JPS61177164A - Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ回路 - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ回路Info
- Publication number
- JPS61177164A JPS61177164A JP1728485A JP1728485A JPS61177164A JP S61177164 A JPS61177164 A JP S61177164A JP 1728485 A JP1728485 A JP 1728485A JP 1728485 A JP1728485 A JP 1728485A JP S61177164 A JPS61177164 A JP S61177164A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- base
- transistor
- circuit
- winding
- transformer
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は、自励発振のロイヤ型ＤＣ−ＤＣコンバータ回
路に関し、更に詳しくはそのベースバイアス回路にコン
デンサを付設してトランジスタのターンオフ時のスパイ
ク電流の発生を抑制するベース蓄積電荷の急速放電回路
を備えたＤＣ−ＤＣコンバータ回路に関するものである
。
路に関し、更に詳しくはそのベースバイアス回路にコン
デンサを付設してトランジスタのターンオフ時のスパイ
ク電流の発生を抑制するベース蓄積電荷の急速放電回路
を備えたＤＣ−ＤＣコンバータ回路に関するものである
。
［従来の技術］
自動型マルチコンバータの一種として可飽和トランジス
タいるロイヤ型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路は周知であり
、１トランス型で回路構成が比較的簡単であるという特
徴を有するため広く利用きれている。
タいるロイヤ型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路は周知であり
、１トランス型で回路構成が比較的簡単であるという特
徴を有するため広く利用きれている。
従来のロイヤ型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の一例を第３
図に示す。可飽和トランスＴにおいてり、、 Ｌ２は一
次巻線、Ｌ、、 Ｌ４はベース巻線、Ｌ５は出力用二次
巻線である。また、Ｑ３．Ｑ２はトランジスタ、Ｒ１は
発振起動バイアス用抵抗、Ｄはダイオード、Ｒ２はベー
ス電流設定用抵抗であり、符号１はベースバイア３回路
、符号２は整流平滑回路である。
図に示す。可飽和トランスＴにおいてり、、 Ｌ２は一
次巻線、Ｌ、、 Ｌ４はベース巻線、Ｌ５は出力用二次
巻線である。また、Ｑ３．Ｑ２はトランジスタ、Ｒ１は
発振起動バイアス用抵抗、Ｄはダイオード、Ｒ２はベー
ス電流設定用抵抗であり、符号１はベースバイア３回路
、符号２は整流平滑回路である。
電源が投入されると発振起動バイアス用抵抗Ｒ１から可
飽和トランスＴのベース巻ＩＩＬ、、 Ｌ４を通してト
ランジスタＱ１．Ｑ、にベースバイアス電流が供給され
発振を開始する。トランジスタのｈｆ、のばらつき等に
より、いずれか一方のトランジスタが先にオン状態に移
行する。ここではトランジスタＱ□が先にオン方向に向
かうと仮定する。トランジスタＱ、がオンに移行すると
、該トランジスタＱ、は一次巻線Ｌ１を通して可飽和ト
ランスＴを励磁する。それによってベース巻線Ｌ４はト
ランジスタＱ２をオフ方向へ、ベース巻線Ｌ３はトラン
ジスタＱ１をオン方向へそれぞれ移行さ゛せる誘起電圧
を発生し動作を加速する。ベース巻＋ｉ！１ＩＬ３、ベ
ース電流設定用抵抗Ｒ２およびダイオードＤを通してベ
ース電流が流れるので、トランジスタＱ１はしばらくオ
ン状態を維持する。−次巻、Ｉ＠Ｌ□を流れる電流は積
分され次第に増加していくが、ついにはトランスＴの磁
心を飽和させる。するとトランスＴの各巻線に誘起して
いた電圧は急激に消滅し、トランジスタＱ、を駆動して
いたベース電流も零になり、オフに移行する。この時−
次巻線Ｌ１にはフライバック効果により逆起電力が生じ
、各巻線にも逆電圧が発生する。この逆電圧によって今
度は他方のトランジスタＱ２がオン方向へ、前記のトラ
ンジスタＱ１がオフ方向へ動作し始める。以下同様の動
作を繰り返し発振が継続される。
飽和トランスＴのベース巻ＩＩＬ、、 Ｌ４を通してト
