JPS61177096A - デジタルコンポ−ネント色信号の位相制御回路 - Google Patents

デジタルコンポ−ネント色信号の位相制御回路

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JPS61177096A
JPS61177096A JP60017130A JP1713085A JPS61177096A JP S61177096 A JPS61177096 A JP S61177096A JP 60017130 A JP60017130 A JP 60017130A JP 1713085 A JP1713085 A JP 1713085A JP S61177096 A JPS61177096 A JP S61177096A
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JP
Japan
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component color
phase
color signal
switching means
digital component
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JP60017130A
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Yuji Kobayashi
小林 右治
Tsutomu Takamori
勉 高森
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Sony Corp
Original Assignee
Sony Corp
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Publication date
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Priority to DE8686100900T priority patent/DE3673833D1/de
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    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04NPICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N9/00Details of colour television systems
    • H04N9/64Circuits for processing colour signals
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    • H04NPICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N9/00Details of colour television systems
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    • H04N9/80Transformation of the television signal for recording, e.g. modulation, frequency changing; Inverse transformation for playback

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  • Processing Of Color Television Signals (AREA)

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 以下の順序で本発明を説明する。
A 産業上の利用分野 B 発明の概要 C従来の技術(第8図) D 発明が解決しようとする問題点 E 問題点を解決するための手段(第1図、第3図、第
4図) F 作用 G 実施例 G1 アナログ処理による位相制御の説明(第6図) G2 デジタル処理による位相制御の説明(第1図〜第
