JPH0456512B2 - - Google Patents
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- JPH0456512B2 JPH0456512B2 JP2205944A JP20594490A JPH0456512B2 JP H0456512 B2 JPH0456512 B2 JP H0456512B2 JP 2205944 A JP2205944 A JP 2205944A JP 20594490 A JP20594490 A JP 20594490A JP H0456512 B2 JPH0456512 B2 JP H0456512B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N9/00—Details of colour television systems
- H04N9/77—Circuits for processing the brightness signal and the chrominance signal relative to each other, e.g. adjusting the phase of the brightness signal relative to the colour signal, correcting differential gain or differential phase
- H04N9/78—Circuits for processing the brightness signal and the chrominance signal relative to each other, e.g. adjusting the phase of the brightness signal relative to the colour signal, correcting differential gain or differential phase for separating the brightness signal or the chrominance signal from the colour television signal, e.g. using comb filter
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Processing Of Color Television Signals (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、信号分離装置に関するものであ
り、さらに詳しく言えば低減されたデータ率でデ
ジタル化されたビデオ信号のルミナンスおよびク
ロミナンス成分を分離するためのくし形フイルタ
装置に関するものである。
り、さらに詳しく言えば低減されたデータ率でデ
ジタル化されたビデオ信号のルミナンスおよびク
ロミナンス成分を分離するためのくし形フイルタ
装置に関するものである。
通常のテレビジヨン放送方式は、映像中に含ま
れる輝度（ルミナンス）情報の大部分は水平線走
査周波数の整数倍を中心として集中された信号周
波数によつて表わされるように構成されている。
色（クロミナンス）情報は符号化され、線走査周
波数の倍数間の中間（すなわち線走査周波数の２
分の１の奇数倍）にある周波数を中心としてルミ
ナンス信号の部分中に挿入されている。
れる輝度（ルミナンス）情報の大部分は水平線走
査周波数の整数倍を中心として集中された信号周
波数によつて表わされるように構成されている。
色（クロミナンス）情報は符号化され、線走査周
波数の倍数間の中間（すなわち線走査周波数の２
分の１の奇数倍）にある周波数を中心としてルミ
ナンス信号の部分中に挿入されている。
クロミナンスおよびルミナンス情報は合成信号
スペクトルを適当にくし形濾波することによつて
分離される。周知のくし形濾波装置は、クロミナ
ンス信号成分と線走査周波数の２分の１との間の
奇数倍の関係により、連続する線上の対応する映
像領域に対するクロミナンス信号成分は互いに
180°離相しているとう事実を利用している。連続
する線上の対応する映像領域に対するルミナンス
信号成分は互いに実質的に同相の関係にある。
スペクトルを適当にくし形濾波することによつて
分離される。周知のくし形濾波装置は、クロミナ
ンス信号成分と線走査周波数の２分の１との間の
奇数倍の関係により、連続する線上の対応する映
像領域に対するクロミナンス信号成分は互いに
180°離相しているとう事実を利用している。連続
する線上の対応する映像領域に対するルミナンス
信号成分は互いに実質的に同相の関係にある。
くし形フイルタ装置では、少なくとも１水平線
走査期間だけ互いに時間的に遅延された（いわゆ
る1H遅延）合成映像を表わす信号の１あるいは
それ以上のレプリカが生成される。ある線からの
信号は先行する線からの信号に加算され、それに
よつてクロミナンス成分は打消され、一方ルミナ
ンス成分は増強される。２本の連続する線の信号
を減算することによつて（例えば、一方の線の信
号を反転し、それから２本の線の信号を加算す
る）、ルミナンス成分は打消され、クロミナンス
成分は増強される。かくしてルミナンスおよびク
ロミナンス信号は互いにくし形濾波され、それに
よつて両者はうまく分離される。
走査期間だけ互いに時間的に遅延された（いわゆ
る1H遅延）合成映像を表わす信号の１あるいは
それ以上のレプリカが生成される。ある線からの
信号は先行する線からの信号に加算され、それに
よつてクロミナンス成分は打消され、一方ルミナ
ンス成分は増強される。２本の連続する線の信号
を減算することによつて（例えば、一方の線の信
号を反転し、それから２本の線の信号を加算す
る）、ルミナンス成分は打消され、クロミナンス
成分は増強される。かくしてルミナンスおよびク
ロミナンス信号は互いにくし形濾波され、それに
よつて両者はうまく分離される。
合成ビデオ信号はアナログ形式、サンプルされ
たデータの形、あるいはデジタル形式でくし形濾
波される。一般にPAL形式の受像機では、（約）
1Hの遅延線用にアナログ信号が遅延線を使用し
たくし形フイルタが採用されており、赤および青
色差信号のインタレースのために線周波数の４分
の１のずれが使用されていることを利用して上記
赤および青色差信号を分離している。サンプルさ
れたデータ信号用のくし形フイルタ装置の例が米
国特許第4096516号中に示されている。このくし
形フイルタ装置では、1Hの遅延を得るために信
号サンプルを10.7MHzの率で段から段へシフトす
る。682 1/2段の電荷結合装置からなつている。
「ジヤーナル オブ ザ ソサエテイ オブ モ
ーシヨン ピクチヤー アンド テレビジヨン
エンジニアーズ（Journal of the Society of
Motion Picture and Television Engineers）
1974年の84巻でその38頁よりジヨン ピーロシ
（John P.Rossi）氏が発表した論文「デジタル・
テレビジヨン・イメージ・エンハンスメント
（Digital Television Image Enhancement）」に
は、1H遅延が10.7MHzの率でアクセスされる682
個のサンプル用のデジタル記憶手段によつて与え
られるデジタルくし形フイルタが示されている。
たデータの形、あるいはデジタル形式でくし形濾
波される。一般にPAL形式の受像機では、（約）
1Hの遅延線用にアナログ信号が遅延線を使用し
たくし形フイルタが採用されており、赤および青
色差信号のインタレースのために線周波数の４分
の１のずれが使用されていることを利用して上記
赤および青色差信号を分離している。サンプルさ
れたデータ信号用のくし形フイルタ装置の例が米
国特許第4096516号中に示されている。このくし
形フイルタ装置では、1Hの遅延を得るために信
号サンプルを10.7MHzの率で段から段へシフトす
る。682 1/2段の電荷結合装置からなつている。
「ジヤーナル オブ ザ ソサエテイ オブ モ
ーシヨン ピクチヤー アンド テレビジヨン
エンジニアーズ（Journal of the Society of
Motion Picture and Television Engineers）
1974年の84巻でその38頁よりジヨン ピーロシ
（John P.Rossi）氏が発表した論文「デジタル・
テレビジヨン・イメージ・エンハンスメント
（Digital Television Image Enhancement）」に
は、1H遅延が10.7MHzの率でアクセスされる682
個のサンプル用のデジタル記憶手段によつて与え
られるデジタルくし形フイルタが示されている。
上述の米国特許に示されているCCD遅延線で
は、アナログ・ビデオ信号に関連する電荷パケツ
トを転送するために682 1/2段を必要とする。し
かし上記ロシ氏の論文に述べられているデジタル
遅延線では、ビデオ信号は８ビツト・ビデオ・サ
ンプルの形式である。この装置では、水平線中の
682個のサンプルの各々に対して８個の記憶位置、
すなわち5456ビツトの記憶媒体を使用する必要が
ある。さらに、この遅延線は、副搬送波のサイク
ル当り３倍の率（すなわち10.738635MHzのサン
プリング信号を使用する）でNTSCカラー・ビデ
オ信号がサンプルされる装置用としてのみ充分な
寸法をもつている。アナログ・ビデオ信号をデジ
タル化するために提案された他のサンプリング周
波数は14.3181818MHzすなわち色副搬送波周波数
の４倍の周波数である。この周波数で動作する
1Hデジタル遅延線は、サンプリング当り８ビツ
トで、合計7280個の記憶位置を必要とする910個
のサンプルに対する記憶を必要とする。この容量
をもつた記憶媒体を経済的に作ることは困難であ
るので、より少ない記憶位置ですむデジタルくし
形フイルタを提供することが望ましい。
は、アナログ・ビデオ信号に関連する電荷パケツ
トを転送するために682 1/2段を必要とする。し
かし上記ロシ氏の論文に述べられているデジタル
遅延線では、ビデオ信号は８ビツト・ビデオ・サ
ンプルの形式である。この装置では、水平線中の
682個のサンプルの各々に対して８個の記憶位置、
すなわち5456ビツトの記憶媒体を使用する必要が
ある。さらに、この遅延線は、副搬送波のサイク
ル当り３倍の率（すなわち10.738635MHzのサン
プリング信号を使用する）でNTSCカラー・ビデ
オ信号がサンプルされる装置用としてのみ充分な
寸法をもつている。アナログ・ビデオ信号をデジ
タル化するために提案された他のサンプリング周
波数は14.3181818MHzすなわち色副搬送波周波数
の４倍の周波数である。この周波数で動作する
1Hデジタル遅延線は、サンプリング当り８ビツ
トで、合計7280個の記憶位置を必要とする910個
のサンプルに対する記憶を必要とする。この容量
をもつた記憶媒体を経済的に作ることは困難であ
るので、より少ない記憶位置ですむデジタルくし
形フイルタを提供することが望ましい。
この発明の特徴によれば、テレビジヨン受像機
で使用するための信号分離装置は、周波数間挿さ
れた２個のサンプルされたデータ・ビデオ信号成
分を分離する。このような装置は、元のサンプリ
ング率よりも低いデータ率でサンプルされたデー
タ・ビデオ・サンプルを通過させるための手段か
らなる。くし形フイルタはこの低下したサンプル
率の信号に応答してくし形濾波された出力信号を
発生する。
で使用するための信号分離装置は、周波数間挿さ
れた２個のサンプルされたデータ・ビデオ信号成
分を分離する。このような装置は、元のサンプリ
ング率よりも低いデータ率でサンプルされたデー
タ・ビデオ・サンプルを通過させるための手段か
らなる。くし形フイルタはこの低下したサンプル
率の信号に応答してくし形濾波された出力信号を
発生する。
この発明の低減されたデータ率の信号分離装置
の特徴によれば、アナログ−デジタル変換器が設
けられており、該アナログ−デジタル変換器は信
号源から供給される周波数間挿された第１および
第２の信号成分を含むアナログ・ビデオ信号を所
定の周波数のサンプリング信号でサンプリングし
て一連のデジタル化ビデオ信号サンプルを発生す
る。上記一連のデジタル化ビデオ信号サンプルは
第１の帯域通過フイルタに供給されて所定の通過
帯域の部分を占める濾波された一連のビデオ信号
サンプルが生成される。第１のくし形フイルタは
上記濾波された一連のビデオ信号サンプルの選択
されたものに応答して、この濾波された一連のビ
デオ信号サンプルと第１の位相関係にあるくし形
濾波された第１の一連の信号サンプルを発生す
る。第２のくし形フイルタは上記濾波された一連
のビデオ信号サンプルの選択されたものに応答し
て、この濾波された一連のビデオ信号サンプルと
第２の位相関係にある第２の一連の信号サンプル
を発生する。これら第１および第２の一連の信号
サンプルは合成されて、上記第１および第２の一
連のくし形濾波された信号サンプルを合成して上
記周波数間挿された第１の信号成分に対応する第
１のくし形濾波された信号が生成される。また、
第２の帯域通過フイルタが設けられており、上記
第１のくし形濾波された信号はこの第２の帯域通
過フイルタに供給されて、上記通過帯域の部分を
占める上記所定の周波数にある一連の信号サンプ
ルの形で上記第１のくし形濾波された信号のレプ
リカを発生する。上記第１のくし形濾波された信
号のレプリカと上記アナログ−デジタル変換器に
よつて生成される上記一連のでデジタル化ビデオ
信号サンプルとは合成されて、上記間挿された第
２の信号成分に対応する第２のくし形濾波された
信号が生成される。
の特徴によれば、アナログ−デジタル変換器が設
けられており、該アナログ−デジタル変換器は信
号源から供給される周波数間挿された第１および
第２の信号成分を含むアナログ・ビデオ信号を所
定の周波数のサンプリング信号でサンプリングし
て一連のデジタル化ビデオ信号サンプルを発生す
る。上記一連のデジタル化ビデオ信号サンプルは
第１の帯域通過フイルタに供給されて所定の通過
帯域の部分を占める濾波された一連のビデオ信号
サンプルが生成される。第１のくし形フイルタは
上記濾波された一連のビデオ信号サンプルの選択
されたものに応答して、この濾波された一連のビ
デオ信号サンプルと第１の位相関係にあるくし形
濾波された第１の一連の信号サンプルを発生す
る。第２のくし形フイルタは上記濾波された一連
のビデオ信号サンプルの選択されたものに応答し
て、この濾波された一連のビデオ信号サンプルと
第２の位相関係にある第２の一連の信号サンプル
