CN107070422B - 用于实现d类放大器的高输出信号摆幅的方法及设备 - Google Patents

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Abstract

公开了用于提供大于D类放大器中的供电电压的输出信号摆幅的装置和方法。放大器电路通过使用电容器来对跨负载的电压进行“电荷泵升”来升高跨诸如扬声器的放大器负载的电压，并因此临时增大电压。这通过使用两个或更多个输出桥而不是一个输出桥并且通过电容器来连接桥来完成。对于小于供电电压的信号，类似于现有技术的全桥，仅内部桥操作。对于供电电压以上的信号，外部桥对电容器进行充电，然后在D类切换时间段的短时间段内，电容器被用于“升高”桥输出上的电压。因此，仅需要相对小值的升压电容器，这是由于其无需很长时间供应电荷。

Description

用于实现D类放大器的高输出信号摆幅的方法及设备
本申请要求于2015年9月11日提交的临时申请第62/217,596号以及于2016年7月14号提交的临时申请第62/362,347号的优先权，其全部内容通过引用合并到本文中。
技术领域
本发明总体上涉及放大器，更具体地涉及D类放大器。
背景技术
D类放大器或开关放大器是其中放大器件(其为晶体管，通常为场效应晶体管，即FET)作为电子开关操作而非如其他放大器中那样作为线性增益器件操作的电子放大器。本领域技术人员公知这样的放大器是可以实现高放大率以及高效率的架构。
待放大的信号是一系列的恒定振幅脉冲，因此有源器件在其完全导通和完全不导通状态之间快速地来回切换。待放大的模拟信号在被施加至放大器之前通过脉冲宽度调制、脉冲密度调制或其他方法被转换成一系列数字脉冲。
在放大之后，输出脉冲序列可以通过使其通过由电感器和电容器组成的无源低通滤波器来被转换回模拟信号。(在一些应用中，省略低通滤波器，并且诸如扬声器的固有带宽的换能器用作低通滤波器。)D类放大器的主要优点在于其较之相似的模拟放大器通常更高效并且在有源器件中被耗散为热的功率更小。
诸如脉冲生成器中所使用的输出级的输出级为D类放大器的示例。然而，该术语主要应用于旨在再现具有远低于切换频率的带宽的信号的功率放大器。
图1是基本单端输出或半桥设计中的D类放大器100的视图。输入信号102与三角波信号组合以产生固定振幅但是宽度和间隔变化的一系列方形脉冲104；信号的低频部分为待放大的信号，而高频部分使波形二元化。
脉冲序列104被输出级106放大，导致具有相同频谱但具有较大振幅的脉冲序列108。然后，经放大的脉冲序列108通过使其通过去除不想要的高频分量的低通滤波器110被转换回模拟信号，然后模拟信号通过扬声器(或其他负载)112。由于仅使用了诸如电感器和电容器的反应性部件，因此低通滤波器110具有高效率。
在一些应用，特别是便携式移动装置中所使用的应用中，可以省略作为低通滤波器110的一部分并且与扬声器负载串联的电感器。这是因为扬声器音圈的电感可以足以执行对于去除驱动波形的高频分量所需的切换波形的滤波。
虽然负载在图1和本文的其他附图中被示出为扬声器，但是本领域技术人员将认识到，非音频应用和除了扬声器之外的负载可以从本文中所描述的发明获益。
如本领域中已知，该放大器的输出功率受限于在输出级处使用的供电电压VDD的值。在D类放大器的许多应用中，供电电压从电池获得。例如，便携式移动装置通常由锂电池供电，在被完全充电时，锂电池可以具有约4.2伏特(V)的初始电压，随着电池被放电，电压可能降至3.2V。因此，可以被递送进具有例如通常可能为8欧姆的电阻值的扬声器负载的输出功率被限制为仅数百毫瓦特或更低。
在克服该限制的一种尝试中，D类放大器电路通常被修改以创建第二赠送输出，使得扬声器负载现在由相反的相的两端来驱动。这公知为“平衡”或“差动”驱动；输出级通常被称为“全桥”或“H桥”电路，并且扬声器或其他负载被称为“桥接式”负载(“BTL”)。控制器(未示出)将输入提供至相反的相的桥的两侧。
图2是使用全桥电路的差动D类放大器输出级200的视图。输出桥包括通过控制器(未示出)馈送输入信号的FET晶体管MHA、MLA、MHB和MLB。在该配置中，输出电压摆幅翻倍，这是由于现在存在第二赠送输出使得扬声器负载现在由相反的相的两端驱动。由于功率与跨负载的电压的平方成比例，因此被递送至扬声器的功率标称上增大为4倍。如本领域中已知，对于要以差动方式驱动的扬声器负载，桥的每侧必须为另一侧的镜像，并且因此能够以如上的相反的相提供相同的电压。
在图2的电路中，如本领域中通常的那样，晶体管MHA和MHB为p沟道金属氧化物半导体(PMOS)晶体管，而晶体管MLA和MLB为n沟道金属氧化物半导体(NMOS)晶体管，但是这不是必需的。本领域技术人员将认识到使用NMOS晶体管而不是PMOS晶体管所涉及的困难，反之亦然。对于任何给定的物理尺寸，由于PMOS器件具有比NMOS器件低的电导率，因此通常使用所有器件均是NMOS器件的桥，即使这使得驱动波形更难以生成也是如此，这是因为被PMOS器件替代的NMOS器件需要对桥的最大供电以上的栅极驱动。
然而，即使是来自电路200的功率的增加也只在移动装置中由3.6伏特供电电压进入8欧姆负载仅产生略高于1瓦特的平均功率(3.6×3.6×1/8×0.707＝1.134瓦特)。在具有12伏特供电电压和4欧姆负载的汽车应用中，平均功率将为约25瓦特(12×12×1/4×0.707＝25.4瓦特)。
在这些最大功率水平下，对输出桥的控制信号将趋向于100％的占空比。即，桥在一个方向上几乎永久操作，使电流转向负载。在该情况下，放大器已变成“饱和”，并且不能响应于更大的输入信号而产生更多的功率。因此，桥不再表现为线性的，并且信号在其最大电平处被“截头(clipped)”，即一种严重失真的形式。因此，期望以避免该“截头”条件的方式设计放大器，虽然一些设计对另外降低输出功率有影响也是如此。
为了增大这些功率水平，必须增大跨扬声器负载的信号摆幅。实现这一点的一种典型方式是通过将供电电压“升高(boosting)”至全桥输出级。在一些情况下，这通过使用诸如切换模式升压转换器电路的标准供电电路设计技术来实现。