ランジスタＱ１．Ｑ、にベースバイアス電流が供給され
発振を開始する。トランジスタのｈｆ、のばらつき等に
より、いずれか一方のトランジスタが先にオン状態に移
行する。ここではトランジスタＱ□が先にオン方向に向
かうと仮定する。トランジスタＱ、がオンに移行すると
、該トランジスタＱ、は一次巻線Ｌ１を通して可飽和ト
ランスＴを励磁する。それによってベース巻線Ｌ４はト
ランジスタＱ２をオフ方向へ、ベース巻線Ｌ３はトラン
ジスタＱ１をオン方向へそれぞれ移行さ゛せる誘起電圧
を発生し動作を加速する。ベース巻＋ｉ！１ＩＬ３、ベ
ース電流設定用抵抗Ｒ２およびダイオードＤを通してベ
ース電流が流れるので、トランジスタＱ１はしばらくオ
ン状態を維持する。−次巻、Ｉ＠Ｌ□を流れる電流は積
分され次第に増加していくが、ついにはトランスＴの磁
心を飽和させる。するとトランスＴの各巻線に誘起して
いた電圧は急激に消滅し、トランジスタＱ、を駆動して
いたベース電流も零になり、オフに移行する。この時−
次巻線Ｌ１にはフライバック効果により逆起電力が生じ
、各巻線にも逆電圧が発生する。この逆電圧によって今
度は他方のトランジスタＱ２がオン方向へ、前記のトラ
ンジスタＱ１がオフ方向へ動作し始める。以下同様の動
作を繰り返し発振が継続される。
［発明が解決しようとする問題点フ
ロイヤ型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、トランスが１個
で済み、回路構成も比較的単純であるという利点を有す
るが、スイッチングの際に大きなスパイク電流が流れる
という欠点がある。
で済み、回路構成も比較的単純であるという利点を有す
るが、スイッチングの際に大きなスパイク電流が流れる
という欠点がある。
前記の動作の中でトランスが飽和点に達し、トランジス
タＱ１がターンオフする時、該トランジスタＱ□のベー
スに蓄積された少数キャリアのためシャープにオフでき
ず、キャリアが消滅するまでオン状態を維持する。とこ
ろがこの時既に他方のトランジスタＱ２はオン動作を始
めており、その結果トランスＴの一次巻線Ｌ１． Ｌ２
は僅かではあるが同時に駆動される時間帯を有すること
になる。
タＱ１がターンオフする時、該トランジスタＱ□のベー
スに蓄積された少数キャリアのためシャープにオフでき
ず、キャリアが消滅するまでオン状態を維持する。とこ
ろがこの時既に他方のトランジスタＱ２はオン動作を始
めており、その結果トランスＴの一次巻線Ｌ１． Ｌ２
は僅かではあるが同時に駆動される時間帯を有すること
になる。
この時間帯ではトランスＴのインピーダンスは零となり
、その結果大きなスパイク電流が流れる。このスパイク
電流によって有害なノイズが発生するばかりでなく、両
トランジスタの発熱が著しく、変換効率を大幅に低下さ
せることになり、ロイヤ型コンバータ回路の大きな欠点
となっている。
、その結果大きなスパイク電流が流れる。このスパイク
電流によって有害なノイズが発生するばかりでなく、両
トランジスタの発熱が著しく、変換効率を大幅に低下さ
せることになり、ロイヤ型コンバータ回路の大きな欠点
となっている。
このようなスパイク電流をある程度抑制する目的で一次
側の主回路にチョークコイルを挿入することも行われて
いるが、チョークコイルを挿入するとその直流抵抗によ
り損失が生じるほか、フライバック電圧による出力電圧
の変動が問題となり、必ずしも十分満足しうる効果はも
たらされない。
側の主回路にチョークコイルを挿入することも行われて
いるが、チョークコイルを挿入するとその直流抵抗によ
り損失が生じるほか、フライバック電圧による出力電圧
の変動が問題となり、必ずしも十分満足しうる効果はも
たらされない。
本発明の目的は、上記のような従来技術の欠点を解消し
、回路構成が比較的簡単であるといろロイヤ邸ＤＣ−Ｄ
Ｃコンパー々ｒＥＲ胞の再所葵生かし、その欠点である
ターンオフ時のストレージの影響による低効率の問題を
解決しうるようなりＣ−ＤＣコンバータ回路を提供する
ことにある。
、回路構成が比較的簡単であるといろロイヤ邸ＤＣ−Ｄ
Ｃコンパー々ｒＥＲ胞の再所葵生かし、その欠点である
ターンオフ時のストレージの影響による低効率の問題を
解決しうるようなりＣ−ＤＣコンバータ回路を提供する
ことにある。
［問題点を解決するための手段］
上記のような目的を達成することのできる本発明は、ト
ランジスタのベース電荷急速放電回路の付いたＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ回路であり、その具体的な構成は、ロイヤ