を発生する。これら第１および第２の一連の信号
サンプルは合成されて、上記第１および第２の一
連のくし形濾波された信号サンプルを合成して上
記周波数間挿された第１の信号成分に対応する第
１のくし形濾波された信号が生成される。また、
第２の帯域通過フイルタが設けられており、上記
第１のくし形濾波された信号はこの第２の帯域通
過フイルタに供給されて、上記通過帯域の部分を
占める上記所定の周波数にある一連の信号サンプ
ルの形で上記第１のくし形濾波された信号のレプ
リカを発生する。上記第１のくし形濾波された信
号のレプリカと上記アナログ−デジタル変換器に
よつて生成される上記一連のでデジタル化ビデオ
信号サンプルとは合成されて、上記間挿された第
２の信号成分に対応する第２のくし形濾波された
信号が生成される。
この発明の他の特徴によれば、この発明の低減
されたデータ率の信号分離装置は、Ｎ番目（Ｎは
整数）の信号サンプル毎にこれに応答して第１の
くし形濾波された信号を発生する第１のくし形フ
イルタと、上記第１のくし形フイルタ中の上記サ
ンプルと異つたＮ番目の信号サンプル毎にこれに
応答して第２のくし形濾波された信号を発生する
第２のくし形フイルタと、上記第１および第２の
くし形濾波された信号に応答して、サンプリング
されたデータ合成信号の率で周波数間挿された第
１および第２の信号成分のうちの一方を表わすく
し形濾波されたものに対応する第３のくし形濾波
された信号を発生する手段と、上記第３のくし形
濾波された信号に応答してその予め規定されたス
ペクトルを通過させる帯域通過フイルタと、上記
サンプリングされたデータ合成信号および上記帯
域通過フイルタによつて生成された信号に応答し
て第４のくし形濾波された信号を生成する手段と
を具備している。
されたデータ率の信号分離装置は、Ｎ番目（Ｎは
整数）の信号サンプル毎にこれに応答して第１の
くし形濾波された信号を発生する第１のくし形フ
イルタと、上記第１のくし形フイルタ中の上記サ
ンプルと異つたＮ番目の信号サンプル毎にこれに
応答して第２のくし形濾波された信号を発生する
第２のくし形フイルタと、上記第１および第２の
くし形濾波された信号に応答して、サンプリング
されたデータ合成信号の率で周波数間挿された第
１および第２の信号成分のうちの一方を表わすく
し形濾波されたものに対応する第３のくし形濾波
された信号を発生する手段と、上記第３のくし形
濾波された信号に応答してその予め規定されたス
ペクトルを通過させる帯域通過フイルタと、上記
サンプリングされたデータ合成信号および上記帯
域通過フイルタによつて生成された信号に応答し
て第４のくし形濾波された信号を生成する手段と
を具備している。
この場合、上記第１および第２のくし形濾波フ
イルタは上記サンプリングされたデータ合成信号
の率よりも低い率で動作し、上記第４のくし形濾
波された信号および第３のくし形濾波された信号
はそれぞれ上記周波数間挿された第１および第２
の信号成分に実質的に排他的に対応する。
イルタは上記サンプリングされたデータ合成信号
の率よりも低い率で動作し、上記第４のくし形濾
波された信号および第３のくし形濾波された信号
はそれぞれ上記周波数間挿された第１および第２
の信号成分に実質的に排他的に対応する。
以下、図面を参照しつつこの発明を詳細に説明
する。
する。
第１図を参照すると、これにはこの発明の原理
に従つて構成された信号分離装置が示されてい
る。第１図において、信号線の矢印は個々の信号
に対する信号路を示し、太い矢印は多数ビツト・
デジタル・サンプルに対するデータ路を示す。
に従つて構成された信号分離装置が示されてい
る。第１図において、信号線の矢印は個々の信号
に対する信号路を示し、太い矢印は多数ビツト・
デジタル・サンプルに対するデータ路を示す。
第１図において、合成アナログ・ビデオ信号は
アナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）変換器１０の入力
に供給される。Ａ／Ｄ変換器１０はサンプリング
信号（4SC）に応答してアナログ・ビデオ信号を
サンプルし、サンプリング信号周波数（4SC）で
デジタル・ビデオ・サンプルを発生する。ここで
使用されているようにクロツク信号は大文字（例
えば4FSC）を用いて示し、信号周波数あるいはサ
ンプル率は小文字（例えば4SC）を用いて示され
ている。
アナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）変換器１０の入力
に供給される。Ａ／Ｄ変換器１０はサンプリング
信号（4SC）に応答してアナログ・ビデオ信号を
サンプルし、サンプリング信号周波数（4SC）で
デジタル・ビデオ・サンプルを発生する。ここで
使用されているようにクロツク信号は大文字（例
えば4FSC）を用いて示し、信号周波数あるいはサ
ンプル率は小文字（例えば4SC）を用いて示され
ている。
第１図の実施例では、サンプリング信号周波数
4SCは色副搬送波周波数の４倍に等しい。ここで
SCは色副搬送波周波数を示す。色副搬送波周波
数が3.579545MHzのNTSCカラーテレビジヨン方
式では、4SCサンプリング信号周波数は
14.31818MHzである。
4SCは色副搬送波周波数の４倍に等しい。ここで
SCは色副搬送波周波数を示す。色副搬送波周波
数が3.579545MHzのNTSCカラーテレビジヨン方
式では、4SCサンプリング信号周波数は
14.31818MHzである。
Ａ／Ｄ変換器１０によつて発生された4SCの率
のデジタル・サンプルは遅延段１４およびデジタ
ル帯域通過フイルタ１２に入力に供給される。帯
域通過フイルタ１２の通過帯域は、NTSC方式で
は3.58MHzの色副搬送波周波数を中心として分布
されたクロミナンス周波数を含んでいる。遅延段
１４は、帯域通過フイルタ１２の入力と補間装置
１６の出力との間の信号に与えられる遅延と整合
する等化遅延を与えるものである。
のデジタル・サンプルは遅延段１４およびデジタ
ル帯域通過フイルタ１２に入力に供給される。帯
域通過フイルタ１２の通過帯域は、NTSC方式で
は3.58MHzの色副搬送波周波数を中心として分布
されたクロミナンス周波数を含んでいる。遅延段
１４は、帯域通過フイルタ１２の入力と補間装置
１６の出力との間の信号に与えられる遅延と整合
する等化遅延を与えるものである。
帯域通過フイルタ１２は、そのフイルタに供給
される入力信号の率よりも低いクロツク率で濾波
された出力信号を発生する。これは例えばフイル
タによつて生成された出力信号を副サンプルする
ことによつて行なわれる。第１図の実施例では、
帯域通過フイルタ１２は、フイルタに供給される
入力信号の率の２分の１の2SCの率で出力信号を
発生する。濾波された信号の2SCの率は、情報を
保持した濾波された信号の帯域幅に対するナイキ
ストのサンプリング基準を満足するものである。
2SCの濾波された信号はくし形フイルタ２０に供
給される。くし形フイルタ２０は、同様に2SCの
信号率でクロツクされる1H遅延線２２と減算器
２４とを含んでいる。1H遅延線２２を通過した
濾波された信号は減算器２４の一方の入力に供給
され、非遅延濾波信号は減算器２４の第２の入力
に供給される。かくして減算器２４は2SCのクロ
ツク率でくし形濾波されたクロミナンス信号を発
生する。くし形濾波されたクロミナンス信号はさ
らに処理し且つ表示に適した形にある。
される入力信号の率よりも低いクロツク率で濾波
された出力信号を発生する。これは例えばフイル
タによつて生成された出力信号を副サンプルする
ことによつて行なわれる。第１図の実施例では、
帯域通過フイルタ１２は、フイルタに供給される
入力信号の率の２分の１の2SCの率で出力信号を
発生する。濾波された信号の2SCの率は、情報を
保持した濾波された信号の帯域幅に対するナイキ
ストのサンプリング基準を満足するものである。
2SCの濾波された信号はくし形フイルタ２０に供
給される。くし形フイルタ２０は、同様に2SCの
信号率でクロツクされる1H遅延線２２と減算器
２４とを含んでいる。1H遅延線２２を通過した
濾波された信号は減算器２４の一方の入力に供給
され、非遅延濾波信号は減算器２４の第２の入力
に供給される。かくして減算器２４は2SCのクロ
ツク率でくし形濾波されたクロミナンス信号を発
生する。くし形濾波されたクロミナンス信号はさ
らに処理し且つ表示に適した形にある。
くし形濾波されたくし形クロミナンス信号はま
た補間装置１６に入力に供給される。補間装置１
６は2SCの率のクロミナンス・サンプルを補間し
て2SCのサンプルの中間の信号値を発生する。従
つて、補間装置１６の出力信号は4SCのサンプリ
ング率のくし形濾波された信号サンプルからな
る。この4SCの率のくし形濾波されたクロミナン
ス信号は減算器１８の一方の入力に供給され、減
算器１８にはまた遅延段１４を通過した4SCの率
のサンプルが供給される。減算器１８は遅延段１
４を通過した合成信号サンプルからくし形濾波さ
れたクロミナンス・サンプルを減算し、くし形濾
波されたルミナンス信号サンプルを生成する。く
し形濾波されたルミナンス信号は減算器１８の出
力から得られ、引続いてルミナンス情報の処理を
受ける。
た補間装置１６に入力に供給される。補間装置１
６は2SCの率のクロミナンス・サンプルを補間し
て2SCのサンプルの中間の信号値を発生する。従
つて、補間装置１６の出力信号は4SCのサンプリ
ング率のくし形濾波された信号サンプルからな
る。この4SCの率のくし形濾波されたクロミナン
ス信号は減算器１８の一方の入力に供給され、減
算器１８にはまた遅延段１４を通過した4SCの率
のサンプルが供給される。減算器１８は遅延段１
４を通過した合成信号サンプルからくし形濾波さ
れたクロミナンス・サンプルを減算し、くし形濾
波されたルミナンス信号サンプルを生成する。く
し形濾波されたルミナンス信号は減算器１８の出
力から得られ、引続いてルミナンス情報の処理を
受ける。
第１図の装置は、くし形フイルタ２０がＡ／Ｄ
変換器１０によつて発生される合成信号のサンプ
リング率よりも低いデータ率で動作するという点
で有利である。このことは、遅延線２２の1H遅
延は、4SCのデータ率に必要とされる910段の遅
延線の代りにNTCS信号に対する455段の遅延線
によつて与えられることを意味する。例えば、も
しくし形フイルタが８ビツト濾波サンプルを発生
するならば、1H遅延線中に4SCくし形フイルタ
に必要な7280の位置の代りに僅か3640の記憶位置
を必要とするにすぎない。2SCの率のくし形濾波
されたクロミナンス信号は補間されて4SCの合成
信号率でクロミナンス・サンプルを供給し、合成
信号から減算されくし形フイルタ・ルミナンス信
号を発生する。
変換器１０によつて発生される合成信号のサンプ
リング率よりも低いデータ率で動作するという点
で有利である。このことは、遅延線２２の1H遅
延は、4SCのデータ率に必要とされる910段の遅
延線の代りにNTCS信号に対する455段の遅延線
によつて与えられることを意味する。例えば、も
しくし形フイルタが８ビツト濾波サンプルを発生
するならば、1H遅延線中に4SCくし形フイルタ
に必要な7280の位置の代りに僅か3640の記憶位置
を必要とするにすぎない。2SCの率のくし形濾波
されたクロミナンス信号は補間されて4SCの合成
信号率でクロミナンス・サンプルを供給し、合成
信号から減算されくし形フイルタ・ルミナンス信
号を発生する。
第１図の実施例における帯域通過フイルタ１２
として使用するに適したデジタル有限インパルス
応答（FIR）帯域通過フイルタは第２図に詳細に
示されている。第２、４、５、１１、２０図で太
い線は多数ビツト・サンプルに対するデータ路を
示し、細い線はクロツク信号路を示す。Ａ／Ｄ変
換器１０によつて生成された合成ビデオ信号は遅
延段τ1乃至τ8を含む８段シフト・レジスタ３０の
第１段の入力に供給される。各遅延段4FSCクロツ
ク信号によつてクロツクされて4FSCクロツク信号
の１サイクルの間に多数ビツト・サンプルを記憶
させる。例えば、サンプルが８ビツトの長さであ
れば、各遅延段は８ビツトの情報を含むことにな
る。ビデオ信号サンプルはレジスタ３０を経て順
次クロツクされ、最終段τ8からの出力信号は第１
図および第５図の遅延段１４中の遅延段τ9に供給
される。さらに第１段τ1への入力および各段の出
力はラツチ・レジスタ４０のデータ・ラツチの入
力に結合されている。
として使用するに適したデジタル有限インパルス
応答（FIR）帯域通過フイルタは第２図に詳細に
示されている。第２、４、５、１１、２０図で太
い線は多数ビツト・サンプルに対するデータ路を
示し、細い線はクロツク信号路を示す。Ａ／Ｄ変
換器１０によつて生成された合成ビデオ信号は遅
延段τ1乃至τ8を含む８段シフト・レジスタ３０の
第１段の入力に供給される。各遅延段4FSCクロツ
ク信号によつてクロツクされて4FSCクロツク信号
の１サイクルの間に多数ビツト・サンプルを記憶
させる。例えば、サンプルが８ビツトの長さであ
れば、各遅延段は８ビツトの情報を含むことにな
る。ビデオ信号サンプルはレジスタ３０を経て順
次クロツクされ、最終段τ8からの出力信号は第１
図および第５図の遅延段１４中の遅延段τ9に供給
される。さらに第１段τ1への入力および各段の出
力はラツチ・レジスタ４０のデータ・ラツチの入
力に結合されている。
ラツチ・レジスタ４０は、LI1乃至LI9と示され
た９個のLIラツチと、LQ1乃至LQ9と示された９個
のLQラツチとを含んでいる。LIおよびLQラツチ
はシフト・レジスタ段の出力で対をなして構成さ
れており、ラツチLI1およびLQ1の入力はシフト・
レジスタ段τ1の入力に結合されており、ラツチ
LI2およびLQ2の入力はシフト・レジスタ段τ2の入
力に結合されており、以下同様に構成されてい
る。ラツチLIはクロツク信号ICLによつて並列的
に負荷（ローデイング）され、ラツチLQは第２
のクロツク信号QCLによつて並列的に負荷され
る。この実施例におけるICLおよびQCLクロツク信
号は同じ周波数SCであるが、位相は互いに異つ
ている。
た９個のLIラツチと、LQ1乃至LQ9と示された９個
のLQラツチとを含んでいる。LIおよびLQラツチ
はシフト・レジスタ段の出力で対をなして構成さ
れており、ラツチLI1およびLQ1の入力はシフト・
レジスタ段τ1の入力に結合されており、ラツチ
LI2およびLQ2の入力はシフト・レジスタ段τ2の入
力に結合されており、以下同様に構成されてい
る。ラツチLIはクロツク信号ICLによつて並列的
に負荷（ローデイング）され、ラツチLQは第２