图3是使用与全桥输出放大器组合的这种升压转换器的D类放大器300的一种商用实现方案的框图。这种形式的供电电压升高使用离散电感器部件LX和控制器(“CONTROL”)302的设计。使用升压转换器304导致可以为例如9伏特至12伏特而不是约4伏特的标称电池电压的供电电压VCCOUT。所增大的电压VCCOUT去往输出级306以增大针对扬声器负载的功率。
控制器302关注输入信号并且确定输入信号是否需要这样的供电电压的升高；如果升高是合适的，则升压转换器304被激活。然而，期望升压转换器304不是一直运行，因为这将使电池比升压转换器304没有被激活时更快地耗尽。因此，为了优化放大器300的效率，控制器302仅在放大器的期望输出信号变得足够大到需要增大升压转换器304提供的供电电压时激活升压转换器304。在一些实施方式中，可以使供电电压“追踪”信号电平，进一步提高放大器300的效率，虽然以增大电路复杂性为代价也是如此。
此外，升压转换器是不方便的，这是由于电感器相对于电容器的另外的成本以及更主要的是电感器的物理尺寸两者。印刷电路板上的电感器的高度可以为2毫米至3毫米(mm)，而电容器的高度小于1mm。这对于例如智能电话的设计带来限制。最终，为了限制电感器的尺寸，期望以诸如1兆赫兹(Mhz)的高频驱动电感器，这可能导致电磁干扰。
另一可能解决方案是电荷泵，其为本领域中公知的频繁用于针对许多应用创建更大或更小的供电电压的装置。电荷泵创建连续的供电电压，其可以以类似于以上的基于电感器的升压电路的方式来对电路供电。然而，具有物理上的小电容器的电荷泵必须以高速运行，这降低了其效率。此外，与电感升压电路相反，电荷泵不能高效提供连续电压并且因此不能高效追踪最优供电电平。
这样的电荷泵实现方案的示例参见来自NXP半导体N.V.(以前的Philips半导体)公司的TDA1560音频放大器，其使用大的电解质电容器以在大的音频信号尖峰期间提升供电电压，因此实现较大的尖峰输出功率水平。在该情况下，最大输出功率和最小信号频率是在2200微法拉或更大的范围内选择的电容器值的函数。原因在于该应用中的电容器必须大以使得电容器必须保持足够的电荷以在音频信号尖峰的长得多的持续时间(数毫秒)内，而不是D类切换时间段的短持续时间(数微秒)内，将电流供应至负载。此外，这对于便携式装置来说不是有用的解决方案。
这些问题限制了特别是在移动应用中可用于驱动扬声器或其他负载装置的功率。
发明内容
公开了一种方法及设备，其在不需要增加对放大器的供电电压的情况下提供大于D类放大器中的供电电压的输出信号摆幅。这使得放大器的输出信号范围能够超过全桥电路中的供电电压的限制。
一种实施方式公开了一种用于向负载提供一系列输出脉冲的D类放大器，输出脉冲表示输入信号，所述D类放大器包括：四个半桥切换电路，每个半桥切换电路具有PMOS晶体管和NMOS晶体管，每个PMOS和NMOS晶体管的栅极接收表示输入信号的一系列输入脉冲，每个PMOS晶体管的源极被耦接至正电源，每个NMOS晶体管的源极被耦接至负电源，并且每个半桥中的PMOS晶体管的漏极被连接至同一半桥中的NMOS晶体管的漏极；第一半桥切换电路的两种晶体管的漏极被连接至负载的一侧并且第二半桥切换电路的两种晶体管的漏极被连接至负载的相对侧；第一电容器，其具有被连接至第一半桥的两种晶体管的漏极的正端子和被连接至第三半桥的两种晶体管的漏极的负端子；以及第二电容器，其具有被连接至第二半桥的两种晶体管的漏极的正端子和被连接至第四半桥的晶体管的漏极的负端子。
另一实施方式公开了一种用于向负载提供一系列输出脉冲的D类放大器，输出脉冲表示输入信号，所述D类放大器包括：四个半桥切换电路，每个半桥切换电路具有第一晶体管和第二晶体管，每个第一和第二晶体管的栅极接收表示输入信号的一系列输入脉冲，每个第一晶体管的源极被耦接至正电源，每个第二晶体管的源极被耦接至负电源，并且每个半桥中的第一晶体管的漏极被连接至同一半桥中的第二晶体管的漏极；第一半桥切换电路的两种晶体管的漏极被连接至负载的一侧并且第二半桥切换电路的两种晶体管的漏极被连接至负载的相对侧；第一电容器，其具有被连接至第一半桥的两种晶体管的漏极的正端子和被连接至第三半桥的两种晶体管的漏极的负端子；以及第二电容器，其具有被连接至第二半桥的两种晶体管的漏极的正端子和被连接至第四半桥的晶体管的漏极的负端子。
又一实施方式公开了一种操作D类放大器以向负载提供一系列放大的输出脉冲的方法，输出脉冲表示输入信号，其中，所述D类放大器包括：四个半桥切换电路，每个半桥切换电路具有第一晶体管和第二晶体管，每个第一和第二晶体管的栅极接收数字化输入音频信号，每个第一晶体管的源极被耦接至正电源电压，每个第二晶体管的源极被耦接至负电源电压，并且每个半桥中的第一晶体管的漏极被连接至同一半桥中的第二晶体管的漏极；第一半桥切换电路的两种晶体管的漏极被连接至负载的一侧并且第二半桥切换电路的两种晶体管的漏极被连接至负载的相对侧；第一电容器，其具有被连接至第一半桥的两种晶体管的漏极的正端子和被连接至第三半桥的两种晶体管的漏极的负端子；以及第二电容器，其具有被连接至第二半桥的两种晶体管的漏极的正端子和被连接至第四半桥的晶体管的漏极的负端子，该方法包括：通过控制器确定输入信号电压是否延伸到在正电源电压的上限以上或者延伸到在负电源电压的下限以下；如果输入信号电压没有延伸到正电源电压的上限以上或者延伸到负电源电压的下限以下，则通过控制器使晶体管中的每个分立地被激活或不被激活，使得输入信号在没有来自第一电容器和第二电容器上的任何电压的任何贡献的情况下被第一半桥切换电路和第二半桥切换电路放大并且放大的输出信号被提供给负载，使得供应至负载的电压是正电源电压与负电源电压之间的差；如果输入信号电压延伸到正电源电压的上限以上或延伸到负电源电压的下限以下，则通过控制器使晶体管中的每个分立地被激活或不被激活，使得输入信号在具有来自第一电容器和第二电容器中的每个电容器上的电压的贡献的情况下被所有半桥切换电路放大并且放大的输出信号被提供给负载。
再一实施方式公开了一种用于向负载提供一系列输出脉冲的D类放大器，输出脉冲表示输入信号，所述D类放大器包括：六个半桥切换电路，每个半桥切换电路具有第一晶体管和第二晶体管，每个第一和第二晶体管的栅极接收表示输入信号的一系列输入脉冲，每个第一晶体管的源极被耦接至正电源，每个第二晶体管的源极被耦接至负电源，并且每个半桥中的第一晶体管的漏极被连接至同一半桥中的第二晶体管的漏极；第一半桥切换电路的两种晶体管的漏极被连接至负载的一侧并且第二半桥切换电路的两种晶体管的漏极被连接至负载的相对侧；第一电容器，其具有被连接至第一半桥的两种晶体管的漏极的正端子和被连接至第三半桥的两种晶体管的漏极的负端子；第二电容器，其具有被连接至第二半桥的两种晶体管的漏极的正端子和被连接至第四半桥的晶体管的漏极的负端子；第三电容器，其具有被连接至第一半桥的两种晶体管的漏极的负端子和被连接至第五半桥的两种晶体管的漏极的正端子；以及第四电容器，其具有被连接至第二半桥的两种晶体管的漏极的负端子和被连接至第六半桥的晶体管的漏极的正端子。
