制信号导出；或从输出级的一个输出导出。
8.根据权利要求1到5中的任一项所述的D类放大器电路，其中所述频率控制器包括一个时钟发生器，该时钟发生器用于接收一个输入时钟信号并且由所述输入时钟信号生成至少一个附加的时钟信号。
9.根据权利要求8所述的D类放大器电路，其中所述时钟发生器包括一个多路复用器，该多路复用器被配置成在第一输入处接收所述第一开关频率的时钟信号且在第二输入处接收所述第二开关频率的时钟信号，且其中基于输入信号的幅度的所述指示使该多路复用器的输出在所述输入之间切换。
10.根据权利要求9所述的D类放大器电路，其中该多路复用器被控制，使得该多路复用器的输出在所述输入之间的任何切换被定时，以便被大体上同步到所述第一时钟信号和第二时钟信号二者的一个时钟边沿。
11.根据权利要求1到5中的任一项所述的D类放大器电路，其中所述频率控制器被配置成使得开关频率的任何改变被大体上同步到参考电压波形的斜坡的顶部或底部。
12.根据权利要求1到5中的任一项所述的D类放大器电路，其中所述参考波形发生器包括一个积分器电路，所述积分器电路连接到至少第一电流导引支路和第二电流导引支路，每个电流导引支路包括用于基于第一时钟信号生成充电电流或放电电流的至少一个电流源，其中能够基于增益控制信号启用或禁用第二电流导引分支。
13.根据权利要求1到5中的任一项所述的D类放大器电路，其中所述参考波形发生器包括一个连接到至少一个电流导引支路的积分器电路，所述电流导引支路包括用于基于第一时钟信号生成充电电流或放电电流的至少一个电流源，其中至少一个电流源是基于增益控制信号可编程的。
14.根据权利要求1到5中的任一项所述的D类放大器电路，其中所述参考波形发生器包括一个积分器电路，该积分器电路包括一个运算放大器和第一反馈电容器，其中能够基于所述增益控制信号来将至少一个附加的反馈电容器选择性地与第一反馈电容器并联连接。
15.根据权利要求1到5中的任一项所述的D类放大器电路，其中所述频率控制器被配置成在一段时间内实施从第一开关频率到第二开关频率或从第二开频率到第一开关频率的转变。
16.一种用于放大输入信号的D类放大器电路，包括：
一个输出级，包括至少第一开关和第二开关；
一个调制器，包括一个用于接收所述输入信号的信号输入和一个用于接收第一时钟信号的时钟输入，该调制器被配置成基于所述输入信号来控制在一个开关循环内所述第一开关和第二开关的占空比，其中所述开关循环具有基于所述第一时钟信号的开关频率；以及
一个频率控制器，用于响应于所述输入信号的幅度的指示来控制所述第一时钟信号的频率，以便在第一输入信号幅度下提供第一开关频率且在较低的第二输入信号幅度下提供较低的第二开关频率；
其中所述频率控制器包括一个频率调制器，该频率调制器用于能控制地使第一时钟信号在多个预定的开关频率之间变化，其中所述调制器控制在所述预定的开关频率之间的改变，以接近在所述第一开关频率和第二开关频率之间的开关频率的平滑转变。
17.一种包括权利要求1到5中的任一项所述的D类放大器电路的驱动电路，其中所述驱动电路被安排成驱动以下中的至少一个：音频换能器、触觉换能器、超声换能器；或机电致动器或马达。
18.一种包括权利要求1到5中的任一项所述的D类放大器电路的电子设备，其中该设备是以下中的至少一个：便携式设备；电池供电设备；移动通信设备；计算设备；游戏设备；音频设备或超声设备。
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