5図) H発明の効果 A 産業上の利用分野 この発明はドロップアウト補償回路や変速再生回路でど
に通用して好適なデジタルコンポーネント色信号の位相
制御回路に関する。
B 発明の概要 この発明はドロップアウト補償回路や変速再生回路など
に通用して好適なデジタルコンポーネント色信号の位相
制御回路に関し、特にクロマ信号のサンプリングレート
でこのクロマ信号などのデジタルコンポーネント色信号
をスイッチングして第1及び第2のコンポーネント色信
号にデコードし、デコードされたこれらコンポーネント
色信号を初期位相がθのキャリアでエンコードすること
により、入力デジタルコンポーネント色信号に対し、任
意の位相差θを有するデジタルコンポーネント色信号が
出力されるようにしたものである。
C従来の技術 例えば、VTRの再生系に設けられたドロップアウト補
償回路は第7図に示すように構成される。
同図において、端子(61)に供給された再生ビデオ信
号はスイッチ(62)と共に、Y/C分離器(63)に
供給されて輝度信号Yとデジタルコンポーネント色信号
、例えばクロマ信号Cとが分離され、これらは夫々IH
のメモリ(64) 、  (65)に書込まれる。そし
てクロマ信号はクロマインバータ(70)にてサブキャ
リアの位相が反転され、これが加算器(66)で輝度信
号に合成される。
合成されたドロップアウト補償用のビデオ信号はスイッ
チ(62)に供給されて、ドロップアウトが発生したと
きにはスイッチ(62)を制御してドロップアウトのな
い補償用ビデオ信号が使用される。
このようにドロップアウト時、位相反転したクロマ信号
を利用するのは、IHごとにクロマ信号の位相が反転す
るからである。
第8図は上述したドロップアウト補償回路に使用される
クロマインバータ(70)の−例であって、これは特公
昭49−45934号公報に開示されているように、入
出カドランス(71) 、  (72)を有し、入カド
ランス(71)の端子(73)にクロマ信号Cが供給さ
れ、出カドランス(72)の端子(74)に、必要なと
き位相反転されたクロマ信号C′が得られる。
入出カドランス(71) 、  (72)の間には、図
のように4個のスイッチング用ダイオードD1〜D4が
設けられ、端子(75)に加えられる選択パルス(彩度
変換指令信号に関連したパルス)が“L”のときはダイ
オードD1.D2がオン、ダイオードD3.D4がオフ
となる。これに対し、選択パルスが”H”のときはダイ
オードDt、D2がオフ、Dl、G4がオンになるから
、出カドランス(72)の入力側に加わるクロマ信号が
前の場合とは逆になる。そのため、端子(74)からは
選択パルスが“H”のとき位相反転されたクロマ信号C
′が得られる。
D 発明が解決しようとする問題点 ところで、このように構成されたクロマインバータでは
、選択パルスによって選択しうる出力クロマ信号の位相
はOかπであって、任意の位相を有するクロマ信号を得
ることができないから、用途の広汎化を図り得ない。ま
た、この構成はデジタル処理に不向きである。
そこで、この発明ではこのような従来の問題点を解決し
たものであって、任意の位相のクロマ信号が得られるデ
ジタル処理に好適なりロマ信号のデジタル位相制御回路
を提案するものである。
E 問題点を解決するための手段 上述の問題点を解決するため、この発明では第1図に示
すように、デジタルデコーダ(30) とデジタルエン
コーダ(40)とでデジタル位相制御回路が構成され、
デコーダ(30)側ではクロマ信号をデジタル変換する
際に使用したサンプリングレート若しくはその1/2の
サンプリングレートでスイッチングすることによって、
第1及び第2のコンポーネント色信号をデコードし、エ
ンコーダ(40)側ではデコードされたコンポーネント
色信号を初期位相がθのキャリアでエンコードする。
初期位相がθの場合には、第1図又は第2図に示すよう
にエンコードキャリヤDE1fn)、DE2(n)と乗
算器(43) 、  (44)が使用される。初期位相
が0若しくはπであるときは第3図及び第4図のように
符号反転器(49)とスイッチング手段(50)で構成
される。
F 作用 コンポーネント色信号を初期位相がθのキャリヤでエン
コードすれば、入力クロマ信号に対し、位相差がθとな
ったクロマ信号が出力されるで、初期位相θを目的に応
じて選択すれば、その回路系で必要とする位相に制御さ