另一实施方式公开了一种用于向负载提供一系列输出脉冲的D类放大器，输出脉冲表示输入信号，所述D类放大器包括：四个半桥切换电路，四个半桥切换电路包括八个晶体管，每个半桥切换电路具有第一晶体管和第二晶体管，每个第一晶体管和第二晶体管的栅极接收表示输入信号的一系列输入脉冲，每个第一晶体管的源极耦接至正电源，每个第二晶体管的源极耦接至负电源，并且每个半桥中的第一晶体管的漏极连接至同一半桥中的第二晶体管的漏极；第一半桥切换电路的两种晶体管的漏极连接至负载的一侧，并且第二半桥切换电路的两种晶体管的漏极连接至负载的相对侧；第一电容器，第一电容器的负端子连接至第三半桥的两种晶体管的漏极；第二电容器，第二电容器的正端子连接至第四半桥的两种晶体管的漏极；第九晶体管和第十晶体管，第九晶体管和第十晶体管的源极连接至第一电容器的正端子，第九晶体管的漏极连接至第一半桥切换电路的两种晶体管的漏极并且第十晶体管的漏极连接至第二半桥切换电路的两种晶体管的漏极；以及第十一晶体管和第十二晶体管，第十一晶体管和第十二晶体管的源极连接至第二电容器的负端子，第十一晶体管的漏极连接至第一半桥切换电路的两种晶体管的漏极并且第十二晶体管的漏极连接至第二半桥切换电路的两种晶体管的漏极。
再一实施方式公开了一种操作D类放大器以向负载提供一系列放大输出脉冲的方法，输出脉冲表示输入信号，其中，D类放大器包括六个半桥切换电路，每个半桥切换电路具有第一晶体管和第二晶体管，每个第一晶体管和第二晶体管的栅极接收数字化输入音频信号，每个第一晶体管的源极耦接至正电源电压，每个第二晶体管的源极耦接至负电源电压，并且每个半桥中的第一晶体管的漏极连接至同一半桥中的第二晶体管的漏极，第一半桥切换电路的两种晶体管的漏极连接至负载的一侧并且第二半桥切换电路的两种晶体管的漏极连接至负载的相对侧，第一电容器具有正端子和负端子，第一电容器的正端子连接至第一半桥的两种晶体管的漏极，第一电容器的负端子连接至第三半桥的两种晶体管的漏极；第二电容器具有正端子和负端子，第二电容器的正端子连接至第二半桥的两种晶体管的漏极，第二电容器的负端子连接至第四半桥的两种晶体管的漏极；第三电容器具有负端子和正端子，第三电容器的负端子连接至第一半桥的两种晶体管的漏极，第三电容器的正端子连接至第五半桥的两种晶体管的漏极；以及第四电容器具有负端子和正端子，第四电容器的负端子连接至第二半桥的两种晶体管的漏极，第四电容器的正端子连接至第六半桥的两种晶体管的漏极，所述方法包括：通过控制器确定输入信号电压是否延伸到正电源电压的上限以上或负电源电压的下限以下；如果输入信号电压没有延伸到正电源电压的上限以下或负电源电压的下限以下，则通过控制器使晶体管中的每一个分立地激活或不激活，使得在没有来自第一电容器和第二电容器上的任何电压的任何贡献的情况下通过第一半桥切换电路和第二半桥切换电路对输入信号进行放大，并且放大的输出信号被提供给负载，使得施加于负载上的电压是正电源电压和负电源电压之间的差；如果输入信号电压延伸到正电源电压的上限以上或负电源电压的下限以下，则通过控制器确定哪个电容器应当贡献电压使得输入信号被放大到期望的值并且使晶体管中的每个分立地激活或不激活，使得在具有来自第一电容器、第二电容器、第三电容器和第四电容器中的一些或全部电容器上的电压的贡献的情况下通过第三半桥切换电路、第四半桥切换电路、第五半桥切换电路和第六半桥切换电路中的一些或全部切换电路对输入信号进行放大，并且放大的输出信号被提供给负载。
附图说明
图1是现有技术中的基本单端型输出设计中的D类放大器100的图示。
图2是使用现有技术中的全桥电路的不同的D类放大器输出级的图示。
图3是使用与现有技术中的全桥输出放大器进行组合的这样的升压转换器的D类放大器300的一种商业实现的框图。
图4是根据一种实施方式的具有双桥的放大器的图示。
图5是用于对具有升高至供给电压的两倍的电压的一种实施方式进行仿真的理想化的电路的图示。
图6a、图6b和图7a、图7b、图7c是使用图5的理想化电路的一种实施方式的仿真结果的图。
图8是根据一种实施方式的具有三桥的放大器的图示。
图9是能够实现图8的具有较少电容器的放大器的性能的放大器的图示。
图10是D类放大器的控制器的示例。
图11和图12是作为现有技术中的D类放大器的一般控制循环的框图。
图13是根据一种实施方式的D类放大器的替选一般控制循环的框图。
图14是根据一种实施方式的使用D类放大器电路的一般方法的流程图。
具体实施方式
本文中描述的是以下电路，该电路提供输出大于除其以外现有技术的全桥电路可用的D类放大器中的供给电压的信号摆幅，而不要求增大至放大器的供给电压。这使得放大器的输出信号范围能够超过由供给电压设置的限度。
本文中描述的电路通过使用“电荷泵送”跨负载的电压的电容器使跨放大器负载如扬声器的电压升高从而立刻增大电压，而不是要求像现有技术中的电荷泵送那样持续增大电压。这通过使用两个或更多个输出桥而不是一个输出桥并且通过电容器连接桥来完成。与现有技术的全桥类似，对于供给电压以下的信号，仅内部桥进行操作。对于供给电压以上的信号，外部桥对电容器进行充电，所述电容器然后用于使桥上的D类转换周期的短时间内输出的电压“升高”。因此，需要仅值相对小的升压电容器，原因是它们无需供给电荷很长时间。
图4示出了根据一种实施方式的放大器400。注意，连同升压电容器一起仅示出了动力桥。省略了驱动开关设备的栅极的设备，因为开关设备的栅极是低通滤波器(同上，这可以由负载本身即扬声器来设置)。在该图示中，示出了具有如图2中的全桥配置的放大器，但是本发明还可以用于如图1中所示的单端型桥。此外，尽管在一些实施方式中可以使用替选技术来实现同一开关函数，但是图4中的桥被示出为使用FET来实现。同上，连接至正电源的晶体管通常是PMOS晶体管，而连接至负电源的晶体管是NMOS晶体管。