のクロツク信号QCLによつて並列的に負荷され
る。この実施例におけるICLおよびQCLクロツク信
号は同じ周波数SCであるが、位相は互いに異つ
ている。
ラツチ４０に保持されたビデオ信号サンプルは
マルチプレクサ５０によつて重み付け関数回路６
０の入力に供給される。第２図でスイツチの配列
として代表的に示すマルチプレクサ５０はLIおよ
びLQラツチの出力を重み付け関数回路６０の入
力に交互に結合する。マルチプレクサ５０は2SC
の率Ｉ／Ｑ CLOCKs信号によつて切換えられ
る。重み付け関数回路６０は供給された信号に対
して図に示すように１／８、−７／64、−15／64、
３／64、５／16づつ重み付けする。重み付け関数
回路は、ローレン エー クリストフア
（Lauren A.Christopher）氏が「デジタル・フイ
ルタ回路（Digital Filter Circuit）」という名称
で1982年３月31日付で出願した米国特許第363827
号中に示されているようなシフト・マトリツクス
と加算器とを用いて構成することができる。
マルチプレクサ５０によつて重み付け関数回路６
０の入力に供給される。第２図でスイツチの配列
として代表的に示すマルチプレクサ５０はLIおよ
びLQラツチの出力を重み付け関数回路６０の入
力に交互に結合する。マルチプレクサ５０は2SC
の率Ｉ／Ｑ CLOCKs信号によつて切換えられ
る。重み付け関数回路６０は供給された信号に対
して図に示すように１／８、−７／64、−15／64、
３／64、５／16づつ重み付けする。重み付け関数
回路は、ローレン エー クリストフア
（Lauren A.Christopher）氏が「デジタル・フイ
ルタ回路（Digital Filter Circuit）」という名称
で1982年３月31日付で出願した米国特許第363827
号中に示されているようなシフト・マトリツクス
と加算器とを用いて構成することができる。
重み付け関数回路６０によつて生成された重み
付けられたサンプルは加算ツリー７０に供給さ
れ、これは加算ツリーの最後の加算器７８の出力
で全ての重み付けられたサンプルの和を生成す
る。中心回路６２を除いて各重み付け関数回路の
出力信号はツリー中の４個の加算器を通過して加
算器７８の出力に到達する。中心回路６２の出力
は１個のみの加算器７８を通過し、従つて、通常
は対応する時間の点にある他のサンプルに先行し
て加算器７８の出力に到達する。中心回路６２の
サンプルが他のサンプルと同じ時間関係で到達す
るように、加算ツリーの３個の加算器の遅延に等
しい遅延τ3Aが中心重み付け関数回路の出力信号
路中に与えられている。従つて、重み付けられた
サンプルは最終加算器７８の出力において適正な
時間関係で加算される。加算器７８の出力におけ
る加算された信号サンプルはＩ／Ｑ CLOCKFに
よつて出力ラツチL〓に供給されてラツチされ、
この出力ラツチL〓は2SCの率で濾波された信号
IF、QFを発生する。
付けられたサンプルは加算ツリー７０に供給さ
れ、これは加算ツリーの最後の加算器７８の出力
で全ての重み付けられたサンプルの和を生成す
る。中心回路６２を除いて各重み付け関数回路の
出力信号はツリー中の４個の加算器を通過して加
算器７８の出力に到達する。中心回路６２の出力
は１個のみの加算器７８を通過し、従つて、通常
は対応する時間の点にある他のサンプルに先行し
て加算器７８の出力に到達する。中心回路６２の
サンプルが他のサンプルと同じ時間関係で到達す
るように、加算ツリーの３個の加算器の遅延に等
しい遅延τ3Aが中心重み付け関数回路の出力信号
路中に与えられている。従つて、重み付けられた
サンプルは最終加算器７８の出力において適正な
時間関係で加算される。加算器７８の出力におけ
る加算された信号サンプルはＩ／Ｑ CLOCKFに
よつて出力ラツチL〓に供給されてラツチされ、
この出力ラツチL〓は2SCの率で濾波された信号
IF、QFを発生する。
第２図の帯域通過フイルタの動作を、フイルタ
の動作順序を示す第６図を参照して説明する。第
６図ａはシフト・レジスタ３０の内容を示す。
I1、Q1、−I1、−Q1等として示す合成ビデオ信号サ
ンプルは4SCの率でレジスタ３０を経てシフトさ
れる。第６図ａの矢印は、レジスタがクロツクさ
れてデータをシフトする時間を示す。４個のシフ
トの後、第１のサンプルI1はτ4段にクロツク信号
で送り込まれる。その時間t1で後続するサンプル
Q1、−I1および−Q1はそれぞれシフト・レジスタ
段τ3，τ2，τ1に位置している。先行する信号サン
プルは段τ5乃至τ8に蓄積される。4FSCクロツクの
２分の１サイクルの後、時間t1.5において、シフ
ト・レジスタ３０の内容はILCクロツクによつて
L1ラツチに送り込まれる。第６図ｂは今サンプ
ルI1を保持しているラツチL15の内容を示してい
る。以下、ラツチL14がサンプルQ1を保持し、ラ
ツチL13がサンプル−I1を保持し、以下同様に各
ラツチがそれぞれのサンプルを保持する。
の動作順序を示す第６図を参照して説明する。第
６図ａはシフト・レジスタ３０の内容を示す。
I1、Q1、−I1、−Q1等として示す合成ビデオ信号サ
ンプルは4SCの率でレジスタ３０を経てシフトさ
れる。第６図ａの矢印は、レジスタがクロツクさ
れてデータをシフトする時間を示す。４個のシフ
トの後、第１のサンプルI1はτ4段にクロツク信号
で送り込まれる。その時間t1で後続するサンプル
Q1、−I1および−Q1はそれぞれシフト・レジスタ
段τ3，τ2，τ1に位置している。先行する信号サン
プルは段τ5乃至τ8に蓄積される。4FSCクロツクの
２分の１サイクルの後、時間t1.5において、シフ
ト・レジスタ３０の内容はILCクロツクによつて
L1ラツチに送り込まれる。第６図ｂは今サンプ
ルI1を保持しているラツチL15の内容を示してい
る。以下、ラツチL14がサンプルQ1を保持し、ラ
ツチL13がサンプル−I1を保持し、以下同様に各
ラツチがそれぞれのサンプルを保持する。
時間t3でシフト・レジスタ３０は再びクロツク
されて、サンプルQ1は段τ4に送り込まれる。4FSC
クロツクの２分の１サイクルの後、時間t3.5にお
いて、シフト・レジスタに保持されたサンプルは
LQラツチに送り込まれる。第６図ｃは時間t3.5に
引続いてサンプルQ1を含むラツチLQの内容を示
す。
されて、サンプルQ1は段τ4に送り込まれる。4FSC
クロツクの２分の１サイクルの後、時間t3.5にお
いて、シフト・レジスタに保持されたサンプルは
LQラツチに送り込まれる。第６図ｃは時間t3.5に
引続いてサンプルQ1を含むラツチLQの内容を示
す。
シフト・レジスタ３０およびラツチ４０はこの
ようにしてクロツクされ続ける。３個の4FSCクロ
ツク・サイクルt5、t6、t7の後、サンプルI2はτ4に
位置し、LIラツチは時間t7.5で再度負荷される。
シフト・レジスタは時間t9で再度シフトされ、LQ
ラツチは時間t9.5で負荷される。
ようにしてクロツクされ続ける。３個の4FSCクロ
ツク・サイクルt5、t6、t7の後、サンプルI2はτ4に
位置し、LIラツチは時間t7.5で再度負荷される。
シフト・レジスタは時間t9で再度シフトされ、LQ
ラツチは時間t9.5で負荷される。
マルチプレクサ５０は、第６図ｄに示すよう
に、サンプルをラツチ４０から重み付け関数回路
へ2SCのクロツク率で導く。時間t3から時間t6ま
でL1ラツチはマルチプレクサによつて重み付け
関数回路の入力に接続される。時間t6から時間t9
までの間、LQラツチは重み付け関数回路に接続
される。マルチプレクサはこの2SCの率でラツチ
間を交番し続ける。
に、サンプルをラツチ４０から重み付け関数回路
へ2SCのクロツク率で導く。時間t3から時間t6ま
でL1ラツチはマルチプレクサによつて重み付け
関数回路の入力に接続される。時間t6から時間t9
までの間、LQラツチは重み付け関数回路に接続
される。マルチプレクサはこの2SCの率でラツチ
間を交番し続ける。
このときサンプルは重み付け関数回路６０およ
び加算ツリー７０を経て加算器７８の出力に伝播
する。加算器は他の回路素子に比してある程度の
伝播遅延を呈すると考えられるので、帯域通過フ
イルタの動作にはこのような遅延を考慮する必要
がある。説明の都合上、重み付け関数回路６６ナ
ノ秒の伝播遅延を呈すると仮定し、また各加算器
は40ナノ秒の伝播遅延を呈すると仮定する。従つ
て、各信号はマルチプレクサ５０の出力から重み
付け関数回路および４個の加算遅延を通じて通過
するときに226ナノ秒の遅延を受ける。例えば、
ラツチL1に保持された信号は、約54ナノ秒だけ
時間t9に先行する時間である時間t3でマルチプレ
クサを通じて結合されるが、226ナノ秒の間、加
算器７８の出力に到達しない。従つて、時間t9ま
で加算器７８の出力の信号は落着くまで54ナノ秒
経過し、それから時間t9でラツチL〓にクロツクで
送り込まれる。第６図ｅに示すように、サンプル
I1に対応する濾波された信号サンプルI1Fが帯域通
過フイルタの出力に発生する前に、4SCシフト・
レジスタ・クロツク（第６図ａのt1乃至t9）の５
サイクルが経過することが判る。この遅延が第１
図および第５図の等化遅延１４の選択に当つて考
慮される。
び加算ツリー７０を経て加算器７８の出力に伝播
する。加算器は他の回路素子に比してある程度の
伝播遅延を呈すると考えられるので、帯域通過フ
イルタの動作にはこのような遅延を考慮する必要
がある。説明の都合上、重み付け関数回路６６ナ
ノ秒の伝播遅延を呈すると仮定し、また各加算器
は40ナノ秒の伝播遅延を呈すると仮定する。従つ
て、各信号はマルチプレクサ５０の出力から重み
付け関数回路および４個の加算遅延を通じて通過
するときに226ナノ秒の遅延を受ける。例えば、
ラツチL1に保持された信号は、約54ナノ秒だけ
時間t9に先行する時間である時間t3でマルチプレ
クサを通じて結合されるが、226ナノ秒の間、加
算器７８の出力に到達しない。従つて、時間t9ま
で加算器７８の出力の信号は落着くまで54ナノ秒
経過し、それから時間t9でラツチL〓にクロツクで
送り込まれる。第６図ｅに示すように、サンプル
I1に対応する濾波された信号サンプルI1Fが帯域通
過フイルタの出力に発生する前に、4SCシフト・
レジスタ・クロツク（第６図ａのt1乃至t9）の５
サイクルが経過することが判る。この遅延が第１
図および第５図の等化遅延１４の選択に当つて考
慮される。
別の帯域通過フイルタ１２′が第３図に示され
ている。この構成では、計算素子と同様にフイル
タ遅延段は低下した率で動作させられる。構成の
異つたFIRフイルタが同じ時間シーケンスで重み
付けされたサンプルの同じ和を生成するように動
作すると、このFIRフイルタは同様なFIRフイル
タ機能を発揮すると考えられる。この結果を得る
のに必要な回路は供給された信号サンプルを連続
的に記憶し、必要なサンプルを必要なシーケンス
で係数逓倍器に導く。
ている。この構成では、計算素子と同様にフイル
タ遅延段は低下した率で動作させられる。構成の
異つたFIRフイルタが同じ時間シーケンスで重み
付けされたサンプルの同じ和を生成するように動
作すると、このFIRフイルタは同様なFIRフイル
タ機能を発揮すると考えられる。この結果を得る
のに必要な回路は供給された信号サンプルを連続
的に記憶し、必要なサンプルを必要なシーケンス
で係数逓倍器に導く。
第３図のフイルタ回路は、交番モードの形の入
力信号サンプルを、サンプル率の２分の１の率で
動作する２個の別々の遅延レジスタＰおよびＭに
供給することによつて上記の結果を得ている。係
数逓倍器は、同様な係数逓倍器が第２図のフイル
タ中のサンプルを処理して＋Ｉおよび＋Ｑの濾波
されたサンプルを発生するのと同じシーケンスで
入力信号サンプルを処理するようにそれぞれ相互
接続されている。出力の信号は、第２図の加算ツ
リー７０と同様な加算回路２００に供給される。
第３図ａの回路は、第２図の回路が４個の入力サ
ンプルの時間期間にわたつて２個の濾波された出
力サンプルIF、QFを引伸ばすために行なつた様な
出力ラツチを経て処理されるべき濾波された信号
を必要としない。
力信号サンプルを、サンプル率の２分の１の率で
動作する２個の別々の遅延レジスタＰおよびＭに
供給することによつて上記の結果を得ている。係
数逓倍器は、同様な係数逓倍器が第２図のフイル
タ中のサンプルを処理して＋Ｉおよび＋Ｑの濾波
されたサンプルを発生するのと同じシーケンスで
入力信号サンプルを処理するようにそれぞれ相互
接続されている。出力の信号は、第２図の加算ツ
リー７０と同様な加算回路２００に供給される。
第３図ａの回路は、第２図の回路が４個の入力サ
ンプルの時間期間にわたつて２個の濾波された出
力サンプルIF、QFを引伸ばすために行なつた様な
出力ラツチを経て処理されるべき濾波された信号
を必要としない。
第３図ａでは、FIRフイルタは５個の縦続接続
された遅延段Ｐ１乃至Ｐ５を有するＰレジスタを
有し、これは正のＩおよびＱサンプルが連続的に
供給される。５個の遅延段Ｍ１乃至Ｍ５を含むＭ
レジスタは連続する負のＩおよびＱ入力サンプル
が供給される。ＰおよびＭレジスタの遅延段の
各々は遅延された信号サンプルを各重み付け関数
回路C1乃至Ｃ９に供給するための出力タツプを
もつている。重み付け回路のあるものはレジスタ
の出力タツプ点に直接接続されているが、他のも
のはマルチプレクサすなわちスイツチ回路２０６
によつて入力サンプル率の２分の１の率で２個の
レジスタの出力タツプ点に接続されている。
された遅延段Ｐ１乃至Ｐ５を有するＰレジスタを
有し、これは正のＩおよびＱサンプルが連続的に
供給される。５個の遅延段Ｍ１乃至Ｍ５を含むＭ
レジスタは連続する負のＩおよびＱ入力サンプル
が供給される。ＰおよびＭレジスタの遅延段の
各々は遅延された信号サンプルを各重み付け関数
回路C1乃至Ｃ９に供給するための出力タツプを
もつている。重み付け回路のあるものはレジスタ
の出力タツプ点に直接接続されているが、他のも
のはマルチプレクサすなわちスイツチ回路２０６
によつて入力サンプル率の２分の１の率で２個の
レジスタの出力タツプ点に接続されている。
第３図ｂは、特定のレジスタ段Ｐ１乃至Ｐ５お
よびＭ１乃至Ｍ５の時間T1、およびT1にレジス
タによる１データ・シフトを加えた時間に相当す
る時間T2に対する時間の状態を示す状態テーブ
ルである。値Ciの２つの行は、時間T1およびT2
に対する特定の列中の各レジスタ段に接続された
各重み付け回路に相当する。第３ｂ図、第２図お
よび第６図を参照すると、ＰおよびＭレジスタ中
のこの一連の９個のサンプルのうちの特定のサン