れたクロマ信号を得ることができる。
G 実施例 G1アナログ処理による位相制御の説明この発明はデジ
タル処理によって、所定の位相差θを付与するものであ
るが、説明の便宜上、まずアナログ処理による位相制御
について第6図を参照して詳細に説明する。
今、コンポジットビデオ信号をS (t)とすると、S
 (t)は、 5(tl= y(tl+ c(tl = y (t) lG1 (t)部(ωsct+θo)
lG2 (t)sin (ωsct+θo ) ” ”
(11但し、Y (t) ;輝度信号 c (t) ;クロマ信号 cl(t) lG2 (tl ;色信号Ct lc2ω
sc;サブキャリヤの角周波数(= 2πfsc+fscはサブキャリヤ男 波数) G0 ;サブキャリヤの初期位相 上表わせる。色信号C1(tl、  C2(tlにあっ
て、NTSC方式の場合は、 である。B−Y、R−Yは青及び赤の色差信号である。
PAL方式の場合、G2(t)=±V軸成分である。
Y/C分離して得たクロマ信号c (t)は第6図に示
すデコーダ00)に供給される。すなわち、端子(1)
に供給されたクロマ信号c it)は第1及び第2の乗
算器+21. (31に供給される。これら乗算器(2
1,(31には端子f4)、 (51より下式に示す第
1及び第2のデコードキャリヤd 1 (tl、  d
 2 (tlが供給される。
dl (t)=2cos (ωsct+θt)    
”(3)d 2 (tl = 2sin (ωsc t
+θ1)   ・・・・(4)ここに、θ1はデコード
キャリヤの初期位相を示す。従って、第1及び第2の乗
算出力m1(t)。
mz(t)は、 m 1(tl = 2c(tl部(ωset+θ1)=
 2CL (tlai (ωsat+θo ) cns
 (ωsat+θ1)+2C2(t)sln (ωse
t+θo ) cns (ωsat+θ1)= cl(
t) (cos (2ωSCL+θ0+θ1)+3(θ
0−θ1)) + C2(t) (stn (2ωset+θ0+θt
)+5tn(θ0−θ1)) = CI (t) (coS2ωsct−cm(θ0+
θ1)−sln 2ω5ct−sln(θθ+θ1)士
卒(θ。−θ1)) +  C2(t)  (sln  2ω3ct−fns
(θθ +01)+cns2ω5ct=stn(θ0 
+θt)+5in(θ0−01))         
 ・・・・(5)m 2 (t) = 2c(t)si
n (ωsat+θ1)=  C1(tl  (cos
  2ω5ct−stn(θ0 +01)+5Ln2ω
gCt  8cos(θ0 +θ1)  −5in(θ
0−θ、)) +  C2(t)  (stn  2ωsc t  −
5tn (00+01)−cns2ω5(Ht−C1l
11+(θ0 +θ1 )十部(θ。−θ、))   
         ・・・・(6)これら算出力ml 
(t)、 mz (t)は夫々ローパスフィルタ(6)
、 (71に供給されて2ωsatの項(高域成分)が
除去される。従って、端子(81,(9)に得られるデ
ーコード出力11(t)、  12 (t)は次のよう
になる。
It L (t)= C1(tlcns (θG−01
) + C2(tls+n(θ0−01)      
  ・・・・(7)12 (tl= −C1(t)st
n (θ0−θ1) +C2(tlcos(θ0−01
)        ・・・・(8)このように、(3)
、 (41式に示される初期位相θ1を有するデコード
キャリヤd 1(t)、  d 2 (t)をクロマ信
号c (tlに乗算してローパスフィルタ(6)、 (
7)を通すことにより、(7)、 (81式から明らか
なようにCI +02の各軸を反時計方向に01だけ回
転した軸上にクロマ信号c (t)がデコードされた状
態で出力される。
(7)、 (8)式に示されるデコード出力It 1 
(tl、  l 2 (t)はエンコーダ(20)に供
給されて、デコーダαΦに加えられるクロマ信号c (
tlに対し任意の位相差をもつクロマ信号c’(t)に
位相変換される。
すなわち、端子(8)、(9)には(7)、(8)式に
示されるデコード出力11(t)、  l 2 (t)
が供給され、これらは夫々ローパスフィルタ(13) 
、  (14)で帯域制限されたのち、第3及び第4の
乗算器(15)。
(16)に供給される。これら乗算器(15) 、  