图4的电路400包括成对的相似的全输出桥。直接相当于如图2中所示的标准D类放大器输出桥的内部桥402被直接连接至负载。第二或“外部”桥404经由电容器Cp1和Cp2被连接至内部桥402和负载。每个电容器的正端、Cp1的右侧和Cp2的左侧被连接至负载。桥402和桥404都由同一电源供电(或供给)，桥402和桥404通常还由电池供给并且被限幅。(“负电源”通常是正电源的地，但是在一些实施方式中，“负电源”无需是正电源的地)
在操作中，当输入信号的幅度小于供给电压时，不需要升压并且放大器表现为常规D类放大器。在这种情况下，仅内部桥402是活动的并且输出桥404仍然不活动。负载将看到电压等于供给电压；同上，在移动设备的情况下，这将通常是大约4伏特(取决于电池的充电量)。
如上所述，当信号幅度增大并且接近供给(一个或多个)电压时，内部桥402的占空比将接近100％，即，几乎所有时间FET在一个信号方向上是“开启”。因此，输出幅度不能进一步增大。
因为内部桥402的占空比接近100％，所以控制器(未示出)使外部桥404开始进行操作。通过打开外部桥404的每个半桥中的FET中之一使电容器Cp1和Cp2充电至与供给电压对应的电压。
在电路400的左侧上，例如，在对小输入信号的操作中仅需要内部桥402可以提供的电力，FET Mp1和Mn3是“开启”的，使得电容器Cp1被充电至供给电压，使得Cp1的右侧被充电至正电源的值，并且使得Cp1的左侧被充电至负电源。负载的左侧将看到正电源。
类似地，在电路400的右侧上，FET Mp2和Mn4是“开启”的，使得电容器Cp2被充电至电源，使得Cp2的左侧被充电至正电源的值，并且使得Cp2的右侧被充电至负电源。在与如上左侧相对的级中，负载的右侧也将看到正电源。
当需要较多电力时，然后关闭FET Mp1和Mn3并且打开Mp3。这导致Cp1的负右端被上拉至正电压，这相应地具有对Cp1的左端进行上拉的效应，Cp1的左端被连接至现在关闭的FET Mp1和Mn1、扬声器(“负载”)。因此，从Cp1至负载的连接处的电压很快上升至供给电压的两倍，原因在于：由于Mp3打开，故所述电压已经在供给电压处并且现在已经被Cp1上的较高电压拉的更高。
类似地，当再次需要较多电力时，外部桥404的右侧以与如上所述的左侧互补的方式进行操作。在这种情况下，Mp2被切断，而Mp4被接通，将电容器Cp2的右端(“负的”)拉至正电源的水平，从而将电容器Cp2的正左端(“负的”)拉至比正电源的水平更高的水平。
这增大了施加至负载的每一侧的电压。由于外部桥404的操作，电容器Cp1和Cp2中的每一个具有施加至负载的增大了正电源的量的电压，或者在4伏特电池的情况下，增大了另外的4伏特。因此，跨负载的总电压是供给电压的两倍，并且电路将看到8伏特被施加至负载而不是被限制成电源的4伏特。
只要输入信号电压仍然大于供给电压，则对于随后的脉冲波形，外部桥404将继续连同内部桥402一起进行操作，以对电容器Cp1和Cp2进行再充电，并且然后将来自电容器Cp1和Cp2的电压重新施加至负载以使输出升高。一旦输入信号电压下降到供给电压水平以下，则控制器切“断”外部桥输出桥，并且内部桥恢复正常操作。
注意，在上面的描述中，电路400的操作开始于电容器的充电，使得CP1的左手侧和CP2的右手侧在负电源处，而CP1的右手侧和CP2的左手侧在正电源处。因此，每一个可用于将桥的左(CP1)或右(CP2)驱动到正电源以上，所以达到了期望的电压倍增效应。对本领域技术人员而言将清楚的是，电路操作可以使得CP1的左手侧和CP2的右手侧在正电压处开始，并且使得CP1的右手侧和CP2的左手侧在负电源处开始，在这种情况下，电容器可用于将负载端子驱动到负电源以下。在这种情况下，类似地实现电压倍增，原因在于：可以在每一侧上将负载从正驱动至负，而不是如上所述将负载从正驱动至正电压的两倍。
本领域技术人员将看到，为了增大至负载的功率，电容器Cp1和Cp2必须是足够大的电容器以保持足够的电荷，从而防止当它们正驱动负载时跨电容器的电压显著放电。在以数百kHz切换速率运行的典型的D类放大器的情况下，可以计算大约1至10微法拉(uF)的电容器值是足够大以至于很好地执行该功能。
通过使用等式I＝C＊电压与时间的微分(dv/dt)来近似所需要的电容C。其中，I是通过负载的电流。在扬声器的情况下，可以选择dv/dt来为提供每1微秒0.1伏特的电容下降，使得dv/dt相当于10-1/10-6或者105。
如果电压是8伏特(同上，具有4伏特的电池并且外部桥404的左侧开启)并且扬声器负载具有8欧姆的电阻，则负载电流I将是8伏特/8欧姆＝1安培。因此，电容器C将是大约1/105，这为10微法拉。如果允许跨电容器的电压下降不止每1微秒0.1伏特，则可以使用较小的电容值。
当输入信号在电源以上时，电容器Cp1和Cp2将被充电并且将其电压升高至负载，当它们为负载提供额外的功率时使它们的电压稍微下降。在随后的开关操作中，将对电容器Cp1和Cp2进行充电，使其回到它们的完全充电状态并且然后当需要时被重新施加至负载。
如上所述，使用电容器抽吸的现有技术解决方案要求具有数千微法拉的电容的大电容器，以提供足够的功率来驱动扬声器负载以响应于音频信号。然而，存在另一问题，该问题是这样的电容器的有效阻抗。
接收信号的电容为C的电容器的瞬时阻抗等于1/2πfC，其中，f是所接收的信号的频率。因此，例如，接收1千赫(Khz)音频信号的1微法拉电容器的有效瞬时阻抗是大约160欧姆。如果与电容器并联的扬声器具有8欧姆的阻抗，则大部分供给电压将用于驱动通过电容器的电流，并且扬声器将仅接收大约8/(160+8)或1/21的输入信号。
然而，可以看到较高频率输入信号将极大地减小电容器的有效阻抗。因此，接收比1Khz的频率大1000倍的1兆赫(Mhz)信号的1微法拉的同一电容器将从而具有小1000倍或大约0.16欧姆的有效阻抗。将这样小的阻抗与具有8欧姆的阻抗的扬声器并联放置将允许扬声器接收8/(8+0.16)或者大约98％的输入信号。
与上述现有技术解决方案不同，事实上电容器可以与使得它们能够用于便携式设备的几微法拉一样小。如上面所解释的，本领域技术人员可能惊讶于这样小的电容器将足以生成双桥电路中的增大的电压，但是，同上，小尺寸的电容器Cp1和Cp2是可以的，原因是电容器不接收音频频率处的信号，而仅接收FET的快得多的切换频率(其充当音频信号的“载波”频率)处的信号。