型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路において、ベースバイアス
回路のベース巻線接続端と直流電源入力端との間に、ト
ランジスタのオフ時のベース蓄積電荷を吸収するコンデ
ンサを付設した点に大きな特徴を有するものである。
ランジスタのベース電荷急速放電回路の付いたＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ回路であり、その具体的な構成は、ロイヤ
型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路において、ベースバイアス
回路のベース巻線接続端と直流電源入力端との間に、ト
ランジスタのオフ時のベース蓄積電荷を吸収するコンデ
ンサを付設した点に大きな特徴を有するものである。
ここで取り付けられるコンデンサの容量は、回路条件に
より異なるが、通常１〜１０μＦの範囲が適当である。
より異なるが、通常１〜１０μＦの範囲が適当である。
［実施例］
以下、図面に基づき本発明について更に詳しく説明する
。第１図は、本発明に係るロイヤ型ＤＣ−ＤＣＣコンバ
ーブ路の一実施例を示す回路図である。基本的な構成は
第３図に示す従来構成の場合とほぼ同様であるから、理
解を容易ならしめるため対応する部分には同一符号を付
す。
。第１図は、本発明に係るロイヤ型ＤＣ−ＤＣＣコンバ
ーブ路の一実施例を示す回路図である。基本的な構成は
第３図に示す従来構成の場合とほぼ同様であるから、理
解を容易ならしめるため対応する部分には同一符号を付
す。
直流電源入力の一端を可飽和トランスＴの一次巻ＲＬ、
、 Ｌ２の中点に、該−次巻線り、、 Ｌ２の両地端を
それぞれトランジスタＱ１．Ｑ２を介して直流電源入力
の他端に接続するとともに、前記トランジスタＱ１．
Ｑ２のベースをそれぞれ前記可飽和トランスＴの二つの
ベース巻線Ｌ３゜Ｌ の一端に、該ベース巻線Ｌ３．
Ｌ、の他端をベースバイアス回路１に接続して、両ベー
ス巻線Ｌ３． Ｌ４の誘起電圧で前記トランジスタＱ。
、 Ｌ２の中点に、該−次巻線り、、 Ｌ２の両地端を
それぞれトランジスタＱ１．Ｑ２を介して直流電源入力
の他端に接続するとともに、前記トランジスタＱ１．
Ｑ２のベースをそれぞれ前記可飽和トランスＴの二つの
ベース巻線Ｌ３゜Ｌ の一端に、該ベース巻線Ｌ３．
Ｌ、の他端をベースバイアス回路１に接続して、両ベー
ス巻線Ｌ３． Ｌ４の誘起電圧で前記トランジスタＱ。
Ｑ２を交互にスイッチングさせ、可飽和トランスＴの二
次巻線Ｌ５の出力を整流平滑口＠２で整流して出力する
よう構成される。直流電源の再入力端間に接続されるベ
ースバイアス回路１は、発振起動バイアス用抵抗Ｒ２と
ダイオードＤとベース電流設定用抵抗Ｒ２との直列接続
から構成され、発振起動バイアス用抵抗Ｒ，の一端がベ
ース巻線り、、Ｌ４に接続される。
次巻線Ｌ５の出力を整流平滑口＠２で整流して出力する
よう構成される。直流電源の再入力端間に接続されるベ
ースバイアス回路１は、発振起動バイアス用抵抗Ｒ２と
ダイオードＤとベース電流設定用抵抗Ｒ２との直列接続
から構成され、発振起動バイアス用抵抗Ｒ，の一端がベ
ース巻線り、、Ｌ４に接続される。
ここで本発明が従来技術と顕著に相違する点１、ｔ 、
前記ベースバイアス回路１のベース１ｉｉｉｌＬ３゜Ｌ
４の共通接続端と直流電源入力の一端との間に、即ちダ
イオードＤとベース電流設定用抵抗Ｒ２とからなる回路
と並列に比較的容量の大きいコンデンサＣを付設した点
である。このコンデンサＣの容量は回路条件により異な
るが、通常１〜１０μＦ程度のものが適当である。極性
を有するコンデンサを用いる場合には、図示されている
ようにプラス側が直流電源入力の一端に接続されるよう
にする。
前記ベースバイアス回路１のベース１ｉｉｉｌＬ３゜Ｌ
４の共通接続端と直流電源入力の一端との間に、即ちダ
イオードＤとベース電流設定用抵抗Ｒ２とからなる回路
と並列に比較的容量の大きいコンデンサＣを付設した点
である。このコンデンサＣの容量は回路条件により異な
るが、通常１〜１０μＦ程度のものが適当である。極性
を有するコンデンサを用いる場合には、図示されている
ようにプラス側が直流電源入力の一端に接続されるよう
にする。
次に本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ回路のコンバー
タとしての基本的な動作は従来技術で説明したのとほぼ
同様であるから、それについての説明は前記の説明と重
複するから省略する。スイッチングの際に生じる有害な
スパイク電流の原因は、トランジスタ特有の少数キャリ