(16)には端子(17) 、  (1B)より次式で
表わされる第1及び第2のエンコードキャリヤe 1 
(t)、  e 2 (t)が加えられる。
e s (t) =cQs(ωsc を十θ2)   
 ”(91e 2 (t)=sIn(ωsc tl02
)    ・・・aIここに、θ2はエンコードキャリ
ヤの初期位相である。
従って、第3及び第4の乗算出力mi (t)、 m4
 (t)は、 m 3 (tl −Cl (t)cns (ωsc t
+θ2)叩(θ0−01)4c 2 (t)cos (
ωsc t+θ2)励(θ0−01)・・・・(11) m 4 (t) −−ct (t)sin (ωsa 
t+θ2 ) stn (θ0−θ工)十C2(t)1
1n (ωsat+02 ) cos (θ0−01)
・・・・(12) となるから、これら乗算出力m3(t)、m4(t)を
合成器(19)で合成すれば、出力端子(21)には次
式で表わされるエンコード出力c’ (t)が得られる
c’ (t)−mz (t)+m4(t)−Ct (t
)aig (ω釦t+θ2)傷(θ0−01)+C2(
t)cot (ω5ict+θ3)自(θ0−01)−
c 1 (t)sln (ωsat十02)自(θ0=
θ□)÷c2(t)翁(ωsa を十02 ) as 
(θ0−01)−C1(t)cos (ω111ct+
θ2+θ0−θ1)12 (t)sln (ωsc t
+θ2+θ0−θ1)・・・・(13) (13)式から明らかなように、エンコード出力c’ 
(tlの位相はデコーダαφに入力したクロマ信号C(
t)の位相に対し、(θ2−01)だけずれて出力され
る。このことから、デコードキャリヤd1(t)。
d2(t)及びエンコードキャリヤe 1(t)、  
e 2 (tlの各位相θ2.θ1を適宜選択すれば二
エンコード出力たる出力クロマ信号c’ [t)の位相
を任意に可変することができる。
G2デジタル処理によるこの発明に係る位相制御の説明 さて、この発明ではこのようなりロマ位相制御の基本思
想を踏襲してデジタル信号処理に通用したものである。
第1図はこのデジタル方式によるクロマ位相制御回路を
構成するデジタルデコーダ(30)及びデジタルエンコ
ーダ(40)の−例である。デジタルクロマ位相制御の
場合には、デコーダ(30)の入力端子(31)に供給
されるクロマ信号c (n)もデジタル信号D C(n
lであって、これは次のように表わされる。
DC(n) = c 1(nlcos (ωSC’ n
Ts  +θO)+C2(Ill翁(ωsc ’ nt
s +θo )     ・・・・(14)但し、Ts
 ;サンプリング周期で、TB −1/ f 5(fs
はサンプリング周波数)である。
(14)式は次式のように変形できる。
DC(n) =  (c 1(n)cosθ0+C2(
n)sinθo)cnsωSC’ nTS(c z (
nlstnθo−C2(nl(zθo ) stnωS
O’ nTs・・・・(15) デコーダ(30)は符号変換器(32)を有し、符号変
換されたクロマ信号D C(n)と、符号変換前のクロ
マ信号DC(n)が第1のスイッチング手段(33)で
スイッチングされる。スイッチングレートはクロマ信号
D C(01のサンプリングレートとは異なる。
第1のスイッチング出力はサンプリングレートで動作す
る第2及び第3のスイッチング手段(34) 。
(35)に同時に供給される。
従って、今t=nTsでサンプリングされ、かつθ1=
0で、f s= 4fsa又は2fscに選んだ場合に
は、第2及び第3のスイッチング手段”(34) 。
(35)からは夫々次式に示される第1及び第2のスイ
ッチング出力DS1(n) 、 DS2 (n)が得ら
れる。
DSl(n)= c 1fnl ((−1)’cosθ
o +cosθO)+(:2(n)((−1)”sxn
θO+Slnθ0)= C1(n) ((−1)”+1
) cosθ0+ C2(nl ((−1)”+l) 
Sinθo   ” (16)DS2 (nl = c
 1(n) ((−1)”5111θ0−sinθO)
+ C2(n) (−(−1)”cosθ0+部θ。)
−c 1(n) ((−1)”−1)sia#6+ C
2(nl(−(−1)”+1)部θ0     ・・・
・(17)スイッチング出力DSx (n) 、 DS
2 (n)が(16) 、  (17)式のようになる