图5、图6a和图6b示出了在施加至负载的电压升高至电源电压的两倍的情况下的一个实施方式的仿真。仿真的电路500示于图5中并且使用理想开关S1至理想开关S8而不是FET，其中，S1、S3、S5和S8对应于图4的内桥402，而S2、S4、S6和S7对应于图4的外桥404。图5中的电容器C1和电容器C2、AVcc和AGnd以及Rspk分别对应于图4中的电容器Cp1和电容器Cp2、正的电压供给和负的电压供给以及负载。
图6a和图6b的波形分别示出了负载的两端处的电压的仿真的一个结果。在图6a中指定为“左”的信号是通过电容器C1在负载端部处的电压，而在图6b中指定为“右”的信号是通过电容器C2在负载的端部处的电压。当内桥将电压转变从0V操作至3.3V，同时当外桥将电压转变从3.3V操作至6.6V时，从而增大给负载的功率。
在实际电路实现中，负反馈可以来自放大器的输出反馈回D类控制器电路的输入端。通过这种装置，由输出级引入的任何非线性可以被抑制，使得可以改进放大器的整体失真行为。
图7a、图7b和图7c示出了针对电流通过图5的电路仿真中的电容器C1和电容器C2以及负载的波形的曲线图。正弦波形702是负载中的为“平均”信号电流的电流并且当电流乘以负载电阻时可以被转化成电压波形。图7a中的较小波形704是电容器Cp1和电容器Cp2中的电流。图7c示出了来自D类开关的负载中的“纹波”电流。
在上述图4的电路400中，通过使用电容器增大施加至负载的电压，以将施加至负载的两侧的正电压驱动至高于正电源电压的电平。本领域的技术人员应理解，电容器的极性可以反转，以使得通过使用电容器增大施加至负载的电压，以将施加至负载的两侧的负电压驱动至低于负电源电压的电平。这还将施加至负载的电压加倍以将电源电压加倍。
本领域技术人员还应理解，如果至负载的电压可以被驱动以向负载提供高于正电源电压的正电压以及向负载提供低于负电源电压的负电压两者，因此施加至负载的电压可以增至三倍，而不是如电路400中那样仅为两倍。
理论上，这可以利用图4的电路400通过如下方式来完成：对电容器Cp1和电容器Cp2充电以当每次输入信号确保这样的电压时将施加至负载的电压增加到高于正电源电压，以及当输入信号确保低于负电源电压的电压时将施加至负载的电压减小到低于负电源电压。然而，驱动负载既高于也低于电源电压的能力比单独任一个效率更低且更昂贵。
将电容器的电压从高于正电源电源驱动到低于负电源电压(或反之亦然)需要从电容器中去除所有电荷，然后将电容器充电到相反的极性，这是非常低效的功率使用。此外，这样的改变要求电容器是双极的，例如更昂贵的非电解电容，而不是为单一极性的电解电容器。在限制其中电容器向负载两端提供电压的方式的情况下，极性电解电容器的使用因此是更简单和更便宜的。
利用两个电容器实现既高于正电源电压也低于负电源电压的增大电压的一种方式是，当需要时使用附加的开关“在相反方向上”连接电容器，但是由于所需开关的数量，这将需要大量额外的复杂性和成本。
一个不同的解决方案是使用第二外桥和另一对电容器。图8示出了其中第二外桥和两个附加电容器被添加到图4的电路400的这样的电路800。
电路800中的第一外桥802包括FET M2、FET M5、FET M8和FET M11。电路800的第一外桥802被操作成使得FET M3和FET M8同时导通以对电容器C3充电，以及FET M4和FET M11同时导通以对电容器C4充电。如在上述的图4的电路400中那样，电容器C3和电容器C4的正端部连接到负载(本文中为扬声器SPK)。因此，电容器C3和电容器C4可用于使至负载SPK的电压大于正电源电压(图8中的Vpos)。这是与就上述图4中的电路400所说明的操作相同的操作，并且导致至负载的电压增加了电源电压，从而导致至负载的输出电压为两倍的电源电压。
除了电路800中的第一外桥802以外，存在第二外桥804，第二外桥804包括FET M1、FET M6、FET M7和FET M12，以及电容器C1和电容器C2。第二外桥804被操作成使得FET M1和FET M9同时导通以对电容器C1充电，以及FET M10和FET M6同时导通以对电容器C2充电。与电容器C3和电容器C4不同，电容器C1和电容器C2的负端连接到负载SPK。因此，电容器C1和电容器C2可用于使至负载SPK的电压小于负电源电压(图8中的Vneg)，而不是如电容器C3和电容器C4的那样使输出高于正电压电压。这导致至负载的电压又增加了电源电压。因此，如果外桥802和外桥804两者在工作，则至负载的输出电压将等于三倍的电源电压。
不像图4的电路400那样，现在不需要反转电容器C3和电容器C4(图4中的Cp1和Cp2)的极性，以使至负载的电压低于负电源电压。图8的电路800因此仍然有效，并且可以输出给负载的电压的范围等于三倍的电源电压。
应该理解的是，在使用这样的“三倍电压”、“第二(或双)外桥”、“双电容器升压”电路的D类放大器中，由于栅极电容通常很高(以获得低导通电阻)，因此在为了将FET开关导通和关断所需要的驱动器中会丧失一些效率。然而，可以减少这样的低效率。
通过参照表1来考虑上述图8的电路800的操作，表1是FET开关的表，其中M编号是图8的FET的编号：
Figure GDA0002973195760000141
表1
在表1中，++条目是指向负载输出大于桥的左侧上的正电源电压并且小于桥的右侧上的负电源电压的输出电压。+条目是指输出等于左侧上的正电源电压并且等于右侧上的负电源电压，而-条目是指输出等于左侧上的负电源电压并且等于右侧上的正电源电压。最后，--条目是指输出小于左侧上的负电源电压并且大于右侧上的正电源电压。
如表所示，四个FET开关在+和-状态期间是关断的。例如，在+状态中，FET M3和FETM10是导通的以创建所请求的输出电压，但是FET M8也是导通的以使得FET M3此时为电容器C3充电，并且FET M6也是导通的以使得FET M10同时为电容器C4充电。类似的情况存在于-状态中，其中FET M1也是导通的以通过FET M9为电容器C1充电，以及FET M11是导通的以通过M4为电容器C4充电。
因此，当放大器在+状态与-状态之间振荡时，由于放大器是针对低信号电平的，因此FET M1、FET M6、FET M8和FET M11的栅极被驱动，从而将所有四个电容器保持在当需要时可以使它们驱动至高于或低于电源的状态。