プルは、すべての後続する９個のサンプルの群と
同様に第２図のフイルタ回路中の９個のサンプル
の第１列として同様な係数逓倍器に供給される。
従つて、サンプル基準によるサンプルに関して第
２図および第３図ａのフイルタ機能は同様であ
る。
よびＭ１乃至Ｍ５の時間T1、およびT1にレジス
タによる１データ・シフトを加えた時間に相当す
る時間T2に対する時間の状態を示す状態テーブ
ルである。値Ciの２つの行は、時間T1およびT2
に対する特定の列中の各レジスタ段に接続された
各重み付け回路に相当する。第３ｂ図、第２図お
よび第６図を参照すると、ＰおよびＭレジスタ中
のこの一連の９個のサンプルのうちの特定のサン
プルは、すべての後続する９個のサンプルの群と
同様に第２図のフイルタ回路中の９個のサンプル
の第１列として同様な係数逓倍器に供給される。
従つて、サンプル基準によるサンプルに関して第
２図および第３図ａのフイルタ機能は同様であ
る。
ＰおよびＭレジスタのローデイングすなわち負
荷はそれぞれ信号サンプリング回路２０１，２０
２、およびゲート２０３によつて発生されるレジ
スタ・クロツク・パルスによつて制御される。サ
ンプリング回路はすべての正ＩおよびＱ信号サン
プルをＰレジスタに供給し、またすべての負Ｉお
よびＱ信号サンプルをＭレジスタに供給する。２
個のレジスタは並列的に動作するので、それらは
１／２の入力サンプル率で動作することができる。
しかしながら、4SCの率の連続するサンプルは、
例えば＋Ｉおよび＋ＱがレジスタＰに、−Ｉおよ
び−ＱがレジスタＭに交互に供給されるので、各
第２のサンプル（±Ｑサンプル）は、データが失
われないように各レジスタに供給される前にラツ
チ２０４，２０５に一時的にラツチされる。
荷はそれぞれ信号サンプリング回路２０１，２０
２、およびゲート２０３によつて発生されるレジ
スタ・クロツク・パルスによつて制御される。サ
ンプリング回路はすべての正ＩおよびＱ信号サン
プルをＰレジスタに供給し、またすべての負Ｉお
よびＱ信号サンプルをＭレジスタに供給する。２
個のレジスタは並列的に動作するので、それらは
１／２の入力サンプル率で動作することができる。
しかしながら、4SCの率の連続するサンプルは、
例えば＋Ｉおよび＋ＱがレジスタＰに、−Ｉおよ
び−ＱがレジスタＭに交互に供給されるので、各
第２のサンプル（±Ｑサンプル）は、データが失
われないように各レジスタに供給される前にラツ
チ２０４，２０５に一時的にラツチされる。
サンプリング回路２０１および２０２に供給さ
れるクロツク信号のタイミングは第８図に示され
ている。第３図ａに示した形式のフイルタの動作
の詳細は1982年４月４日付でルイス ジユニア
（H.G.Lewis Jr.）氏が「Decimating And
Demodulating FIR Filters As For TV
Chroma Signals」という名称で出願した米国特
許出願第405173号中に示されている。
れるクロツク信号のタイミングは第８図に示され
ている。第３図ａに示した形式のフイルタの動作
の詳細は1982年４月４日付でルイス ジユニア
（H.G.Lewis Jr.）氏が「Decimating And
Demodulating FIR Filters As For TV
Chroma Signals」という名称で出願した米国特
許出願第405173号中に示されている。
第４図には第１図のくし形フイルタ２０がさら
に詳細に示されている。帯域通過フイルタ１２か
らの濾波された信号IF，QFは454段のシフト・レ
ジスタ２２の第１段τC1および加算器２８の入力
に供給される。シフト・レジスタ２２は2SCの
Ｉ／QCLOKF信号によつてクロツクされて最終
段τC454の出力に１水平テレビジヨン線の走査時
間だけ遅延されたサンプルを発生する。遅延され
たサンプルは減算器２４において非遅延サンプル
と減算的に合成される。遅延サンプルは算術的に
否定されて非遅延サンプルに加算される。デジタ
ル・サンプルを算術的に否定するには２の補数を
とるプロセスによつて行なわれる。この動作を実
行するために、遅延されたサンプルのビツトは反
転される。つまり個々のサンプル・ビツトを反転
する反転回路によつて１の補数をとる。１の補数
化遅延信号は加算器２８の第２の入力に“１”に
等しいキヤリイーインCIと共に供給される。CI
ビツトを加えるのは、適当な２の補数減算を行な
うために遅延信号の２の補数を得るためである。
加算器２８の出力におけるくし形濾波信号Ｉ／Ｑ
CLOCK信号によつてラツチLCFにラツチされ
る。帯域通過フイルタの加算器と同様に加算器２
８は40ナノ秒の伝播遅延を示すと仮定されてい
る。従つて、くし形濾波された信号サンプルI1F
は第６図ｆに示すように対応する信号サンプル
I1Fに関してＩ／Ｑ CLOCKの１サイクルだけラ
ツチLCFの出力に発生する。濾波されたサンプル
I1CFは第６図ｅの時間t9で発生し、一方、対応す
るくし形濾波された信号サンプルI1Fは第６図ｆ
の時間t10で発生する。
に詳細に示されている。帯域通過フイルタ１２か
らの濾波された信号IF，QFは454段のシフト・レ
ジスタ２２の第１段τC1および加算器２８の入力
に供給される。シフト・レジスタ２２は2SCの
Ｉ／QCLOKF信号によつてクロツクされて最終
段τC454の出力に１水平テレビジヨン線の走査時
間だけ遅延されたサンプルを発生する。遅延され
たサンプルは減算器２４において非遅延サンプル
と減算的に合成される。遅延サンプルは算術的に
否定されて非遅延サンプルに加算される。デジタ
ル・サンプルを算術的に否定するには２の補数を
とるプロセスによつて行なわれる。この動作を実
行するために、遅延されたサンプルのビツトは反
転される。つまり個々のサンプル・ビツトを反転
する反転回路によつて１の補数をとる。１の補数
化遅延信号は加算器２８の第２の入力に“１”に
等しいキヤリイーインCIと共に供給される。CI
ビツトを加えるのは、適当な２の補数減算を行な
うために遅延信号の２の補数を得るためである。
加算器２８の出力におけるくし形濾波信号Ｉ／Ｑ
CLOCK信号によつてラツチLCFにラツチされ
る。帯域通過フイルタの加算器と同様に加算器２
８は40ナノ秒の伝播遅延を示すと仮定されてい
る。従つて、くし形濾波された信号サンプルI1F
は第６図ｆに示すように対応する信号サンプル
I1Fに関してＩ／Ｑ CLOCKの１サイクルだけラ
ツチLCFの出力に発生する。濾波されたサンプル
I1CFは第６図ｅの時間t9で発生し、一方、対応す
るくし形濾波された信号サンプルI1Fは第６図ｆ
の時間t10で発生する。
第５図は、第１図の実施例で補間装置１６とし
て使用するのに適した補間装置である。くし形フ
イルタ２０によつて生成される2SCの率のクロミ
ナンス信号から4SCの率のクロミナンス信号を生
成するために幾つかの補間技術を使用することが
できる。図示の補間装置はリニア補間装置であ
る。この回路は、くし形濾波されたルミナンス信
号に望ましい特定の過渡応答性に基づいて各種の
多数の補間装置と置換することができる。デジタ
ル補間装置について論ずるには、プロシーデイン
グス オブ アイ・イー・イー・イー，Vol.69，
No.３，1981年３月，第300〜331頁のクロチーレ
（R.E.CROCHIERE）およびバリーナ（L.R.
BARINER）両氏の論文「Interpolation and
Decimation of Digital Signals−Ａ Tutorial
Review」を参照すべきである。第５図の補間装
置は、 −Ｉ＝−（I1＋I0）／２，−Ｑ＝−（Q1＋Q0）／２の
形式 の演算を実行する。ここでI1およびQ1はくし形濾
波されたクロミナンス・サンプルI1CFおよびQ1CF
であり、I0およびQ0はサンプルI1CFおよびQ1CFに
先行するくし形濾波されたサンプルである。次に
マルチプレクサはI1、Q1、−I1、−Q1等のくし形濾
波されたクロミナンス・データ流を4SCの率で発
生する。
て使用するのに適した補間装置である。くし形フ
イルタ２０によつて生成される2SCの率のクロミ
ナンス信号から4SCの率のクロミナンス信号を生
成するために幾つかの補間技術を使用することが
できる。図示の補間装置はリニア補間装置であ
る。この回路は、くし形濾波されたルミナンス信
号に望ましい特定の過渡応答性に基づいて各種の
多数の補間装置と置換することができる。デジタ
ル補間装置について論ずるには、プロシーデイン
グス オブ アイ・イー・イー・イー，Vol.69，
No.３，1981年３月，第300〜331頁のクロチーレ
（R.E.CROCHIERE）およびバリーナ（L.R.
BARINER）両氏の論文「Interpolation and
Decimation of Digital Signals−Ａ Tutorial
Review」を参照すべきである。第５図の補間装
置は、 −Ｉ＝−（I1＋I0）／２，−Ｑ＝−（Q1＋Q0）／２の
形式 の演算を実行する。ここでI1およびQ1はくし形濾
波されたクロミナンス・サンプルI1CFおよびQ1CF
であり、I0およびQ0はサンプルI1CFおよびQ1CFに
先行するくし形濾波されたサンプルである。次に
マルチプレクサはI1、Q1、−I1、−Q1等のくし形濾
波されたクロミナンス・データ流を4SCの率で発
生する。
第５図において、第４図のくし形濾波ラツチ
LCFの出力ICF、QCFは、Ｉ／Ｑ CLOCK信号によ
つてクロツクされる２個の遅延段８０および８１
と、加算器８２の入力に結合される。第２の遅延
段８１の出力は加算器８２の第２の入力に結合さ
れる。加算器８２の出力は反転回路８３の入力に
結合され、その出力は加算器８４の一方の入力に
結合され、加算器８４の他方の入力は値“１”を
受信する。加算器８４の出力は遅延段８６の入力
に結合される。遅延段８６はまたＩ／Ｑ
CLOCK信号によつてクロツクされる。アンド・
ゲート９６および９８の入力には遅延段８６の出
力が供給され、くし形フイルタ・ラツチLCFの出
力はアンド・ゲート９２および９４の入力に結合
されている。アンド・ゲート９２乃至９６の第２
の入力は各位相シフトされたクロツク信号I4、
Q4、−I4、−Q4を受信するように結合されている。
アンド・ゲート９２乃至９６の出力はオア・ゲー
ト９０の入力に結合されて4SCの率でくし形濾波
された信号を生成するマルチプレクサを形成して
いるオア・ゲート９０の出力はＤ形フリツプ・フ
ロツプ１００のデータ入力に結合されており、そ
のクロツク入力は4FSCのクロツク信号が供給され
る。
LCFの出力ICF、QCFは、Ｉ／Ｑ CLOCK信号によ
つてクロツクされる２個の遅延段８０および８１
と、加算器８２の入力に結合される。第２の遅延
段８１の出力は加算器８２の第２の入力に結合さ
れる。加算器８２の出力は反転回路８３の入力に
結合され、その出力は加算器８４の一方の入力に
結合され、加算器８４の他方の入力は値“１”を
受信する。加算器８４の出力は遅延段８６の入力
に結合される。遅延段８６はまたＩ／Ｑ
CLOCK信号によつてクロツクされる。アンド・
ゲート９６および９８の入力には遅延段８６の出
力が供給され、くし形フイルタ・ラツチLCFの出
力はアンド・ゲート９２および９４の入力に結合
されている。アンド・ゲート９２乃至９６の第２
の入力は各位相シフトされたクロツク信号I4、
Q4、−I4、−Q4を受信するように結合されている。
アンド・ゲート９２乃至９６の出力はオア・ゲー
ト９０の入力に結合されて4SCの率でくし形濾波
された信号を生成するマルチプレクサを形成して
いるオア・ゲート９０の出力はＤ形フリツプ・フ
ロツプ１００のデータ入力に結合されており、そ
のクロツク入力は4FSCのクロツク信号が供給され
る。
補間装置は加算器８２おいてICFおよびQCFサン
プルを先行するICFおよびQCFサンプルとそれぞれ
加算することによつて補間された値−Ｉ、−Ｑを
形成するように動作する。例えば、LCFラツチが
サンプルI1CFを加算器８２の一方の入力に供給す
るとき、先行するサンプルQ0CFは段８０に保持さ
れ、また、サンプルI0CFは段８１に保持され、加
算器８２の第２の入力に供給される。次のＩ／Ｑ
CLOCKサイクルはサンプルQ1CF及びQ0CFを加
算器８２に供給する。かくして、加算器８２はIo
＋Io-1、Qo＋Qo-1の形式の連続したサンプルを発
生する。これらのサンプルは加算器への入力信号
と同じ長がさのビツトであるが、最下位桁算出出
力ビツトを除いている。すなわち、もし加算器へ
の入力信号が８ビツト長であれば、加算器は出力
サンプルとして取られた上位８ビツトをもつた９
個の出力ビツトを発生する。これは合計値を２で
割る効果がある。加算サンプルのビツトは反転、
すなわち反転回路８３によつて１の補数が作られ
る。次いで加算回路８４において反転回路８３か
らの反転された和に値“１”が加算される。これ
はサンプルの２の補数を得る、すなわち否定を作
る効果がある。上記の演算による補間されたサン
プル−Ｉおよび−Ｑは加算器８４の出力に発生す
る。これらのサンプルはクロツクによつて連続的
に段８６に導入され、段８６は第６図ｇに示すよ
うな一連の補間されたサンプルを発生する。
プルを先行するICFおよびQCFサンプルとそれぞれ
加算することによつて補間された値−Ｉ、−Ｑを
形成するように動作する。例えば、LCFラツチが
サンプルI1CFを加算器８２の一方の入力に供給す
るとき、先行するサンプルQ0CFは段８０に保持さ
れ、また、サンプルI0CFは段８１に保持され、加
算器８２の第２の入力に供給される。次のＩ／Ｑ
CLOCKサイクルはサンプルQ1CF及びQ0CFを加
算器８２に供給する。かくして、加算器８２はIo
＋Io-1、Qo＋Qo-1の形式の連続したサンプルを発
生する。これらのサンプルは加算器への入力信号
と同じ長がさのビツトであるが、最下位桁算出出
力ビツトを除いている。すなわち、もし加算器へ
の入力信号が８ビツト長であれば、加算器は出力
サンプルとして取られた上位８ビツトをもつた９
個の出力ビツトを発生する。これは合計値を２で
割る効果がある。加算サンプルのビツトは反転、
すなわち反転回路８３によつて１の補数が作られ
る。次いで加算回路８４において反転回路８３か
らの反転された和に値“１”が加算される。これ
はサンプルの２の補数を得る、すなわち否定を作
る効果がある。上記の演算による補間されたサン
プル−Ｉおよび−Ｑは加算器８４の出力に発生す
る。これらのサンプルはクロツクによつて連続的
に段８６に導入され、段８６は第６図ｇに示すよ
うな一連の補間されたサンプルを発生する。