のは、(51、(6)式のアナログ乗算出力m1(t)
、 m2 (t)から明らかなように、t=nTSでサ
ンプリングされ、かつθ1=0で、fs=4fsc又は
2fscに選んだときには、5in2ωsctがsin
 2nπ又はsin nπに変形できることから、si
n 2ωsc tが席に零になるのに対し、cos 2
ωsatはサンプリング位置によって+1又は−1にな
るためである。
(16) 、  (17)式に示されるスイッチング出
力O51(Ill 、 052 (n)がデコード出力
として利用される。
第1及び第2のスイッチング出力OS! (’l + 
DS2 (’1はエンコーダ(40)に供給される。す
なわち、端子(41) 、  (42)にはデコード出
力031(nl 、 DS2 (nlが供給され、これ
らが第5及び第6の乗算器(43)(44)で、エンコ
ードキャリヤ(デジタル信号)DEl(n) 、 DE
2 (n)と乗算される。ここに、端子(45)(46
)に供給されるエンコードキャリヤDEL(n)IDE
2 (n)は次式で表わされるものを使用する。
DEL (n) −crt (ω5c−nTs+02 
)  =・・(18)DEl2 (n) = stn 
(635C−nTs+θ2 )   ”・・(19)そ
の結果得られた第1及び第2の乗算出力DMI(n)。
0M2 (n)は合成器(47)で合成されるもので、
乗算出力D?11 (n)、 0M2 (nl及び出力
端子(48)に最終的に得られるエンコード出力DC’
 (fl)は夫々次のようになる。
DMI (n) = c 1(n)cns (ωSC・
nTS+θ2)ゴθ0+ c 2 In)cos (ω
SC’ I’lTS+θ2 ) sinθ0・・・・(
20) 0M2 (n) −−C1(n)sin(ωsc “n
TS+θ2 ) stnθ0+C2(n)stn (ω
SC’ nTS+θ2)(!11+00・・・・(21
) 、’、 DC’  (nl−DMl(n) + 0M2
  (nl= c 1 (nlcos  (ωSC’ 
nTS  +θ2 +θ0)+ C2(nls+n  
((IJ sc 8nTs  +θ2 +θ0)・・・
・ (22) (22)式から明らかなように、エンコード出力たるデ
ジタル出力クロマ信号DC’ (nlの位相は大力クロ
マ信号DC(n)の初期位相θ0に対し、θ2だけ相違
する。従って、エンコードキャリヤDEt(n)。
DE2 (nlの位相θ2を制御することによって出力
クロマ信号DC’ (nlの位相を任意にコントロール
することができる。
さて、第1及び第2のスイッチング出力DS1(nl。
DS2 (nlは(16) 、  (17)式で示され
るように、サンプリング位置によってcos 2ωsc
 tは+1又は−1のいずれかとなり、sin 2ωs
c tが零になることから、デコーダ(30)において
は、クロマ信号DC(n)とこれを符号変換器(32)
で符号変換したクロマ信号DCin+とが第1のスイッ
チング手段(33)に供給されてクロマ信号DC(n)
と預シ)とが交互に出力されるようにスイッチング制御
される。この第1のスイッチング手段(33)でスイッ
チングされた出力が連動して切換えられる第2及び第3
のスイッチング手段(34) 、  (35)に供給さ
れる。クロマ信号DC(nlは2の補数の意味で反転す
る必要があるから、符号変換器(32)としては加算器
が使用される。
こ〜こで、第1及び第2のスイッチング出力DS1(n
)DS2 in)は90°位相が異なるからあるサンプ
リング    −位置で一方に出力が得られるときは、
他方は零になり、この出力状態が交互に繰り返されるこ
とから、第2及び第3スイッチング手段(34) 、 
 (35)の−の接点は接地される。
なお、デコーダ(30)のt(−nTs)は4fscも
しくは2fscに選ばれ、この場合、第2及び第3のス
イッチング手段(34) 、  (35)のスイッチン
グ周波数が4fsc (又は2fsc)に選ばれるのに
対し、第1のスイッチング手段(33)のスイッチング
周波数は2fsc (又はfsc)に選定される。
このようにスイッチング周波数を4fscに選んだとき
には、(16) 、  (17)式に示される第1及び
第2のスイッチング出力DS1(n) 、 DS2 (
n)と時系列n (n=0.1,2.・・・・)との関