然而，由于一旦电容器被充电就不需要保持FET M1、FET M6、FET M8和FET M11导通，因此这里存在不必要的低效率。然而，由于控制器可以访问被输送到负载的模拟信号，因此控制器可以检测到模拟信号正在接近需要这些电容器的点。这样的检测足以开始驱动FET M1、FET M6、FET M8和FET M11的过程。
在低输入信号电平的情况下，由于不需要升压电源电压并且电容器不需要充电，因此所有的FET M1、FET M6、FET M8和FET M11可以保持非激活。这节省了本应当被用于对FET M1、FET M6、FET M8和FET M11的栅极进行充电和放电的电流。然而，在较大的输入信号的情况下，仍然需要电容器，并且因此在如上所述没有更好的解决方案的情况下，必须激活适当的FET。控制器确定每个FET何时被激活，并且控制器可以被编程以导通和关断FET从而以此方式节省电流。如下面所讨论的，控制器可以使用查找表以确定在给定情况下哪些FET应该被激活。
图9中示出了图8的电路800的替代方案。电路900示出了这样一种方法：可以仅使用两个电容器而非电路800中使用的四个电容器来实现使负载SPK1的两侧(如以上电路800中那样)从电源电压升高和降低的期望结果。这是通过根据需要将电容器交替地连接至SPK1的任一侧，而非如在电路800中仅将电容器连接至一侧来实现的。电路900具有与图4的全桥电路400相同的两个电容器，但是比图4的全桥电路400多四个FET开关。
在电路900中，电容器C1被定位成使得其经由FET M9并且通过两个其他连接之一(经由FET M5和FET M2，或经由FET M6和FET M3)来充电。在这两种情况下，C1的左手侧被充电至Vneg(负电源电压)，并且右手侧被充电至Vpos(正电源电压)。当需要较高的电压来使SPK1的左手侧升高至大于正电源电压时，FET M1和FET M5导通，以将电容器C1连接至SPK1的左手侧，而当需要较高的电压来提升SPK1的右手侧时，FET M1和FET M6导通，以将电容器C1连接至SPK1的右手侧。因此，电容器C1能够使施加至SPK1的左手侧或右手侧的电压大于正电源电压。
类似地，电容器C2被定位成使得其经由FET M4并且通过两个其他连接之一(经由FET M8和FET M11，或者经由FET M7和FET M10)充电。在这两种情况下，C2的左手侧被充电至Vneg(负电源电压)，并且右手侧被充电至Vpos(正电源电压)。当需要较低的电压来使SPK1的左手侧低于负电源电压时，FET M12和FET M7导通，以使电容器C2连接至SPK1的左手侧，而当需要较低的电压以使扬声器的右手侧低于负电源电压时，FET M12和FET M11导通。因此，以与电容器C1增加电源电压类似的方式，电容器C2能够使施加至SPK1的左手侧或右手侧的电源电压低于负电源电压。
仅利用两个电容器，电路900因而能够向负载的任一侧施加高于正电源电压或低于负电源电压的电压。电路900相对于具有四个电容器的电路400的一个缺点在于：在一些情况下，在电路900中有比电路400中更多的FET开关是串联导通的，这明显增加了电阻。这些情况是在充电期间在以下情况下发生的：电路900中的三个FET开关串联地形成充电路径(相比于具有四个电容器的电路中的两个)，并且当两个FET开关串联导通时使得电路施加大于或小于电源电压的电压(相比于具有四个电容器的电路中的一个)。因此，效率稍许减少，这是因为在电路900中在一段时间内有更多的FET是导通的。
电路900的双电容器配置还有另一个优点。返回参照图8中的电路800，当对电容器C1充电时，电路800的左手侧上的器件FET M1和FET M7导通。由于无论SPK的左手端存在什么信号，电容器C1的右手侧都能看到，并且无法与其断开，因此需要关断FET M1和FET M7二者以使得C1的左手侧能够超过正电源电压(回忆第二外桥804中的电容器C1和C2能够使驱动低于负电源电压，并且由此当FET M3导通时使得C1的左手侧大于正电源电压；因此，此时FET M1必须关断，使得C1的左手侧变得大于正电源电压而没有钳制)。
将电容器驱动成大于正电源电压(或小于负电源电压)，需要驱动电容器的FET开关被设计成承受电源值之外的电压。然而，再次参照图9，在双电容器电路900中，驱动器FETM1和FET M9以及FET M4和FET M12不需要二者都关断，并且不需要承受电源电压之外的电压。这简化了驱动电子器件，即用于驱动这些FET的栅极的器件，并且其消除了具有原本为容置更高电压所需的浮动扩散区这一需求(至少在FET M1、FET M4、FET M9和FET M12中是这样的情况。其他六个FET器件将仍需要对电源轨外部的电压的保护和容置)
本领域技术人员还将理解关于FET开关的功耗，电路900与图8的电路800一样有效。回忆以上表1，其表示FET开关的、针对施加至图8的电路800的负载的电压的每种可能情况的状态。可以通过标注对于每个电压状态转换的FET开关转换(从导通到关断或反之亦然)的次数来实现电路800与电路900的效率：
状态转换 电路800—四个电容器 电路900—双电容器
++至+ 6 6
+至- 8 8
-至-- 6 6
如上所述，+条目表示输出等于左侧上的正电源电压以及右侧上的负电源电压，-条目表示输出等于左侧上的负电源电压和右侧上的正电源电压，++条目表示输出大于左侧上的正电源电压并且低于右侧上的负电源电压，以及--条目表示输出低于左侧上的负电源电压并且高于右侧上的正电源电压。
实现电压状态转换所需的FET转换的次数没有差别，并且因此从栅极电荷损耗的观点来看，电路800和电路900的设计同样有效率。当模拟信号小时，也可以通过使FET M5、FET M6、FET M7和FETM8关断来提高双电容器电路900的效率。这提供了与具有四个电容器的电路相同的效率提升。因此，从这点来看电路是等效的。
如上文所述，需要控制器来使上述电路中的任何一个的FET开关根据所接收的输入信号来导通和关断。虽然可以使用任何典型的D类控制器，但是图10的电路1000中示出了这样的控制器的一个示例。