補間された−Ｉおよび−Ｑのサンプルおよびく
し形フイルタの出力サンプルは、アンド・ゲート
９２乃至９６およびオア・ゲート９０によつて
4SCの率でマルチプレツクスされる。第６図ｈを
参照すると、時間t11でI4クロツクは第６図ｆのサ
ンプルI1CFをアンド・ゲート９２によつてオア・
ゲート９０を経てＤ形フリツプ・フロツプ１００
の入力に供給する。時間t12で4FSCクロツクは信
号は第６図ｉのI1期間によつて示されるこのサン
プルをＤ形フリツプ・フロツプ１００に負荷す
る。時間t13で、第６図ｆのサンプルQ1CFは、ア
ンド・ゲート９４に供給されたQ4クロツク信号
によつてオア・ゲート９０を経てフリツプ・フロ
ツプ１００の入力に供給される。時間t14で、こ
のサンプルは第６図ｉの期間Q1によつて示すよ
うにフリツプ・フロツプ１００に負荷される。時
間t15で、段８６に保持された−Ｉサンプルはア
ンド・ゲート９６およびクロツク信号−I4によつ
てオア・ゲート９０を経てフリツプ・フロツプ１
００の入力に供給される。時間t16で、−I1サンプ
ルはフリツプ・フロツプ１００に負荷され、遅延
段８６は補間された−Ｑサンプルを保持するため
にクロツクされる。時間t17では、−Q1サンプル
は、−Q4クロツク信号によつて付勢されたアン
ド・ゲート９８によつてオア・ゲート９０に供給
され、時間t18で、−Ｑサンプルはフリツプ・フロ
ツプ１００に負荷される。第６図ｉに示す4SCの
率の一連の信号がフリツプ・フロツプ１００の出
力に発生するようにこの動作が継続して行なわれ
る。
し形フイルタの出力サンプルは、アンド・ゲート
９２乃至９６およびオア・ゲート９０によつて
4SCの率でマルチプレツクスされる。第６図ｈを
参照すると、時間t11でI4クロツクは第６図ｆのサ
ンプルI1CFをアンド・ゲート９２によつてオア・
ゲート９０を経てＤ形フリツプ・フロツプ１００
の入力に供給する。時間t12で4FSCクロツクは信
号は第６図ｉのI1期間によつて示されるこのサン
プルをＤ形フリツプ・フロツプ１００に負荷す
る。時間t13で、第６図ｆのサンプルQ1CFは、ア
ンド・ゲート９４に供給されたQ4クロツク信号
によつてオア・ゲート９０を経てフリツプ・フロ
ツプ１００の入力に供給される。時間t14で、こ
のサンプルは第６図ｉの期間Q1によつて示すよ
うにフリツプ・フロツプ１００に負荷される。時
間t15で、段８６に保持された−Ｉサンプルはア
ンド・ゲート９６およびクロツク信号−I4によつ
てオア・ゲート９０を経てフリツプ・フロツプ１
００の入力に供給される。時間t16で、−I1サンプ
ルはフリツプ・フロツプ１００に負荷され、遅延
段８６は補間された−Ｑサンプルを保持するため
にクロツクされる。時間t17では、−Q1サンプル
は、−Q4クロツク信号によつて付勢されたアン
ド・ゲート９８によつてオア・ゲート９０に供給
され、時間t18で、−Ｑサンプルはフリツプ・フロ
ツプ１００に負荷される。第６図ｉに示す4SCの
率の一連の信号がフリツプ・フロツプ１００の出
力に発生するようにこの動作が継続して行なわれ
る。
次いで4SCのクロミナンス信号は減算器１８に
よつて合成ビデオ信号から減算される。減算器１
８は第５図に示すように反転回路１０２と加算器
１０４とからなる。フリツプ・フロツプ１００に
よつて生成されたクロミナンス・サンプルのビツ
トは反転回路１０２に供給され、この反転回路は
加算器１０４の値“１”のキヤリイーイン・ビツ
トCIと共に減算用のクロミナンス信号の２の補
数を生成する。加算器１０４の第２の入力は、こ
の実施例では4FSCクロツク信号によつてクロツク
される５段シフト・レジスタである遅延段１４か
らの合成ビデオ信号サンプルを受信するように結
合されている。遅延段１４は合成ビデオ信号のサ
ンプルを対応するクロミナンス信号サンプルと時
間的に整列させる。再び第６図ａを参照すると、
合成ビデオ信号のサンプルI1は時間t1において帯
域通過フイルタのシフト・レジスタ３０の中間τ4
に位置していたことが判る。対応するI1クロミナ
ンス・サンプルI1は第６図ｉに示すように時間t12
までフリツプ・フロツプ１００によつて発生され
ない。第６図ａから判断して、4FSCクロツクの９
サイクルの遅延は時間t1と時間t12との間で発生す
る。従つて遅延段１４は、サンプルを適正な時間
シーケンスで加算器１０４の入力に導入されるよ
うに合成ビデオ信号を4FSCのクロツクの９サイク
ルだけ遅延させなければならない。この４サイク
ルの遅延は帯域通過シフト・レジスタの段τ5，
τ6，τ7およびτ8によつて与えられる。残りの５サ
イクルの遅延は第２図シフト・レジスタ段τ8から
の合成ビデオ・サンプルが供給される第５図のシ
フト・レジスタ段τ9乃至τ13によつて与えられる。
従つて、くし形濾波されたクロミナンス・サンプ
ルが合成ビデオ・サンプルから減算されて加算器
１０４の出力にくし形濾波されたルミナンス信号
を生成するように信号サンプルは加算器１０４の
入力に適当な時間シーケンスで供給される。
よつて合成ビデオ信号から減算される。減算器１
８は第５図に示すように反転回路１０２と加算器
１０４とからなる。フリツプ・フロツプ１００に
よつて生成されたクロミナンス・サンプルのビツ
トは反転回路１０２に供給され、この反転回路は
加算器１０４の値“１”のキヤリイーイン・ビツ
トCIと共に減算用のクロミナンス信号の２の補
数を生成する。加算器１０４の第２の入力は、こ
の実施例では4FSCクロツク信号によつてクロツク
される５段シフト・レジスタである遅延段１４か
らの合成ビデオ信号サンプルを受信するように結
合されている。遅延段１４は合成ビデオ信号のサ
ンプルを対応するクロミナンス信号サンプルと時
間的に整列させる。再び第６図ａを参照すると、
合成ビデオ信号のサンプルI1は時間t1において帯
域通過フイルタのシフト・レジスタ３０の中間τ4
に位置していたことが判る。対応するI1クロミナ
ンス・サンプルI1は第６図ｉに示すように時間t12
までフリツプ・フロツプ１００によつて発生され
ない。第６図ａから判断して、4FSCクロツクの９
サイクルの遅延は時間t1と時間t12との間で発生す
る。従つて遅延段１４は、サンプルを適正な時間
シーケンスで加算器１０４の入力に導入されるよ
うに合成ビデオ信号を4FSCのクロツクの９サイク
ルだけ遅延させなければならない。この４サイク
ルの遅延は帯域通過シフト・レジスタの段τ5，
τ6，τ7およびτ8によつて与えられる。残りの５サ
イクルの遅延は第２図シフト・レジスタ段τ8から
の合成ビデオ・サンプルが供給される第５図のシ
フト・レジスタ段τ9乃至τ13によつて与えられる。
従つて、くし形濾波されたクロミナンス・サンプ
ルが合成ビデオ・サンプルから減算されて加算器
１０４の出力にくし形濾波されたルミナンス信号
を生成するように信号サンプルは加算器１０４の
入力に適当な時間シーケンスで供給される。
第１図乃至第５図の実施例用に必要なクロツク
信号は第７図および第９図のクロツク発生回路網
によつて発生される。合成アナログ・ビデオ信号
は、カラーバースト信号を位相ロツクド・ループ
１１２にゲートとする第７図のバースト・ゲート
１１０に供給される。位相ロツクド・ループ１１
２はカラーバースト信号と位相整列されたカラー
副搬送波周波数の信号FSCを発生する。FSCの信号
波形は第８図ａおよび第１０図ｂに示されてい
る。Ｉ、Ｑのサンプリングを行なうためにFSC信
号57°に等しい遅延が位相ロツクド・ループ１１
２の出力に挿入される。
信号は第７図および第９図のクロツク発生回路網
によつて発生される。合成アナログ・ビデオ信号
は、カラーバースト信号を位相ロツクド・ループ
１１２にゲートとする第７図のバースト・ゲート
１１０に供給される。位相ロツクド・ループ１１
２はカラーバースト信号と位相整列されたカラー
副搬送波周波数の信号FSCを発生する。FSCの信号
波形は第８図ａおよび第１０図ｂに示されてい
る。Ｉ、Ｑのサンプリングを行なうためにFSC信
号57°に等しい遅延が位相ロツクド・ループ１１
２の出力に挿入される。
インバータ１１４にはFSC信号が供給され、そ
の出力に補信号SCが発生される。FSC信号はまた
第２の位相ロツクド・ループ１１２の位相検波器
１２１に供給される。位相検波器１２１は発振器
１２２にその位相および周波数を制御するための
制御信号を発生し、この発振器は第８図ｂに示す
ようにカラー副搬送波周波数の４倍の周波数4FSC
の信号を発生する。4FSC信号は÷２回路１２４お
よびインバータ１２３に供給され、このインバー
タ１２３は補信号4SCを発生する。÷２回路１２
４は第８図ｃに示すように副搬送波周波数２倍の
2FSCを発生する。2FSCの信号はインバータ１２６
によつて反転されて補信号2SCが生成される。
2FSCの信号はまた第２の÷２回路１２５の入力に
供給され、位相検波器１２１に供給されるFSCの
周波数の信号を発生する。従つてFSC、4FSC、
2FSCおよびこれらの補信号は実質的に位相同期関
係に維持される。
の出力に補信号SCが発生される。FSC信号はまた
第２の位相ロツクド・ループ１１２の位相検波器
１２１に供給される。位相検波器１２１は発振器
１２２にその位相および周波数を制御するための
制御信号を発生し、この発振器は第８図ｂに示す
ようにカラー副搬送波周波数の４倍の周波数4FSC
の信号を発生する。4FSC信号は÷２回路１２４お
よびインバータ１２３に供給され、このインバー
タ１２３は補信号4SCを発生する。÷２回路１２
４は第８図ｃに示すように副搬送波周波数２倍の
2FSCを発生する。2FSCの信号はインバータ１２６
によつて反転されて補信号2SCが生成される。
2FSCの信号はまた第２の÷２回路１２５の入力に
供給され、位相検波器１２１に供給されるFSCの
周波数の信号を発生する。従つてFSC、4FSC、
2FSCおよびこれらの補信号は実質的に位相同期関
係に維持される。
FSC、2FSCおよび4SCはアンド・ゲート１３０
の入力に供給されて第８図ｄおよび第１０図ｃに
示すようにすべての入力信号が高レベルのときIc
信号のパルスを発生する。同様にFSC、2SC、
4FSC信号はアンド・ゲート１３２の入力に供給さ
れ、これは第８図ｅおよび第１０図ｄに示すよう
にQc信号を発生する。4FSCおよび2SC信号はアン
ド・ゲート１３４の入力に供給され、第８図ｆお
よび第１０図ｇに示すようにＩ／Ｑ CLOCK信
号を発生する。SC、2FSC、4SC信号はアンド・
ゲート１３６の入力に供給されて第８図ｇおよび
第１０図ｅに示すようにクロツク信号−Icを発生
する。SC、2SCおよび4SC信号はアンド・ゲー
ト１３８の入力に供給されて第８図ｈおよび第１
０図ｆに示すようなクロツク信号−Qcを発生す
る。第８図ｆのＩ／Ｑ CLOCK信号は第２図、
４図、５図の帯域通過フイルタ、くし形フイルタ
および補間装置の動作用として4FSC信号と適正に
位相整列されていると見ることができ、またIc、
Qc、−Ic、−Qcクロツク信号は第５図の補間装置の
マルチプレクサに必要な90°の位相関係にあると
見ることができる。第８図のクロツク信号はまた
第６図の信号波形と同じ時間関係にある。
の入力に供給されて第８図ｄおよび第１０図ｃに
示すようにすべての入力信号が高レベルのときIc
信号のパルスを発生する。同様にFSC、2SC、
4FSC信号はアンド・ゲート１３２の入力に供給さ
れ、これは第８図ｅおよび第１０図ｄに示すよう
にQc信号を発生する。4FSCおよび2SC信号はアン
ド・ゲート１３４の入力に供給され、第８図ｆお
よび第１０図ｇに示すようにＩ／Ｑ CLOCK信
号を発生する。SC、2FSC、4SC信号はアンド・
ゲート１３６の入力に供給されて第８図ｇおよび
第１０図ｅに示すようにクロツク信号−Icを発生
する。SC、2SCおよび4SC信号はアンド・ゲー
ト１３８の入力に供給されて第８図ｈおよび第１
０図ｆに示すようなクロツク信号−Qcを発生す
る。第８図ｆのＩ／Ｑ CLOCK信号は第２図、
４図、５図の帯域通過フイルタ、くし形フイルタ
および補間装置の動作用として4FSC信号と適正に
位相整列されていると見ることができ、またIc、
Qc、−Ic、−Qcクロツク信号は第５図の補間装置の
マルチプレクサに必要な90°の位相関係にあると
見ることができる。第８図のクロツク信号はまた
第６図の信号波形と同じ時間関係にある。
線走査（水平同期）周波数と色副搬送波周波数
SCとの間に奇数倍の周波数関係があるので、情
報の１ビデオ線上のサンプルは後続する線および
先行する線上の垂直方向に整列したサンプルに関
して反対位相の関係にある。すなわち、第１の線
上の第１サンプルが＋Ｉサンプルであれば、次の
線上の第１サンプルは−Ｉサンプルである。くし
形濾波の原理の基礎となるこの関係は、ICLおよ
びQCLのクロツク信号の位相が線毎に変化して＋
Ｉおよび＋Ｑサンプルが１本の線上で選択され、
次の線上で垂直方向に整列された−Ｉおよび−Ｑ
サンプルと合成されるようにするという点で必要
なことである。さらに補間装置は第１の線では−
Ｉおよび−Ｑサンプルが＋Ｉと＋Ｑのサンプル間
を満たすように補間され、次の線で＋Ｉおよび＋
Ｑサンプルが−Ｉと−Ｑサンプル間を満たすよう
に補間される。
SCとの間に奇数倍の周波数関係があるので、情
報の１ビデオ線上のサンプルは後続する線および
先行する線上の垂直方向に整列したサンプルに関
して反対位相の関係にある。すなわち、第１の線
上の第１サンプルが＋Ｉサンプルであれば、次の
線上の第１サンプルは−Ｉサンプルである。くし
形濾波の原理の基礎となるこの関係は、ICLおよ
びQCLのクロツク信号の位相が線毎に変化して＋
Ｉおよび＋Ｑサンプルが１本の線上で選択され、
次の線上で垂直方向に整列された−Ｉおよび−Ｑ
サンプルと合成されるようにするという点で必要
なことである。さらに補間装置は第１の線では−
Ｉおよび−Ｑサンプルが＋Ｉと＋Ｑのサンプル間
を満たすように補間され、次の線で＋Ｉおよび＋
Ｑサンプルが−Ｉと−Ｑサンプル間を満たすよう
に補間される。
クロツク信号に必要な位相シフトを与えるクロ
ツク回路が第９図に示されている。第９図におい
て、同期信号原１４０はＤ形フリツプ・フロツプ
１５０のクロツク入力に供給される水平帰線消去
信号を発生する。フリツプ・フロツプ１５０のデ
ータ入力は論理１のレべル（＋）の電圧源に結合
されている。フリツプ・フロツプ１５０のＱ出力
はＤ形フリツプ・フロツプ１５２のデータ入力に
供給されている。フリツプ・フロツプ１５２のＱ
出力はＤ形フリツプ・フロツプ１５４のクロツク