係は(表−1)のようになる。
(表−1) このように、第1.第2のスイッチン夛出力DS1 (
n) 、 DS2 (n)は交互に零となるから、第2
図に示す第2及び第3のスイッチング手段(34) 。
(35)は1つのスイッチング手段で代用できる。
従って、この場合には第3図に示すようなスイッチング
手段(36)を使用すればよい。
また、入力クロマ信号DC(n)のサブキャリヤの位相
に対し、正相又は逆相の出力クロマ信号DC’ (n)
を得る場合には、デコーダ(30)の出力を夫々1/2
fsc又は1/ f scごとに符号変換させるだけで
よいので、エンコーダ(40)はデコーダ(30)と全
く逆の信号処理をすればよい。
従って、スイッチング出力DS1 (n) 、 DS2
 (n)は4fsc又は2fscでスイッチングされる
スイッチング手段(37)に供給され、その出力と、こ
れを符号変換器(49)で符号反転した出力が2fsc
又はfscをスイッチング周波数とするスイッチング手
段(50)に供給される。ここで、スイッチング手段(
50)のスイッチング位相をデコーダ(30)側のスイ
ッチング手段(33)のスイッチング位相と同相にする
と、入力と同相のクロマ信号DC’ (nlが得られ、
逆相にすると位相反転したクロマ信号DC’ (n)が
得られる。
さらに、この第3図の回路では、スイッチング出力DS
4 (n) 、 DS2 [nlが交互に得られるもの
であるから、これらスイッチング出力051(n) 、
 ’OS2 (nlを時分割多重化することもできる。
時分割多重化の例を第4図に示す。図のように、スイッ
チング手段(36) 、  (37)は不要である。
第5図は、第4図に示す位相制御回路をクロマインバー
タとしてドロップアウト補償回路に応用した場合の一例
であって、(53) 、  (54)は夫々ドロップア
ウト補償を行なうためのIHメモリ等からなるプロセッ
サであって、クロマ系に設けられたドロンプアウトプロ
セソサ(54)の前段に第4図に示したデコーダ(30
)が、後段にエンコーダ(40)が接続されて位相反転
時はスイッチング手段(33) 、  (50)のスイ
ッチング位相が逆相状態に制御される。
なお、デジタルクロマ信号DC(nlがベロシテーエラ
を含む場合には、デジタルクロマ信号DC(n)の初期
位相θ0は時間によって変化する値θo (n)をとる
。このような場合には、上述した位相制御回路を通すこ
とにより、ベロシテーエラーを含んだ状態でエンコード
されることから、(22)式に対応したエンコード出力
DC’ (nlは、DC’  fnl = c 1(n
)cos  (Q) 5c−nTs  +θ2(nl)
十C2(nlsln  (ωSC’ nTS  +θ2
(n))・・・・ (23) が得られる。
H発明の詳細 な説明したように、この発明によれば第1図に示すごと
く、第1及び第2のコンポーネント色信号である第1及
び第2のスイッチング出力DSt(n)。
DS2 (n)に対し、θなる位相をもつエンコードキ
ャリヤDE1(n) 、 DE2 (n)を乗算するこ
とによって、入力クロマ信号DC(nlに対し位相をθ
だけ回転した出力クロマ信号DC’ fn)が得られる
。このことから、その目的に合った位相θを選択するこ
とにより、θなる位相をもつ出力クロマ信号DC’ f
n)を簡単に得ることができる。
そして、θ□−〇で、スイッチングレートが4fsc若
しくは2fscであるときには、(表−1)から明らか
なように第1及び第2のスイッチング出力DS1 (n
l 、 O52(nlが交互ニ零ニナルタメ、デコード
側は第2図のようにスイッチング手段を省略することが
できる。
さらに、θ2=πに設定する場合には、デコード側に設
けられるスイッチング手段(36)も不要で、第1及び
第2のスイッチング出力DSt(n)。
DS2 (n)を時分割多重信号とし、て取扱うことが
できる共に、エンコード例の乗算器も不要になって、第
3図及び第4図に示すようにデコード側と同じく、符号
変換器(49)とスイッチング手段(50)とで構成す
ることができる。従って、上述したドロップアウト補償
回路や変速再生回路に設けられるクロマインバータにこ
の発明を通用する場合には、クロマインバータの構成を
大幅に簡略化できる。
勿論、第1図〜第4図の構成はデジタル処理に好適であ
るからIC化に最適である。
【図面の簡単な説明】