通过已知手段生成三角波，其在此处被示为施加至由运算放大器U1、电阻器R1以及电容器C5组成的积分器的时钟C，使得时钟振幅涵盖了比较电压rl(“参考低”)与rz(“参考零”)之间、以及rz与rh(“参考高”)之间的电压差。例如，rh可以是+1伏特，rz可以是0伏特，并且rl可以是-1伏特，在这种情况下三角振幅也为1伏特。当三角波形跨过这些阈值时，比较器CH、CZ以及CL驱动解码器(“DECODE”)的初级(或“基础”)状态变量。
解码器将初级状态变量转换成驱动开关所需的特定状态。这些状态依次布置在其生成的输出电压中，并且由于三角波具有工作频率，因此输出电压可以被过滤以导出平均输出电压。该跨越扬声器的平均输出电压可经由差分元件U5获得，U5产生了待馈送至由U4和频带限制电容器C6例示的有限带宽模拟控制环路的“扬声器信号”。
由于频带受限而被平均的输出与三角波形进行比较，并且影响了出现比较器的特定初级状态的可能性，这进而因解码器而影响平均输出。由于输出状态为电压单调的，因此整体负反馈可以是稳定的，并且在特定的小带宽内(通常为约10Hz至20KHz的音频范围)，使得平均输出电压等于输入电压。
本领域技术人员将理解，两个附加的比较器CC-和CC+不影响桥的输出电压，但是其影响电容器的充电。这些比较器CC-和CC+具有将限制设置成使充电无效的阈值。其构成了在如上所述的适当环境下关断驱动器的机制。
控制器1000仅是基于带外调制被应用于控制环路的原理的控制器的一个示例。如上所述将桥配置从四个电容器变成两个电容器，不改变该控制环路的基本设计，但是需要考虑开关根据所使用的配置而以不同方式连接这一事实。由此，需要使存在于解码块中的各种控制信号的映射(其例如可以被存储为表)被改变成对应于电路配置。
在一些实施方式中，可以根据于移动设备的当前功能而动态地配置这样的表。例如，如果智能电话的操作软件检测到通话正在进行中，则其可以向放大器控制器提供表以防止一个或多个外桥被激活，然后当播放音乐时提供允许放大器控制器再次激活该外桥的表。当检测到电池电量低时，智能电话或其他移动设备也可以禁止使用双倍或三倍电压工作，以延迟设备消耗完电力。
图11示出了通用控制器，图10的通用控制器是示例。在电路1100中，U1是对输出信号“Out”与输入信号“In”进行比较并且驱动误差信号至U2(过滤元件)的差分元件。过滤元件U2本质上为积分器，但是它可能具有任意的复杂性，该积分器对某一带宽内的误差进行累积，并且将其施加至U3，U3是将扰动(即在所关注的频带之外的信号)添加至积分误差的加法器。
此处U4被示出为如下模拟数字转换器(ADC)，通常为量化器：其接收扰动的积分信号作为输入，并且生成在总线(图11中示出为“5”，但是总线可以具有任意宽度)上所表示的状态的序列。从ADC或量化器输出的状态的离散集合被施加至元件U5(解码器)，其如上述那样可以是将ADC或量化器状态转换成开关控制状态的“查找表”(图11中示出为总线“12”，但是总线可以具有任意宽度)。
由ADC或量化器U4生成的相邻状态的序列导致在输出中为单调的开关控制状态是有必要的。也就是说，当对ADC或量化器的输入超过其输入范围时，开关驱动状态致使输出参数在输出中单调地上下移动。输出状态的序列“向上”增加或“向下”减少决定了反馈的极性。如图11所示，当ADC输入增加时，开关必须被驱动为单调地增加输出，这是因为对U1的反馈被示出为负(即，在U1下部上的“气泡(bubble)”表示减法)。
图12示出了图11的通用控制回路的变型。在图12的控制回路1200中，如现有技术中已知的那样，由于控制回路中的故意不稳定性而产生带外信号，使得电路自激振荡；尽管这种差异来自控制回路1100，但是上述控制回路的相同的通用描述是适用的。本文中所描述的双重电压电路或三重电压电路可以类似地为自激振荡。
图13示出了根据一个实施方式的控制回路1300，其中解码器U5接收所需的配置。本领域技术人员将了解，满足用于在量化器输出的相邻状态之间转换的单调输出要求的开关的任何配置都可以由相同的回路控制。不同的开关配置通过由解码块U5接收的配置所容纳。变化可以硬连线到特定的开关配置，或者系统可以适应不同的开关配置，如输入信号“配置”对解码器元件所指示的那样。
图14是使用被配置为或类似于如上所述的那些中的一个的D类放大器电路的一般方法1400的一个实施方式的流程图。方法1400假定D类放大器电路除了通常在现有技术中使用的常规内桥之外还具有至少一个外桥。
在步骤1402，放大器接收输入信号以及使输入信号数字化。如以上所述，如果放大器上的负载是扬声器，则预期是要通过扬声器放大和播放的音频信号。音频信号如现有技术中已知的那样，例如通过将其与在图10的电路1000中所示的三角波形相组合而被数字化。
在步骤1404，控制器，例如图10的电路1000，确定输入信号是高于电源电压的上限还是低于电源电压的下限。
如果输入信号没有高于或低于电源电压的限制，那么如上述那样仅需要常规的内桥来放大信号。在步骤1406，控制器生成合适的代码以导通或关断放大器电路中的开关(其如上述那样可以例如是FET)，如以上所说明的，使得一个或多个外桥不会对负载施加电压并且仅利用内桥来放大输入信号。如上所述，代码可以被包含在由控制器访问的查找表中。
然而，如果信号高于或低于电源电压的限制，那么一个或更多个外桥(再次，该方法假设存在至少一个外侨，并且可能存在如上所述的更多个外侨)因而被用于获得适当的更高和/或更低的施加至负载的电压。
在这种情况下，在步骤1408，控制器致使电路中的电容器被充电，并且在步骤1410，控制器通过生成适当的代码来激活一个或更多个外桥从而导通或关断使得一个或更多个电容器产生施加到负载的电压的开关。在步骤1412，然后利用内桥和如上所述的一个或多个被激活的外桥来放大输入信号。
在步骤1406，在通过单独的内桥或通过一个或多个内桥和外桥来放大输入信号后，在步骤1414将经放大的信号输出到负载。
可以对各步骤的次序进行一些修改。例如，如上所述，在一些实施方式中，电容器可以一直被充电，并且到负载的连接不被激活，除非电容器需要产生施加到负载上的电压，而在其他实施方式中，当预期将需要产生施加至负载的电压时，电容器仅被充电。本领域技术人员将理解对所描述的方法的其他修改。
以上已经参照若干实施方式说明了所公开的系统和方法。按照本公开内容的其他实施方式对于本领域技术人员而言是显而易见的。利用除在上述实施方式中描述的配置或步骤之外的配置或步骤，或者与不同于上述元素的元素相结合或除上述元素之外还与其他元素相结合，可以容易地实现所描述的方法和装置的某些方面。