入力に結合されており、SKIPと示されたフリツ
プ・フロツプ１５２の出力はフリツプ・フロツ
プ１５０のリセツト入力Ｒ、アンド・ゲート１８
０の入力、およびSKIP信号遅延線１７０の第１
段１７１の入力に結合されている。フリツプ・フ
ロツプ１５４の出力は排他的オア・ゲート１６
０の入力およびＤ形フリツプ・フロツプ１７８の
データ入力に結合されている。フリツプ・フロツ
プ１５４のＱ出力はフリツプ・フロツプ１５４の
データ入力に結合されており、排他的オア・ゲー
ト１６０の第２入力にはFSCクロツク信号が供給
され、その出力に信号“LINE”が発生される。
このLINE信号はフリツプ・フロツプ１５２のク
ロツク入力に供給される。
ツク回路が第９図に示されている。第９図におい
て、同期信号原１４０はＤ形フリツプ・フロツプ
１５０のクロツク入力に供給される水平帰線消去
信号を発生する。フリツプ・フロツプ１５０のデ
ータ入力は論理１のレべル（＋）の電圧源に結合
されている。フリツプ・フロツプ１５０のＱ出力
はＤ形フリツプ・フロツプ１５２のデータ入力に
供給されている。フリツプ・フロツプ１５２のＱ
出力はＤ形フリツプ・フロツプ１５４のクロツク
入力に結合されており、SKIPと示されたフリツ
プ・フロツプ１５２の出力はフリツプ・フロツ
プ１５０のリセツト入力Ｒ、アンド・ゲート１８
０の入力、およびSKIP信号遅延線１７０の第１
段１７１の入力に結合されている。フリツプ・フ
ロツプ１５４の出力は排他的オア・ゲート１６
０の入力およびＤ形フリツプ・フロツプ１７８の
データ入力に結合されている。フリツプ・フロツ
プ１５４のＱ出力はフリツプ・フロツプ１５４の
データ入力に結合されており、排他的オア・ゲー
ト１６０の第２入力にはFSCクロツク信号が供給
され、その出力に信号“LINE”が発生される。
このLINE信号はフリツプ・フロツプ１５２のク
ロツク入力に供給される。
SKIP信号遅延線１７０は５個の直列接続され
た遅延段１７１乃至１７５を有し、これらは、オ
ア・ゲート１７７によつて供給されるIcおよび−
Icクロツク信号のパルスによつてクロツクされ
る。Ｆ SKIPと示された第３の遅延段１７３の
出力はアンド・ゲート１９０の一方の入力に結合
され、アンド・ゲート１９０の他方の入力には
Ｉ／Ｑ CLOCK信号が供給される。アンド・ゲ
ート１９０はＩ／Ｑ CLOCKFと示された出力信
号を発生する。最終遅延段１７５の出力はインバ
ータ１７６によつてフリツプ・フロツプ１７８の
クロツク入力に結合されている。フリツプ・フロ
ツプ１７８のＱ出力は排他的オア・ゲート１６４
の第１入力に供給され、その第２入力にはFSCク
ロツク信号が供給される。排他的オア・ゲート１
６４は信号 を発生し、またこの信号は
インバータ１６６で反転されてLINE Ｄが生成
される。
た遅延段１７１乃至１７５を有し、これらは、オ
ア・ゲート１７７によつて供給されるIcおよび−
Icクロツク信号のパルスによつてクロツクされ
る。Ｆ SKIPと示された第３の遅延段１７３の
出力はアンド・ゲート１９０の一方の入力に結合
され、アンド・ゲート１９０の他方の入力には
Ｉ／Ｑ CLOCK信号が供給される。アンド・ゲ
ート１９０はＩ／Ｑ CLOCKFと示された出力信
号を発生する。最終遅延段１７５の出力はインバ
ータ１７６によつてフリツプ・フロツプ１７８の
クロツク入力に結合されている。フリツプ・フロ
ツプ１７８のＱ出力は排他的オア・ゲート１６４
の第１入力に供給され、その第２入力にはFSCク
ロツク信号が供給される。排他的オア・ゲート１
６４は信号 を発生し、またこの信号は
インバータ１６６で反転されてLINE Ｄが生成
される。
アンド・ゲート１８０の第２入力にはＩ／Ｑ
CLOCK信号が供給され、出力にＩ／Ｑ
CLOCKsと示された出力信号が発生する。
CLOCK信号が供給され、出力にＩ／Ｑ
CLOCKsと示された出力信号が発生する。
３個のアンド・ゲート１８２，１８４，１８６
の各々はオア・ゲート１７７の出力に結合された
入力を有している。LINE信号はアンド・ゲート
１８２の第２入力に供給され、その出力に帯域通
過フイルタのL1ラツチ用のICLクロツク信号を発
生する。アンド・ゲート１８４の第２の入力には
LINE Ｄ信号が供給され、その出力に補間装置
用のI4信号が発生される。アンド・ゲート１８６
の第２入力には 信号が供給され、その
出力には補間装置用の−I4クロツク信号が発生さ
れる。
の各々はオア・ゲート１７７の出力に結合された
入力を有している。LINE信号はアンド・ゲート
１８２の第２入力に供給され、その出力に帯域通
過フイルタのL1ラツチ用のICLクロツク信号を発
生する。アンド・ゲート１８４の第２の入力には
LINE Ｄ信号が供給され、その出力に補間装置
用のI4信号が発生される。アンド・ゲート１８６
の第２入力には 信号が供給され、その
出力には補間装置用の−I4クロツク信号が発生さ
れる。
アンド・ゲート１９２，１９４および１９６は
各々オア・ゲート１９８の出力に結合された入力
を有している。オア・ゲート１９８の一方の入力
にはQcクロツク信号が供給され、その第２の入
力には−Qcクロツク信号が供給される。アン
ド・ゲート１９２の第２の入力にはLINE信号が
供給されて帯域通過フイルタのLQラツチ用のQCL
クロツク信号が発生される。アンド・ゲート１９
４の第２の入力にはLINE Ｄ信号が供給され、
その出力には補間装置用のQ4信号が発生される。
アンド・ゲート１９６の第２入力には
が供給され、その出力に補間装置用の−Q4信号
が発生される。オア・ゲート１９８の出力はまた
インバータ１５６によつてフリツプ・フロツプ１
５２のリセツト入力Ｒにも結合されている。
各々オア・ゲート１９８の出力に結合された入力
を有している。オア・ゲート１９８の一方の入力
にはQcクロツク信号が供給され、その第２の入
力には−Qcクロツク信号が供給される。アン
ド・ゲート１９２の第２の入力にはLINE信号が
供給されて帯域通過フイルタのLQラツチ用のQCL
クロツク信号が発生される。アンド・ゲート１９
４の第２の入力にはLINE Ｄ信号が供給され、
その出力には補間装置用のQ4信号が発生される。
アンド・ゲート１９６の第２入力には
が供給され、その出力に補間装置用の−Q4信号
が発生される。オア・ゲート１９８の出力はまた
インバータ１５６によつてフリツプ・フロツプ１
５２のリセツト入力Ｒにも結合されている。
第９図のクロツク信号発生回路の動作は、フリ
ツプ・フロツプ１５０，１５２，１５４のすべて
がリセツト状態にあると仮定することによつて理
解することができる。フリツプ・フロツプ１５４
がリセツト状態にあると、第１０図ｂのパルス２
００を第１０図ｋのパルス２０２と比較すること
によつて明らかなように、排他的オア・ゲート１
６０の出力のLINE信号はFSC信号と同相関係にあ
る。第１０図ｋのLINE信号パルスは、Icおよび
Qc信号（第１０図ｃおよび第１０図ｄ）のパル
ス２０４および２０６をアンド・ゲート１８２お
よび１９１を経て帯域通過フイルタLIおよびLQレ
ジスタ４０にゲートし、これらの時間にラツチ・
レジスタを選択的に負荷する。第１０図ｂおよび
ｃと第１０図ａの一連のパルスを比較すれば判る
ように、このタイミングは一連の入力サンプルの
＋Ｉおよび＋Ｑ信号サンプルの発生時点でラツ
チ・レジスタ４０を負荷する。ビデオ信号が4SC
の率でＡ／Ｄ変換器１０によつてサンプルされる
と、NTSC信号の各水平線は910のサンプルによ
つて表わされる。これにより、LINE信号は第１
０図ａに示す905および906番目のサンプルを含む
４個のサンプルのうちの各群の第１および第２の
サンプルの発生時間中、ラツチ・レジスタ４０を
負荷する。
ツプ・フロツプ１５０，１５２，１５４のすべて
がリセツト状態にあると仮定することによつて理
解することができる。フリツプ・フロツプ１５４
がリセツト状態にあると、第１０図ｂのパルス２
００を第１０図ｋのパルス２０２と比較すること
によつて明らかなように、排他的オア・ゲート１
６０の出力のLINE信号はFSC信号と同相関係にあ
る。第１０図ｋのLINE信号パルスは、Icおよび
Qc信号（第１０図ｃおよび第１０図ｄ）のパル
ス２０４および２０６をアンド・ゲート１８２お
よび１９１を経て帯域通過フイルタLIおよびLQレ
ジスタ４０にゲートし、これらの時間にラツチ・
レジスタを選択的に負荷する。第１０図ｂおよび
ｃと第１０図ａの一連のパルスを比較すれば判る
ように、このタイミングは一連の入力サンプルの
＋Ｉおよび＋Ｑ信号サンプルの発生時点でラツ
チ・レジスタ４０を負荷する。ビデオ信号が4SC
の率でＡ／Ｄ変換器１０によつてサンプルされる
と、NTSC信号の各水平線は910のサンプルによ
つて表わされる。これにより、LINE信号は第１
０図ａに示す905および906番目のサンプルを含む
４個のサンプルのうちの各群の第１および第２の
サンプルの発生時間中、ラツチ・レジスタ４０を
負荷する。
NTSC信号の１本の線の910のサンプルは第１
０図ａのFSC信号の2221/2サイクルと時間的に整
列されている。くし形フイルタ２０を実質的に
2SCの率で動作させ、線毎に垂直方向に整列され
たサンプルを合成することによつてくし形濾波す
るために、第１０図ａの909および910として示す
別の半分の線のサンプルはくし形フイルタ処理か
ら除去される。この時点ではLINE信号の位相
は、くし形フイルタに供給される新しい線の反対
極性のサンプルを選択するために反転される。こ
れにより、第４図に示すように454段のくし形フ
イルタ２２が得られる。
０図ａのFSC信号の2221/2サイクルと時間的に整
列されている。くし形フイルタ２０を実質的に
2SCの率で動作させ、線毎に垂直方向に整列され
たサンプルを合成することによつてくし形濾波す
るために、第１０図ａの909および910として示す
別の半分の線のサンプルはくし形フイルタ処理か
ら除去される。この時点ではLINE信号の位相
は、くし形フイルタに供給される新しい線の反対
極性のサンプルを選択するために反転される。こ
れにより、第４図に示すように454段のくし形フ
イルタ２２が得られる。
位相変化は第１０図ｈに示す水平帰線消去信号
の波頭で開始され、フリツプ・フロツプ１５０を
セツトする。水平帰線消去信号の波頭は、帯域通
過フイルタτ4段（中間段）における一連のサンプ
ルを示す第１０図ａのサンプル905の期間中に生
ずるものと例示されている。フリツプ・フロツプ
１５０はフリツプ・フロツプ１５２のデータ入力
に高レべル信号を供給し、このフリツプ・フロツ
プ１５２は第１０図ｋに示すようにLINE信号の
次の波頭２１０でセツトされる。フリツプ・フロ
ツプ１５２のＱ出力は第１０図ｉに示すように
SKIPパルスを発生し、これはフリツプ・フロツ
プ１５４をセツト状態にクロツクする。
CHANGEと示されたフリツプ・フロツプ１５４
のＱ出力は第１０図ｊに示すように状態を変化
し、これは第１０図ｋに示すようにLINE信号の
位相を変化させる。LINE信号はIcおよびQcパル
ス２１４および２１６の発生期間中にあり、第１
０図ａのサンプル909および910の期間中ラツチ４
０を負荷するのを阻止する。さらに、フリツプ・
フロツプ１５２の出力におけるSKIPパルスは
第１０図ｇのＩ／QCLOCKパルス２１２がアン
ド・ゲート１８０を通過するのを阻止し、第２図
のマルチプレクサ５０はサンプル909および910の
期間中状態を変化しない。SKIPパルスまたフリ
ツプ・フロツプ１５０をリセツトし、Icクロツ
ク・パルス２１４によつてスキツプ信号遅延線１
７０の第１段１７１へ負荷される。フリツプ・フ
ロツプ１５２はQcクロツク・パルス２１６によ
つてリセツトされ、SKIPおよびパルスを終
了させる。
の波頭で開始され、フリツプ・フロツプ１５０を
セツトする。水平帰線消去信号の波頭は、帯域通
過フイルタτ4段（中間段）における一連のサンプ
ルを示す第１０図ａのサンプル905の期間中に生
ずるものと例示されている。フリツプ・フロツプ
１５０はフリツプ・フロツプ１５２のデータ入力
に高レべル信号を供給し、このフリツプ・フロツ
プ１５２は第１０図ｋに示すようにLINE信号の
次の波頭２１０でセツトされる。フリツプ・フロ
ツプ１５２のＱ出力は第１０図ｉに示すように
SKIPパルスを発生し、これはフリツプ・フロツ
プ１５４をセツト状態にクロツクする。
CHANGEと示されたフリツプ・フロツプ１５４
のＱ出力は第１０図ｊに示すように状態を変化
し、これは第１０図ｋに示すようにLINE信号の
位相を変化させる。LINE信号はIcおよびQcパル
ス２１４および２１６の発生期間中にあり、第１
０図ａのサンプル909および910の期間中ラツチ４
０を負荷するのを阻止する。さらに、フリツプ・
フロツプ１５２の出力におけるSKIPパルスは
第１０図ｇのＩ／QCLOCKパルス２１２がアン
ド・ゲート１８０を通過するのを阻止し、第２図
のマルチプレクサ５０はサンプル909および910の
期間中状態を変化しない。SKIPパルスまたフリ
ツプ・フロツプ１５０をリセツトし、Icクロツ
ク・パルス２１４によつてスキツプ信号遅延線１
７０の第１段１７１へ負荷される。フリツプ・フ
ロツプ１５２はQcクロツク・パルス２１６によ
つてリセツトされ、SKIPおよびパルスを終
了させる。
LINE信号の新しい位相は−Ｉおよび−Ｑサン
プルの発生期間中ラツチ・レジスタ４０を負荷す
る。例えばLINEパルス２２４は第１０図ｅおよ
びｆの−Icおよび−Qcパルス２２０および２２２
をアンド・ゲート１８２および１９２によつてラ
ツチ・レジスタへゲートする。パルス２２０およ
び２２２はサンプルの新しい線の−Ｉサンプル１
および−Ｑサンプル２と一致していると見ること
ができる。これらのサンプルは先行する水平線の
＋Ｉサンプル１および＋Ｑサンプル２と垂直方向
に整列されている。
プルの発生期間中ラツチ・レジスタ４０を負荷す
る。例えばLINEパルス２２４は第１０図ｅおよ
びｆの−Icおよび−Qcパルス２２０および２２２
をアンド・ゲート１８２および１９２によつてラ
ツチ・レジスタへゲートする。パルス２２０およ
び２２２はサンプルの新しい線の−Ｉサンプル１
および−Ｑサンプル２と一致していると見ること
ができる。これらのサンプルは先行する水平線の
＋Ｉサンプル１および＋Ｑサンプル２と垂直方向
に整列されている。
第６図ｄおよびｅから判るように、マルチプレ
ツクスされた信号が第２図の帯域通過フイルタを
経てフイルタ出力ラツチL〓に伝播するのにＩ／
QCLOCK信号の２サイクルを必要とする。サン