第1図はこの発明に係るクロマ信号のデジタル位相制御
回路の一例を示す接続図、第2図〜第4図はこの発明の
他の実施例を示す接続図、第5図はこの発明に係るデジ
タルコンポーネント色信号の位相制御回路をドロップア
ウト補償回路に適用した場合の一例を示す系統図、第6
図はこの発明の説明に供するクロマ信号のアナログ位相
制御回路の一例を示す接続図、第7図はドロップアウト
補償回路の一例を示す系統図、第8図はこれに使用され
るクロマイバータの一例を示す接続図である。 (30)はデジタルデコーダ、(40)はデジタルエン
コーダ、(32) 、  (49)は符号変換器、(4
3)(44)は乗算器、(33)〜(36) 、  (
50)はスイッチング手段、DSL (n) 、 O5
2(n)は第1及び第2のコンポーネント色信号である
第1及び第2のスイッチング出力、DEl(nl 、 
DE2 (n)はエンコードキャリヤである。 手続補正書 昭和60年 4月16日 特許庁長官  志 賀   学   殿昭和60年 特
 許 願 第 17130号3、補正をする者 事件との関係   特許出願人 住 所 東京部品用区北品用6丁目7番35号名称(2
18)ソニー株式会社 代表取締役 大 賀 典 雄 6、補正により増加する発明の数 (1)  明細書中、発明の名称を「デジタル色信号の
位相制御回路」と訂正する。 (2)同、特許請求の範囲を別紙のとおり訂正する。 (3)同、第5頁1行「回路でどに」を「回路などに」
と訂正する。 (4)同、第5頁1〜2行、6〜7行、及び第26頁1
行「デジタルコンポーネント色信号」を「デジタル色信
号」と訂正する。 (5)  同、第5頁8〜9行、13行、及び14〜1
5行「デジタルコンポーネント色信号」を「デジタルコ
ンポジット色信号」と訂正する。 (6)  同、第6頁2〜4行[デジタル・・・メモリ
(64) Jを[色信号とに分離され、これらは夫々I
Hの遅延線(64) Jに訂正する。 (7)同、第8頁17行「色信号をデコードし、」を[
色信号にデコードし、」と訂正する。 (8)同、第13頁4行「各軸を反時計方向に」を「各
軸を時計方向に」と訂正する。 (9)同、第21頁下から5行「第2図」を「第1図」
に訂正する。 QOI  同、同頁下から2行「第3図」を「第2図」
と訂正する。 (11)同、第23頁下から4行「このような場合には
」を「このような場合にも」と訂正する。 (12)図面中、第1図、第2図、第3図、第4図、第
6図、第7図を別紙のとおり訂正する。 以上 特許請求の範囲 1、  2mfs  (mは整数、fsはサンプリング
周波数)でサンプリングされたデジタルコンポジット色
信号と、これを位相反転したデジタルコンポジット色信
号とがmfsでスイッチされる第1のスイッチング手段
に供給され、 そのスイッチング出力が2mfsでスイッチングされる
第2のスイッチング手段に供給されて一対のコンポーネ
ント色信号が形成され、この一対のコンポーネント色信
号と初期位相がθなるエンコードキャリアとが乗算され
ることにより、 入力デジタルコンポジット色信号に対しθだけ位相の異
なるデジタルコンポジット色信号が出力されるようにな
されたデジタル色信号の位相制御回路。 2、 サブキャリア周波数をfSCとしたとき、上記2
mfsは4fsc若しくは2fscに選定されてなる特
許請求の範囲第1項記載のデジタル色信号の位相制御回
路。 3、 2mfs(mは整数、fsはサンプリング周波数
)でサンプリングされたデジタルコンポジット色信号と
、これを位相反転したデジタルコンポジット色信号とが
ttrfsでスイッチされる第1のスイッチング手段に
供給され、 そのスイッチング出力が211Ifsでスイッチングさ
れる第2のスイッチング手段に供給されて一対のコンポ
ーネント色信号が形成され、この一対のコンポーネント
色信号が2mfsでスイッチングされる第3のスイッチ
ング手段に供給され、そのスイッチング出力とこれを位
相反転したスイッチング出力とがmfsでスイッチング
される第4のスイッチング手段に供給され、この第4の
スイッチング手段より入力と同相若しくは逆相のデジタ
ルコンポジット色信号が出力されるようになされたデジ
タル色信号の位相制御回路。 4、サブキャリア周波数をfscとしたとき、上記2m
fs 4fsc若しくは2fscに選定されてなる特許