アによることは前述した通りである。そこで本発明では
ベース蓄積電荷をコンデンサに急速放電させてストレー
ジの悪影響を無くすように工夫されている。
タとしての基本的な動作は従来技術で説明したのとほぼ
同様であるから、それについての説明は前記の説明と重
複するから省略する。スイッチングの際に生じる有害な
スパイク電流の原因は、トランジスタ特有の少数キャリ
アによることは前述した通りである。そこで本発明では
ベース蓄積電荷をコンデンサに急速放電させてストレー
ジの悪影響を無くすように工夫されている。
さて発振状態にある場合のコンデンサＣの端子電圧（Ａ
点の電圧）は電源電圧に対して負の電圧にバイアスされ
ている。例えばトランジスタＱ□がオンの時、そのベー
ス電圧は約０．８ｖである。トランスＴのベース巻線Ｌ
３． Ｌ、の出力電圧が３■の場合、コンデンサＣの端
子電圧は−３＋ ０．８ ＝ −２，２Ｖとなり、この
負電圧で充電されていることになる。ここでトランスＴ
が飽和点に達し、トランジスタＱ、がターンオフする時
、ベース巻線Ｌ３の誘起電圧は零になる。
点の電圧）は電源電圧に対して負の電圧にバイアスされ
ている。例えばトランジスタＱ□がオンの時、そのベー
ス電圧は約０．８ｖである。トランスＴのベース巻線Ｌ
３． Ｌ、の出力電圧が３■の場合、コンデンサＣの端
子電圧は−３＋ ０．８ ＝ −２，２Ｖとなり、この
負電圧で充電されていることになる。ここでトランスＴ
が飽和点に達し、トランジスタＱ、がターンオフする時
、ベース巻線Ｌ３の誘起電圧は零になる。
該ベース巻線Ｌ３の他端は負電圧に充電されたコンデン
サＣに接続されているから、この時トランジスタＱ１に
残っている少数キャリアは急激にコンデンサＣへ向かっ
て放電し、シャープなターンオフ動作を実行する。この
ような作用によって有害なスパイク電流の発生は最小限
度に抑えられ、変換効率は大きく改善されることになる
。
サＣに接続されているから、この時トランジスタＱ１に
残っている少数キャリアは急激にコンデンサＣへ向かっ
て放電し、シャープなターンオフ動作を実行する。この
ような作用によって有害なスパイク電流の発生は最小限
度に抑えられ、変換効率は大きく改善されることになる
。
ここでコンバータの一次側主回路の直流電源入力とトラ
ンスＴの一次巻線中点間に挿入されたチョークコイルＣ
Ｈは、そのインダクタンスによってスパイク電流をある
程度抑える機能を果たし、各トランジスタＱ、、 Ｑ２
に対して並列に接続されたコンデンサＣＩ、Ｃ２は、寄
生振動防止用のものである。
ンスＴの一次巻線中点間に挿入されたチョークコイルＣ
Ｈは、そのインダクタンスによってスパイク電流をある
程度抑える機能を果たし、各トランジスタＱ、、 Ｑ２
に対して並列に接続されたコンデンサＣＩ、Ｃ２は、寄
生振動防止用のものである。
第２図は本発明と従来技術との回路の出力波形の相違を
示す。実線が本発明に係る回路の波形であり、それに対
して破線は従来回路の波形である。この第２図からも明
らかなように、従来顕著に生じていたスパイク状のコレ
クタ電圧ａ１コレクタ電流す、ｃは本発明ではほとんど
生じず、またトランジスタのコレクタ電圧の立ち下がり
ｄも遅れがなく極めてシャープなものとなる。このこと
は特にトランジスタＱ１のベース電圧波形の立ち下がり
（本発明のｅと従来技術のｆ）を対比すれば、コンデン
サＣの押入によるトランジスタのオフ時における少数キ
ャリアの消滅の速さが判るであろう。本発明ではベース
電圧が急速に立ち下がる分だけスパイク状のコレクタ電
流の発生が抑えられるのである。
示す。実線が本発明に係る回路の波形であり、それに対
して破線は従来回路の波形である。この第２図からも明
らかなように、従来顕著に生じていたスパイク状のコレ
クタ電圧ａ１コレクタ電流す、ｃは本発明ではほとんど
生じず、またトランジスタのコレクタ電圧の立ち下がり
ｄも遅れがなく極めてシャープなものとなる。このこと
は特にトランジスタＱ１のベース電圧波形の立ち下がり
（本発明のｅと従来技術のｆ）を対比すれば、コンデン
サＣの押入によるトランジスタのオフ時における少数キ
ャリアの消滅の速さが判るであろう。本発明ではベース
電圧が急速に立ち下がる分だけスパイク状のコレクタ電
流の発生が抑えられるのである。
スイッチング動作をするトランジスタのコレクタ損失は
、主としてコレクタ電圧波形とコレクタ電流波形とが同
一時間軸上で見たときクロスオーバーしている部分の面
積に依存しているから、従来技術では立ち上がり時およ
び立ち下がり時に大きな損失が生じていたが、本発明で
はその時間帯での損失はほとんどなく、オン時のコレク