プル時間909および910の期間中フイルタのラツチ
４０にサンプルは供給されないので、時間909お
よび910からのサンプルがラツチL〓の入力に現わ
れることが予想される時にL〓ラツチの動作を防
止する必要がある。これは、この時点でSKIP信
号を段１７３の出力にクロツクするSKIP信号遅
延線によつて実行される。第９図にＦ SKIPと
示されたこの信号は、濾波されたサンプル909が
帯域通過フイルタの出力に現われると予想される
ときに、信号Ｉ／QCLOCKFによつてクロツクさ
れるL〓ラツチがラツチされないようにＩ／
QCLOCKパルスがアンド・ゲート１９０を通過
するのを阻止する。Ｉ／QCLOCKF信号はまたこ
の時クロツク・サイクルを同様にスキツプする第
４図のくし形フイルタ遅延線２０をクロツクす
る。
ツクスされた信号が第２図の帯域通過フイルタを
経てフイルタ出力ラツチL〓に伝播するのにＩ／
QCLOCK信号の２サイクルを必要とする。サン
プル時間909および910の期間中フイルタのラツチ
４０にサンプルは供給されないので、時間909お
よび910からのサンプルがラツチL〓の入力に現わ
れることが予想される時にL〓ラツチの動作を防
止する必要がある。これは、この時点でSKIP信
号を段１７３の出力にクロツクするSKIP信号遅
延線によつて実行される。第９図にＦ SKIPと
示されたこの信号は、濾波されたサンプル909が
帯域通過フイルタの出力に現われると予想される
ときに、信号Ｉ／QCLOCKFによつてクロツクさ
れるL〓ラツチがラツチされないようにＩ／
QCLOCKパルスがアンド・ゲート１９０を通過
するのを阻止する。Ｉ／QCLOCKF信号はまたこ
の時クロツク・サイクルを同様にスキツプする第
４図のくし形フイルタ遅延線２０をクロツクす
る。
さらにＩ／QCLOCKの２サイクル後に、スキ
ツプされたサンプル期間は第５図の補間装置１６
に到達する。これは補間装置のI4、Q4、−I4、−Q4
の位相の変化を必要とする。このときのSKIPパ
ルスはSKIP信号遅延線１７０の最終段１７５の
出力にクロツクされる。SKIPパルスは反転され、
フリツプ・フロツプ１７８をクロツクして
CHANGE信号レべルをフリツプ・フロツプ１７
８に負荷する。CHANGE信号レべルは次いで排
他的オア・ゲート１６４およびインバータ１６６
の出力におけるLINEおよび信号の位相を
反転する。LINE Ｄおよび 信号は、I4、
Q4、−I4、−Q4クロツク信号を発生するアンド・
ゲート１８４，１９４，１８６，１９６を制御す
る。先行する期間中、I4信号およびQ4信号はIcお
よびQcクロツク信号と同相関係にあり、くし形
濾波された＋Ｉおよび＋Ｑ信号を補間装置のゲー
ト９０を経てゲートさせる。−I4および−Q4信号
は−Icおよび−Qcクロツク信号と同相関係にあつ
て、補間された−Ｉ及び−Ｑ信号をゲート９０を
通つてゲートさせる。LINE Ｄおよび
信号の位相を反転することによつて、I4およびQ4
クロツク信号は−Icおよび−Qcクロツク信号と同
相になり、くし形濾波された−Ｉおよび−Ｑサン
プルを補間装置にゲートし、また−I4および−Q4
クロツク信号はIcおよびQcクロツク信号と同相関
係にあつて補間された＋Ｉおよび＋Ｑサンプルを
ゲート９０を経てゲートさせる。従つて、補間装
置は適当に位相調整されたサンプルをルミナンス
信号のくし形濾波のために減算器１８にゲートす
る。
ツプされたサンプル期間は第５図の補間装置１６
に到達する。これは補間装置のI4、Q4、−I4、−Q4
の位相の変化を必要とする。このときのSKIPパ
ルスはSKIP信号遅延線１７０の最終段１７５の
出力にクロツクされる。SKIPパルスは反転され、
フリツプ・フロツプ１７８をクロツクして
CHANGE信号レべルをフリツプ・フロツプ１７
８に負荷する。CHANGE信号レべルは次いで排
他的オア・ゲート１６４およびインバータ１６６
の出力におけるLINEおよび信号の位相を
反転する。LINE Ｄおよび 信号は、I4、
Q4、−I4、−Q4クロツク信号を発生するアンド・
ゲート１８４，１９４，１８６，１９６を制御す
る。先行する期間中、I4信号およびQ4信号はIcお
よびQcクロツク信号と同相関係にあり、くし形
濾波された＋Ｉおよび＋Ｑ信号を補間装置のゲー
ト９０を経てゲートさせる。−I4および−Q4信号
は−Icおよび−Qcクロツク信号と同相関係にあつ
て、補間された−Ｉ及び−Ｑ信号をゲート９０を
通つてゲートさせる。LINE Ｄおよび
信号の位相を反転することによつて、I4およびQ4
クロツク信号は−Icおよび−Qcクロツク信号と同
相になり、くし形濾波された−Ｉおよび−Ｑサン
プルを補間装置にゲートし、また−I4および−Q4
クロツク信号はIcおよびQcクロツク信号と同相関
係にあつて補間された＋Ｉおよび＋Ｑサンプルを
ゲート９０を経てゲートさせる。従つて、補間装
置は適当に位相調整されたサンプルをルミナンス
信号のくし形濾波のために減算器１８にゲートす
る。
第１０図の右半分の波形は、同様なクロツク信
号の位相反転が、第１０図ｊのCHANGE信号が
そのリセツト状態に変化させられる間に新しい水
平線の終りで生ずることを示している。
号の位相反転が、第１０図ｊのCHANGE信号が
そのリセツト状態に変化させられる間に新しい水
平線の終りで生ずることを示している。
この発明の実施例の解析は、誤つた補間サンプ
ルはある線から次の線へのクロツク位相変化の時
点で生成されることを示している。これはある線
のサンプルは補間装置により隣接する線の不適切
なサンプルと合成させるからである。さらに詳し
く言えば、最終線の最後の２個の補間サンプルと
新しい線の最初の２個の補間サンプルは間違つて
おり、それは第１０図のjCHANGE信号の変化
で開始する６個の4FSCクロツク・サイクルの期間
に及んでいる。第１０図ｈと第１０図ｊおよびａ
を比較すると、約４個のサンプル期間（すなわち
４個の4FSCクロツク・サイクル）は水平線消去期
間の波頭とCHANGE信号の変化との間で生ずる
ことが判る。従つて、水平線消去パルスの波頭と
正しいサンプルが定常状態で流れ始めるまでの間
に合計で10サイクルの4FSCクロツクが通過する。
NTSC方式ではこれを約700ナノ秒の期間である。
水平同期パルスに先行する水平線消去期間のフロ
ント・ポーチは約1.27マイクロ秒の最少持時間を
持つているので、誤つたサンプルは、正確に再生
されなければならない次のビデオ情報信号である
水平同期パルスの発生前に装置を通過する。
ルはある線から次の線へのクロツク位相変化の時
点で生成されることを示している。これはある線
のサンプルは補間装置により隣接する線の不適切
なサンプルと合成させるからである。さらに詳し
く言えば、最終線の最後の２個の補間サンプルと
新しい線の最初の２個の補間サンプルは間違つて
おり、それは第１０図のjCHANGE信号の変化
で開始する６個の4FSCクロツク・サイクルの期間
に及んでいる。第１０図ｈと第１０図ｊおよびａ
を比較すると、約４個のサンプル期間（すなわち
４個の4FSCクロツク・サイクル）は水平線消去期
間の波頭とCHANGE信号の変化との間で生ずる
ことが判る。従つて、水平線消去パルスの波頭と
正しいサンプルが定常状態で流れ始めるまでの間
に合計で10サイクルの4FSCクロツクが通過する。
NTSC方式ではこれを約700ナノ秒の期間である。
水平同期パルスに先行する水平線消去期間のフロ
ント・ポーチは約1.27マイクロ秒の最少持時間を
持つているので、誤つたサンプルは、正確に再生
されなければならない次のビデオ情報信号である
水平同期パルスの発生前に装置を通過する。
さらに水平帰線消去期間の開始期間中にクロツ
ク位相を変化させることによつて、クロミナンス
情報が伝送されない期間中に切換えが行なわれ
る。従つて帯域通過フイルタおよびくし形フイル
タの出力は実質的にクロミナンス信号情報を含ま
ず、くし形フイルタによつて生成される信号レべ
ルは実質的に０になる。そして補間操作は０レべ
ル信号で完全に行なわれ、ルミナンス信号のくし
形濾波のために０レべルの信号がルミナンス・チ
ヤンネルに導入されるときに誤りは生じない。
ク位相を変化させることによつて、クロミナンス
情報が伝送されない期間中に切換えが行なわれ
る。従つて帯域通過フイルタおよびくし形フイル
タの出力は実質的にクロミナンス信号情報を含ま
ず、くし形フイルタによつて生成される信号レべ
ルは実質的に０になる。そして補間操作は０レべ
ル信号で完全に行なわれ、ルミナンス信号のくし
形濾波のために０レべルの信号がルミナンス・チ
ヤンネルに導入されるときに誤りは生じない。
この発明の重要な特徴は、Ａ／Ｄ変換器サンプ
リング周波数よりも低いサンプリング周波数でク
ロミナンス信号をくし形濾波する能力を備えてい
る点である。第４図の実施例では、くし形フイル
タ・サンプリング周波数は2SC、すなわちNTSC
では、約7.16MHzである。NTSCクロミナンス信
号の帯域幅は約2.1MHz乃至4.2MHzに拡がつてい
るので、7.16MHzのサンプリングは通常は3.58M
Hzの色副搬送波周波数を中心としてエリアシング
（とびとびの時間についての標本値を使用したこ
とにより高周波成分が消失し、低周波成分の振幅
に誤差が生じること）を生じさせることが予想さ
れる。しかしながら、処理されたサンプルの各々
は元々ナイキストの基準を満足する率でサンプル
されており、線から線へ対応するサンプルが正確
な位相関係を持つていることを注意する必要があ
る。くし形動作時間の分野において評価されるな
らば、ある線のサンプルは、それらの各線の正確
に同じ点でサンプルされた隣接する線の対応する
サンプルから減算されるということが認識され
る。
リング周波数よりも低いサンプリング周波数でク
ロミナンス信号をくし形濾波する能力を備えてい
る点である。第４図の実施例では、くし形フイル
タ・サンプリング周波数は2SC、すなわちNTSC
では、約7.16MHzである。NTSCクロミナンス信
号の帯域幅は約2.1MHz乃至4.2MHzに拡がつてい
るので、7.16MHzのサンプリングは通常は3.58M
Hzの色副搬送波周波数を中心としてエリアシング
（とびとびの時間についての標本値を使用したこ
とにより高周波成分が消失し、低周波成分の振幅
に誤差が生じること）を生じさせることが予想さ
れる。しかしながら、処理されたサンプルの各々
は元々ナイキストの基準を満足する率でサンプル
されており、線から線へ対応するサンプルが正確
な位相関係を持つていることを注意する必要があ
る。くし形動作時間の分野において評価されるな
らば、ある線のサンプルは、それらの各線の正確
に同じ点でサンプルされた隣接する線の対応する
サンプルから減算されるということが認識され
る。
隣接する線の帯域通過サンプル中に生ずるルミ
ナンス信号の同じ成分は減算処理によつて除かれ
る。さらに帯域通過サンプルのクロミナンス成分
に関して、副サンプリング・クロツクはクロミナ
ンス搬送波にロツクされているので、一般にエイ
リアシングの概念は適用されない。搬送波周波数
および各サイクルの同じ位相位置で復調された搬
送波をサンプリングすることは、クロミナンス信
号に関するナイキストの基準を満足し、エイリア
シング成分は発生されない。
ナンス信号の同じ成分は減算処理によつて除かれ
る。さらに帯域通過サンプルのクロミナンス成分
に関して、副サンプリング・クロツクはクロミナ
ンス搬送波にロツクされているので、一般にエイ
リアシングの概念は適用されない。搬送波周波数
および各サイクルの同じ位相位置で復調された搬
送波をサンプリングすることは、クロミナンス信
号に関するナイキストの基準を満足し、エイリア
シング成分は発生されない。
第１１図にはこの発明の原理による信号分離装
置の他の実施例が示されている。第１１図の実施
例において示されており、第１図の実施例に関連
して示し、説明した素子には同じ参照番号が付さ
れ、この素子は同じ働きをする。
置の他の実施例が示されている。第１１図の実施
例において示されており、第１図の実施例に関連
して示し、説明した素子には同じ参照番号が付さ
れ、この素子は同じ働きをする。
Ａ／Ｄ変換器１０によつて生成された4SCの率
でデジタル・サンプルは遅延段３１７およびデジ
タル帯域通過フイルタ３１２の入力に供給され
る。NTSCビデオ信号用の帯域通過フイルタ３１
２の帯域幅は3.58MHzの色副搬送波周波数を中心
として分布するクロミナンス周波数を含んでい
る。遅延段３１７は、帯域通過フイルタ３１２の
入力と帯域通過フイルタ３３２の出力との間の信
号に与えられる遅延を整合させる等化遅延を与え
る。
でデジタル・サンプルは遅延段３１７およびデジ
タル帯域通過フイルタ３１２の入力に供給され
る。NTSCビデオ信号用の帯域通過フイルタ３１
２の帯域幅は3.58MHzの色副搬送波周波数を中心
として分布するクロミナンス周波数を含んでい
る。遅延段３１７は、帯域通過フイルタ３１２の
入力と帯域通過フイルタ３３２の出力との間の信
号に与えられる遅延を整合させる等化遅延を与え
る。
4SCの率のシーケンスで帯域通過濾波された信
号は帯域通過フイルタ３１２の出力に発生する。
この一連の信号（シーケンス）は、それぞれSC
の率の信号の２つの異つた位相でサンプルを通過
させるC1サンプラ３１４およびC2サンプラ３１
６によつて副サンプル化される。これらのサンプ
ラは、異つた位相のサンプリング信号φ1FSCおよ
びφ2FSCに応答して色副搬送波周波数（SC）で
4SCの率の一連の信号を副サンプルする。
号は帯域通過フイルタ３１２の出力に発生する。
この一連の信号（シーケンス）は、それぞれSC
の率の信号の２つの異つた位相でサンプルを通過
させるC1サンプラ３１４およびC2サンプラ３１
６によつて副サンプル化される。これらのサンプ
ラは、異つた位相のサンプリング信号φ1FSCおよ
びφ2FSCに応答して色副搬送波周波数（SC）で
4SCの率の一連の信号を副サンプルする。
サンプラ３１４および３１６からの出力信号は
C1くし形フイルタ３２０およびC2くし形フイル
タ３２２にそれぞれ供給される。くし形フイルタ
３２０および３２２は供給された信号をくし形濾
波し、SCの率でくし形濾波された信号を発生す
る。くし形フイルタはサンプラと同じφ1FSCおよ
びφ2FSCサンプリング信号によつてそれぞれクロ
ツクされる。くし形フイルタの出力サンプルはシ
ーケンサ３２４によつて2SCの率でサンプルの間
挿された一連のサンプル中で合成される。この一
連のサンプルは補間装置３３０に供給され、これ
は4SCの元の率で一連のサンプルを発生する。こ