請求の範囲第3項記載のデジタル色信号の位相制御回路
。 5、 4fsc若しくは2fscでサンプリングされた
デジタルコンポジット色信号と、これを位相反転したデ
ジタルコンポジット色信号とが2fsc’fしくはfS
Cでスイッチングされるスイッチング手段に供給されて
、時分割多重された一対のコンポーネント色信号が形成
され、 この一対のコンポーネント色信号と、これを位相反転し
た一対のコンポーネント色信号とが2fsc若しくはf
scでスイッチングされるスイッチング手段に供給され
て、 入力デジタルコンポジット色信号に対しπだけ位相の異
なるデジタルコンポジット色信号が出力されるようにな
されたデジタル色信号の位相制御回路。 6、 上記一対のスイッチング手段のスイッチング位相
が逆相となるように選定されてなる特許請求の範囲第5
項に記載されたデジタル色信号の位相制御回路。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 1、2mf_s(mは整数、f_sはサンプリング周波
    数)でサンプリングされたデジタルコンポーネント色信
    号と、これを位相反転したデジタルコンポーネント色信
    号とがmf_sでスイッチされる第1のスイッチング手
    段に供給され、 そのスイッチング出力が2mf_sでスイッチングされ
    る第2のスイッチング手段に供給されて一対のコンポー
    ネント色信号が形成され、 この一対のコンポーネント色信号と初期位相がθなるエ
    ンコードキャリアとが乗算されることにより、 入力デジタルコンポーネント色信号に対しθだけ位相の
    異なるデジタルコンポーネント色信号が出力されるよう
    になれたデジタルコンポーネント色信号の位相制御回路
    。 2、サブキャリア周波数をf_s_cとしたとき、上記
    2mf_sは4f_s_c若しくは2f_s_cに選定
    されてなる特許請求の範囲第1項記載のデジタルコンポ
    ーネント色信号の位相制御回路。 3、2mf_s(mは整数、f_sはサンプリング周波
    数)でサンプリングされたデジタルコンポーネント色信
    号と、これを位相反転したデジタルコンポーネント色信
    号とがmf_sでスイッチされる第1のスイッチング手
    段に供給され、 そのスイッチング出力が2mf_sでスイッチングされ
    る第2のスイッチング手段に供給されて一対のコンポー
    ネント色信号が形成され、 この一対のコンポーネント色信号が2mf_sでスイッ
    チングされる第3のスイッチング手段に供給され、その
    スイッチング出力とこれを位相反転したスイッチング出
    力とがmf_sでスイッチングされる第4のスイッチン
    グ手段に供給され、この第4のスイッチング手段より入
    力と同相若しくは逆相のデジタルコンポーネント色信号
    が出力されるようになされたデジタルコンポーネント色
    信号の位相制御回路。 4、サブキャリア周波数をf_s_cとしたとき、上記
    2mf_sは4f_s_c若しくは2f_s_cに選定
    されてなる特許請求の範囲第3項記載のデジタルコンポ
    ーネント色信号の位相制御回路。 5、4f_s_c若しくは2f_s_cでサンプリング
    されたデジタルコンポーネント色信号と、これを位相反
    転したデジタルコンポーネント色信号とが2f_s_c
    若しくはf_s_cでスイッチングされるスイッチング
    手段に供給されて、時分割多重された一対のコンポーネ
    ント色信号が形成され、 この一対のコンポーネント色信号と、これを位相反転し
    た一対のコンポーネント色信号とが2f_s_c若しく
    はf_s_cでスイッチングされるスイッチング手段に
    供給されて、 入力デジタルコンポーネント色信号に対しπだけ位相の
    異なるデジタルコンポーネント色信号が出力されるよう
    になされたデジタルコンポーネント色信号の位相制御回
    路。 6、上記一対のスイッチング手段のスイッチング位相が
    逆相となるように選定されてなる特許請求の範囲第5項
    に記載されたデジタルコンポーネント色信号の位相制御
    回路。
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