例如，预期所需装置可以以多种方式实现，包括作为硬连线电路，或在半导体器件中实施。开关可以是所描述的FET，包括但不限于MOSFET，或者可以是其他类型的开关。
在元件被示出为相连的情况下，在一些实施方式中它们可以通过另一元件(例如，通过另一电阻)彼此耦接。不同的电源电压可以被用于特定的应用，可以使用除了扬声器和各种电阻之外的负载，并且根据特定的应用可以使用针对诸如电容器这样的其他部件的各种参数，。本领域技术人员将理解如何确定什么部件值对于特定的预期应用将是适合的。
此外，根据优选的信号振幅和放大器方案，可以选择为使至负载的任一端或两端的信号升高至高于或低于电源电平，以实现“多级”驱动信号。
对实施方式的所述变型和其他变型意在被仅由所附权利要求限定的本公开内容所涵盖。

Claims (12)

1.一种用于向负载提供一系列输出脉冲的D类放大器，所述输出脉冲表示输入信号，所述D类放大器包括：
四个半桥切换电路，每个半桥切换电路具有PMOS晶体管和NMOS晶体管，所述PMOS晶体管和所述NMOS晶体管中的每个晶体管的栅极接收表示所述输入信号的一系列输入脉冲，每个PMOS晶体管的源极耦接至正电源，每个NMOS晶体管的源极耦接至负电源，并且每个半桥中的PMOS晶体管的漏极连接至同一半桥中的NMOS晶体管的漏极；
第一半桥切换电路的两种晶体管的漏极连接至所述负载的一侧并且第二半桥切换电路的两种晶体管的漏极连接至所述负载的相对侧；
第一电容器，所述第一电容器的正端子连接至所述第一半桥的两种晶体管的漏极并且所述第一电容器的负端子连接至第三半桥的两种晶体管的漏极；以及
第二电容器，所述第二电容器的正端子连接至所述第二半桥的两种晶体管的漏极并且所述第二电容器的负端子连接至第四半桥的晶体管的漏极。
2.根据权利要求1所述的D类放大器，还包括数字化电路，所述数字化电路具有用于接收输入信号的输入并且生成表示要施加至所述PMOS晶体管和所述NMOS晶体管的栅极的输入信号的幅值和频率的一系列输入脉冲，所述一系列输入脉冲的频率显著高于所述输入信号的频率。
3.根据权利要求2所述的D类放大器，其中所述输入信号是音频信号并且所述负载是扬声器。
4.一种用于向负载提供一系列输出脉冲的D类放大器，所述输出脉冲表示输入信号，所述D类放大器包括：
四个半桥切换电路，每个半桥切换电路具有第一晶体管和第二晶体管，所述第一晶体管和所述第二晶体管中的每个晶体管的栅极接收表示所述输入信号的一系列输入脉冲，每个第一晶体管的源极耦接至正电源，每个第二晶体管的源极耦接至负电源，并且每个半桥中的第一晶体管的漏极连接至同一半桥中的第二晶体管的漏极；
第一半桥切换电路的两种晶体管的漏极连接至所述负载的一侧并且第二半桥切换电路的两种晶体管的漏极连接至所述负载的相对侧；
第一电容器，所述第一电容器的正端子连接至所述第一半桥的两种晶体管的漏极并且所述第一电容器的负端子连接至第三半桥的两种晶体管的漏极；以及
第二电容器，所述第二电容器的正端子连接至所述第二半桥的两种晶体管的漏极并且所述第二电容器的负端子连接至第四半桥的晶体管的漏极。
5.根据权利要求4所述的D类放大器，其中每个第一晶体管是PMOS晶体管。
6.根据权利要求4所述的D类放大器，其中每个第二晶体管是NMOS晶体管。
7.根据权利要求4所述的D类放大器，还包括数字化电路，所述数字化电路具有用于接收输入信号的输入并且生成表示要施加至所述第一晶体管和所述第一晶体管的栅极的输入信号的幅值和频率的一系列输入脉冲，所述一系列输入脉冲的频率显著高于所述输入信号的频率。
8.根据权利要求7所述的D类放大器，其中所述输入信号是音频信号并且所述负载是扬声器。
9.一种操作D类放大器以向负载提供一系列放大输出脉冲的方法，所述放大输出脉冲表示输入信号，其中所述D类放大器包括：四个半桥切换电路，每个半桥切换电路具有第一晶体管和第二晶体管，所述第一晶体管和所述第二晶体管中的每个晶体管的栅极接收数字化输入音频信号，每个第一晶体管的源极耦接至正电源电压，每个第二晶体管的源极耦接至负电源电压，并且每个半桥中的第一晶体管的漏极连接至同一半桥中的第二晶体管的漏极，第一半桥切换电路的两种晶体管的漏极连接至所述负载的一侧并且第二半桥切换电路的两种晶体管的漏极连接至所述负载的相对侧；第一电容器，所述第一电容器的正端子连接至所述第一半桥的两种晶体管的漏极并且所述第一电容器的负端子连接至第三半桥的两种晶体管的漏极；以及第二电容器，所述第二电容器的正端子连接至所述第二半桥的两种晶体管的漏极并且所述第二电容器的负端子连接至第四半桥的晶体管的漏极，所述方法包括：
通过控制器确定所述输入信号的电压是否延伸到所述正电源电压的上限以上或者延伸到所述负电源电压的下限以下；
如果所述输入信号的电压没有延伸到所述正电源电压的上限以上或者延伸到所述负电源电压的下限以下，则通过所述控制器使所述晶体管中的每个晶体管分立地激活或不激活，使得在没有来自所述第一电容器和所述第二电容器上的任何电压的任何贡献的情况下，所述输入信号被所述第一半桥切换电路和所述第二半桥切换电路放大，并且被放大的输出信号被提供给所述负载，使得施加至所述负载的电压为所述正电源电压与所述负电源电压之间的差；
如果所述输入信号电压延伸到所述正电源电压的上限以上或者延伸到所述负电源电压的下限以下，则通过所述控制器使所述晶体管中的每个晶体管分立地激活或不激活，使得在具有来自所述第一电容器和所述第二电容器中的每个电容器上的电压的贡献的情况下，所述输入信号被全部半桥切换电路放大，并且被放大的输出信号被提供给所述负载。
10.根据权利要求9所述的方法，其中来自所述第一电容器和所述第二电容器中的每个电容器上的电压的贡献等于所述正电源电压与所述负电源电压之间的差，使得施加至所述负载的电压是所述正电源电压与所述负电源电压之间的差的两倍。
11.根据权利要求9所述的方法，还包括：
通过所述控制器接收所述输入信号；
在分立地使所述晶体管中的每个晶体管激活或不激活之前，通过所述控制器对所述输入信号进行数字化以创建表示所述输入信号的一系列脉冲。
12.根据权利要求11所述的方法，其中所述输入信号是音频信号，并且对所述输入信号进行数字化还包括将所述输入信号添加至三角波形以创建表示所述输入信号的所述一系列脉冲。
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