タ損失だけとなり、コレクタ損失を従来技術に比べて１
／２〜１１５程度まで低減できることが種々の実験で確
認されている。
、主としてコレクタ電圧波形とコレクタ電流波形とが同
一時間軸上で見たときクロスオーバーしている部分の面
積に依存しているから、従来技術では立ち上がり時およ
び立ち下がり時に大きな損失が生じていたが、本発明で
はその時間帯での損失はほとんどなく、オン時のコレク
タ損失だけとなり、コレクタ損失を従来技術に比べて１
／２〜１１５程度まで低減できることが種々の実験で確
認されている。
［発明の効果］
本発明は上記のようにロイヤ型ＤＣ−ＤＣコンバータ回
路のベースバイアス回路のベース巻ｍ端と直流電源入力
の一端にコンデンサを付設したので、トランジスタのタ
ーンオフ時の蓄積電荷を速やかに放電させシャープなタ
ーンオフ動作を行わせることができるので、ストレージ
の影響による大きなスパンク電流の発生並びにそれに伴
う有害ノイズの発生を防止できるという優れた効果を有
する。
路のベースバイアス回路のベース巻ｍ端と直流電源入力
の一端にコンデンサを付設したので、トランジスタのタ
ーンオフ時の蓄積電荷を速やかに放電させシャープなタ
ーンオフ動作を行わせることができるので、ストレージ
の影響による大きなスパンク電流の発生並びにそれに伴
う有害ノイズの発生を防止できるという優れた効果を有
する。
また上記のように大きなスパイク電圧電流を防止できる
ため、トランジスタのコレクタ損失を１／２〜１１５程
度軽減できるので、コレクタ損失の小さなトランジスタ
に置き換えることが可能であり、回路各部の部品の定格
を下げろことができるためコンバータ回路を小型低廉化
できるし、安全性を大幅に改善でき信頼性向上に大きく
貢献する。
ため、トランジスタのコレクタ損失を１／２〜１１５程
度軽減できるので、コレクタ損失の小さなトランジスタ
に置き換えることが可能であり、回路各部の部品の定格
を下げろことができるためコンバータ回路を小型低廉化
できるし、安全性を大幅に改善でき信頼性向上に大きく
貢献する。
更に本発明によれば、前記のようにコンデンサを１個付
設するだけでよいから、極めて簡単な構成であり、従来
設計されていたコンバータ基板をそのまま用いることも
可能であるし、既に使用されている装置を簡単に改造し
て優れた効果を発揮させることもできる。
設するだけでよいから、極めて簡単な構成であり、従来
設計されていたコンバータ基板をそのまま用いることも
可能であるし、既に使用されている装置を簡単に改造し
て優れた効果を発揮させることもできる。
第１図は本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ回路の一実
施例を示す説明図、第２図はコンバータ回路の各部にお
ける動作波形図、第３図は従来のコンノ（−夕回路の一
例を示す回路図である。 １・・・ベースバイアス回路、２・・・整流平滑回路、
Ｔ・・・可飽和トランス、Ｌｌ、 Ｌ２・・・−次巻線
、Ｌ。 Ｌ４−９．ベース巻線、Ｌ５・・・二次巻線、Ｑ□、Ｑ
２・・・トランジスタ、Ｃ・・・コンデンサ。
施例を示す説明図、第２図はコンバータ回路の各部にお
ける動作波形図、第３図は従来のコンノ（−夕回路の一
例を示す回路図である。 １・・・ベースバイアス回路、２・・・整流平滑回路、
Ｔ・・・可飽和トランス、Ｌｌ、 Ｌ２・・・−次巻線
、Ｌ。 Ｌ４−９．ベース巻線、Ｌ５・・・二次巻線、Ｑ□、Ｑ
２・・・トランジスタ、Ｃ・・・コンデンサ。
Claims (1)
- １、可飽和トランスの一次巻線とトランジスタを直列に
接続した２個の回路をそれぞれ直流電源入力間に接続し
、前記各トランジスタのベースをそれぞれ前記可飽和ト
ランスの２個のベース巻線の一端に、該ベース巻線の他
端をベースバイアス回路に接続して、両ベース巻線の誘
起電圧で前記トランジスタを交互にスイッチングさせ、
可飽和トランスの二次巻線の出力を整流して出力するＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ回路において、前記ベースバイアス
回路のベース巻線接続端と直流電源入力端との間に、ト
ランジスタのオフ時のベース蓄積電荷を吸収するコンデ
ンサを付設したことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ
回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1728485A JPS61177164A (ja) | 1985-01-31 | 1985-01-31 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1728485A JPS61177164A (ja) | 1985-01-31 | 1985-01-31 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61177164A true JPS61177164A (ja) | 1986-08-08 |
Family
ID=11939679
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1728485A Pending JPS61177164A (ja) | 1985-01-31 | 1985-01-31 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61177164A (ja) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5914983A (ja) * | 1982-07-15 | 1984-01-25 | Nippon Typewriter Kk | タイプライタに於ける縦送り装置 |
-
1985
- 1985-01-31 JP JP1728485A patent/JPS61177164A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5914983A (ja) * | 1982-07-15 | 1984-01-25 | Nippon Typewriter Kk | タイプライタに於ける縦送り装置 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3199423B2 (ja) | 共振形フォワードコンバ−タ | |
| JPH08168243A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| US6487094B1 (en) | High efficiency DC-DC power converter | |
| EP0058399B1 (en) | High frequency switching circuit | |
| JP2001298944A (ja) | 直流―直流変換器 | |
| JP3728575B2 (ja) | 低損失スナバ回路付きスイッチング電源装置 | |
| JPS61177164A (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ回路 | |
| JPH0681498B2 (ja) | スナバ回路 | |
| JP2002084756A (ja) | スイッチング電源装置の同期整流回路 | |
| JP3593837B2 (ja) | フライバック形ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| RU2031531C1 (ru) | Однотактный обратноходовой преобразователь напряжения | |
| JPH09252576A (ja) | 直流−直流変換装置のスナバ回路 | |
| JP2000184710A (ja) | トランス絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JPH0320046Y2 (ja) | ||
| JP3429420B2 (ja) | スイッチング電源 | |
| JP3456839B2 (ja) | スイッチング電源 | |
| JP3427238B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JPH0654531A (ja) | フォワードコンバータのスナバ回路 | |
| JP2538699Y2 (ja) | フルブリッジ型インバータ | |
| JP2000341943A (ja) | アクティブクランプ回路を備えたフォワード・コンバータのリセット回路 | |
| JPS6024668B2 (ja) | Ｄｃ―ｄｃコンバ−タ回路 | |
| JP2003143867A (ja) | スナバエネルギー回生回路 | |
| JP3522125B2 (ja) | トランス絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JPH0313831B2 (ja) | ||
| JPS6022588B2 (ja) | 直列共振ｄｃ‐ｄｃコンバータ |