の一連のサンプルは帯域通過フイルタ３３２によ
つて濾波され、くし形濾波されたサンプルのうち
の所定の帯域中のサンプルのみを通過させる。帯
域通過濾波されたサンプルは遅延段３１７を通過
した一連の遅延合成ビデオ信号サンプルから減算
され、くし形濾波された第２の一連のサンプルが
生成される。第１１図の実施例では、クロミナン
ス通過帯域中のくし形濾波されたクロミナンス信
号は帯域通過されたフイルター３３２の出力に発
生される。次いでこれらの信号は減算器１８にお
いて合成ビデオ信号から減算され、くし形濾波さ
れたルミナンス信号が生成される。
C1くし形フイルタ３２０およびC2くし形フイル
タ３２２にそれぞれ供給される。くし形フイルタ
３２０および３２２は供給された信号をくし形濾
波し、SCの率でくし形濾波された信号を発生す
る。くし形フイルタはサンプラと同じφ1FSCおよ
びφ2FSCサンプリング信号によつてそれぞれクロ
ツクされる。くし形フイルタの出力サンプルはシ
ーケンサ３２４によつて2SCの率でサンプルの間
挿された一連のサンプル中で合成される。この一
連のサンプルは補間装置３３０に供給され、これ
は4SCの元の率で一連のサンプルを発生する。こ
の一連のサンプルは帯域通過フイルタ３３２によ
つて濾波され、くし形濾波されたサンプルのうち
の所定の帯域中のサンプルのみを通過させる。帯
域通過濾波されたサンプルは遅延段３１７を通過
した一連の遅延合成ビデオ信号サンプルから減算
され、くし形濾波された第２の一連のサンプルが
生成される。第１１図の実施例では、クロミナン
ス通過帯域中のくし形濾波されたクロミナンス信
号は帯域通過されたフイルター３３２の出力に発
生される。次いでこれらの信号は減算器１８にお
いて合成ビデオ信号から減算され、くし形濾波さ
れたルミナンス信号が生成される。
第１１図の構成は、異つた位相のくし形フイル
タ３２０および３２２が副搬送波周波数で動作す
るという点で有利である。NTSC信号サンプル用
としては、各くし形フイルタは約3.58MHzの副搬
送波周波数でクロツクされる1Hの遅延線を含ん
でおり、フイルタ当り227段の長さの1H遅延線が
得られる。例えば、くし形フイルタに供給される
サンプルが８ビツトの長さであれば、各1H遅延
線は僅か1816の記憶位置を必要とするにすぎず、
両方のくし形フイルタに対しては合計3632の記憶
位置を必要とするにすぎない。これは4SCの率で
８ビツト・サンプルに関して動作するくし形フイ
ルタ用として必要な7280の記憶位置と比較して、
その有利さが明らかになる。２個の帯域通過フイ
ルタ３１２および３３２は、同じ重み付け係数を
使用した同じ次数のFIRフイルタとし得るという
点で装置の設計が簡単になる。さらに、帯域通過
フイルタ３３２は以下に説明するように補間機能
を与えるように構成することもできる。
タ３２０および３２２が副搬送波周波数で動作す
るという点で有利である。NTSC信号サンプル用
としては、各くし形フイルタは約3.58MHzの副搬
送波周波数でクロツクされる1Hの遅延線を含ん
でおり、フイルタ当り227段の長さの1H遅延線が
得られる。例えば、くし形フイルタに供給される
サンプルが８ビツトの長さであれば、各1H遅延
線は僅か1816の記憶位置を必要とするにすぎず、
両方のくし形フイルタに対しては合計3632の記憶
位置を必要とするにすぎない。これは4SCの率で
８ビツト・サンプルに関して動作するくし形フイ
ルタ用として必要な7280の記憶位置と比較して、
その有利さが明らかになる。２個の帯域通過フイ
ルタ３１２および３３２は、同じ重み付け係数を
使用した同じ次数のFIRフイルタとし得るという
点で装置の設計が簡単になる。さらに、帯域通過
フイルタ３３２は以下に説明するように補間機能
を与えるように構成することもできる。
第１１図の実施例において、帯域通過フイルタ
として使用するのに適したデジタル帯域通過フイ
ルタは第１２図ａおよびｂに詳細に説明されてい
る。これら第１２図ａとｂおよび第１４図は図の
側部の切断部で相互に接続される。第１２図ａ，
ｂおよび第１４図において、細い線は多数ビツ
ト・サンプル用のデータ電路を示し、太い線はク
ロツク信号の電路を示す。
として使用するのに適したデジタル帯域通過フイ
ルタは第１２図ａおよびｂに詳細に説明されてい
る。これら第１２図ａとｂおよび第１４図は図の
側部の切断部で相互に接続される。第１２図ａ，
ｂおよび第１４図において、細い線は多数ビツ
ト・サンプル用のデータ電路を示し、太い線はク
ロツク信号の電路を示す。
第１２図ａおよびｂの帯域通過フイルタは31段
の出力タツプ付FIRフイルタからなり、このフイ
ルタは３０の遅延素子τ′1乃至τ′30のシフト・レジ
スタ３４０、31個の係数重み付け開路３５０、お
よび加算ツリー３６０を含んでいる。Ａ／Ｄ変換
器によつて生成されたビデオ信号のサンプルは、
シフト・レジスタ３４０の第１段τ′1の入力に供
給され、4FSCクロツク信号によつてレジスタを経
てシフトされる。サンプル第１段の入力およびシ
フト・レジスタの各段の出力からタツプで取出さ
れ、係数重み付け回路３５０に供給される。正確
な係数値は第１２図ａおよびｂに−0.0277、＋
0.0485、＋0.0113、……等として示されており、
これはタツプから取出された信号を適当な係数値
によつて逓倍する係数逓倍回路を使用して実行さ
れる。もし望ましいならば、段τ′1の出力は＋
0.0485の値を持つているので、この値に最も近い
１／２のべき乗の倍数に係数を定めることにより、
係数重み付け回路をシフトおよび加算技術を使つ
て構成することができる。1/2のべき乗の最も近
い倍数は3/64であり、これは0.046875に等しい。
この値の重み付けはタツプから取出された信号を
右へ６段シフトしてタツプから取出された信号を
１／６４だけ重み付け、またタツプされた信号を右へ
５段だけシフトしてその信号に1/32重みを付け
る。２つのシフトされた信号は加算されてタツプ
から取出された信号に3/64の重みを付ける。シフ
トおよび加算機能を実行するための回路は、1982
年３月31日付で「デジタル・フイルタ回路
（Digital Filter Circuits）」という名称でクリス
トフアー（Lauren A. Christopher）氏が出願し
た米国特許第368827号明細書中に示されている。
の出力タツプ付FIRフイルタからなり、このフイ
ルタは３０の遅延素子τ′1乃至τ′30のシフト・レジ
スタ３４０、31個の係数重み付け開路３５０、お
よび加算ツリー３６０を含んでいる。Ａ／Ｄ変換
器によつて生成されたビデオ信号のサンプルは、
シフト・レジスタ３４０の第１段τ′1の入力に供
給され、4FSCクロツク信号によつてレジスタを経
てシフトされる。サンプル第１段の入力およびシ
フト・レジスタの各段の出力からタツプで取出さ
れ、係数重み付け回路３５０に供給される。正確
な係数値は第１２図ａおよびｂに−0.0277、＋
0.0485、＋0.0113、……等として示されており、
これはタツプから取出された信号を適当な係数値
によつて逓倍する係数逓倍回路を使用して実行さ
れる。もし望ましいならば、段τ′1の出力は＋
0.0485の値を持つているので、この値に最も近い
１／２のべき乗の倍数に係数を定めることにより、
係数重み付け回路をシフトおよび加算技術を使つ
て構成することができる。1/2のべき乗の最も近
い倍数は3/64であり、これは0.046875に等しい。
この値の重み付けはタツプから取出された信号を
右へ６段シフトしてタツプから取出された信号を
１／６４だけ重み付け、またタツプされた信号を右へ
５段だけシフトしてその信号に1/32重みを付け
る。２つのシフトされた信号は加算されてタツプ
から取出された信号に3/64の重みを付ける。シフ
トおよび加算機能を実行するための回路は、1982
年３月31日付で「デジタル・フイルタ回路
（Digital Filter Circuits）」という名称でクリス
トフアー（Lauren A. Christopher）氏が出願し
た米国特許第368827号明細書中に示されている。
タツプから取出され、重みの付けられた信号は
加算ツリー３６０に供給され、そこでそれらの信
号は加算器によつて合成され、最終加算器３６１
の出力に濾波された信号が発生される。タツプか
ら取出され重みの付けられたすべての信号が同じ
時間に最終加算器３６１の出力に到達することが
必須である。これが確実に行なわれるために、係
数重み付け回路からの各信号は６個の加算器を経
て出力に導かれるか、あるいは６個の加算器に等
価な遅延が与えられて出力に導かれる。シフト・
レジスタ段τ′12乃至τ′18からタツプの付けられた
信号は、係数重み付け回路から加算器３６１の出
力に至るそれらの通路上で６個以下の加算器と遭
遇することが判る。これらの信号通路の伝播遅延
を残る信号路に対して等化するために、１個の加
算ツリーの加算器の伝播時間に等しい遅延段３６
２乃至３６４と、３個の加算器の伝播時間に等し
い遅延段３６５がこれらの遅延の少ない伝播路中
に挿入されている。従つて、加算ツリーは、各タ
ツプから取出され重みの付けられた信号に対し
て、係数重み付け回路と加算器３６１の出力との
間で６個の加算器の伝播時間だけ遅延させること
ができる。
加算ツリー３６０に供給され、そこでそれらの信
号は加算器によつて合成され、最終加算器３６１
の出力に濾波された信号が発生される。タツプか
ら取出され重みの付けられたすべての信号が同じ
時間に最終加算器３６１の出力に到達することが
必須である。これが確実に行なわれるために、係
数重み付け回路からの各信号は６個の加算器を経
て出力に導かれるか、あるいは６個の加算器に等
価な遅延が与えられて出力に導かれる。シフト・
レジスタ段τ′12乃至τ′18からタツプの付けられた
信号は、係数重み付け回路から加算器３６１の出
力に至るそれらの通路上で６個以下の加算器と遭
遇することが判る。これらの信号通路の伝播遅延
を残る信号路に対して等化するために、１個の加
算ツリーの加算器の伝播時間に等しい遅延段３６
２乃至３６４と、３個の加算器の伝播時間に等し
い遅延段３６５がこれらの遅延の少ない伝播路中
に挿入されている。従つて、加算ツリーは、各タ
ツプから取出され重みの付けられた信号に対し
て、係数重み付け回路と加算器３６１の出力との
間で６個の加算器の伝播時間だけ遅延させること
ができる。
加算器３６１の出力における濾波された信号
は、クロツク信号IFC、QFCに応答してラツチL1お
よびLQによつて選択的にサンプルされる。IFCお
よびQFCクロツク信号は各々SC（NTSCの場合
3.58MHz）の周波数を持ち、各４個の濾波された
信号サンプル毎に１個をサンプルする。IFCおよ
びQFCクロツク信号はまた２のべきをサンプルす
る。例えば、濾波された信号重み付け係数は色副
搬送波信号のそれぞれ異つた位相にある信号に対
して付加され、この実施例では色副搬送波の位相
は互いに90°の位相を関係にある。
は、クロツク信号IFC、QFCに応答してラツチL1お
よびLQによつて選択的にサンプルされる。IFCお
よびQFCクロツク信号は各々SC（NTSCの場合
3.58MHz）の周波数を持ち、各４個の濾波された
信号サンプル毎に１個をサンプルする。IFCおよ
びQFCクロツク信号はまた２のべきをサンプルす
る。例えば、濾波された信号重み付け係数は色副
搬送波信号のそれぞれ異つた位相にある信号に対
して付加され、この実施例では色副搬送波の位相
は互いに90°の位相を関係にある。
L1およびLQラツチにおける信号サンプルは２
このくし形フイルタ３２０および３２２に供給さ
れる。各くし形フイルタは227段の遅延線３７０
および３８０を含み、供給された信号に対して１
水平線の期間だけ遅延させる。遅延線３７０およ
び３８０は、L1およびLQラツチによつて使用さ
れたクロツク信号と同じクロツク信号IFCおよび
QFCによつてクロツクされる。遅延されたサンプ
ルのビツトは反転され、すなわちインバータ回路
３７２および３８２によつて１の補数化が行なわ
れ、各加算器３７４および３８４の入力に供給さ
れる。各非遅延信号もまた加算器３７４および３
８４に供給される。“１”に等しい最下位“キヤ
リイーイン”ビツトCIもまた各加算器に供給さ
れ、遅延されたサンプル１の補数と共に減算のた
めの２の補数化すなわち算術的否定を実行する。
これによつて加算器３７４および３８４非遅延サ
ンプルから遅延サンプルを減算し、それぞれの出
力にくし形濾波された出力を発生する。これらの
くし形濾波された信号は異つた位相のSCの率の
クロツク信号ICFCおよびQCFCによつて各々のラツ
チLICF，LQCFにラツチされる。かくして、くし形
濾波された一連の信号サンプルICFおよびQCFはラ
ツチLICF，LQCFの出力に発生する。これらの信号
サンプルはクロミナンス信号プロセツサ中での連
続的処理を行なうために利用され、復調された色
混合信号が生成される。
このくし形フイルタ３２０および３２２に供給さ
れる。各くし形フイルタは227段の遅延線３７０
および３８０を含み、供給された信号に対して１
水平線の期間だけ遅延させる。遅延線３７０およ
び３８０は、L1およびLQラツチによつて使用さ
れたクロツク信号と同じクロツク信号IFCおよび
QFCによつてクロツクされる。遅延されたサンプ
ルのビツトは反転され、すなわちインバータ回路
３７２および３８２によつて１の補数化が行なわ
れ、各加算器３７４および３８４の入力に供給さ
れる。各非遅延信号もまた加算器３７４および３
８４に供給される。“１”に等しい最下位“キヤ
リイーイン”ビツトCIもまた各加算器に供給さ
れ、遅延されたサンプル１の補数と共に減算のた
めの２の補数化すなわち算術的否定を実行する。
これによつて加算器３７４および３８４非遅延サ
ンプルから遅延サンプルを減算し、それぞれの出
力にくし形濾波された出力を発生する。これらの
くし形濾波された信号は異つた位相のSCの率の
クロツク信号ICFCおよびQCFCによつて各々のラツ
チLICF，LQCFにラツチされる。かくして、くし形
濾波された一連の信号サンプルICFおよびQCFはラ
ツチLICF，LQCFの出力に発生する。これらの信号
サンプルはクロミナンス信号プロセツサ中での連
続的処理を行なうために利用され、復調された色
混合信号が生成される。
第１４図では、くし形濾波された一連のクロミ
ナンス信号ICF，QCFがくし形濾波されたルミナン
ス信号を生成するために使用される。LICFおよび
LQCFラツチの出力が各アンド・ゲート３９０およ
び３９２の入力に結合されている。アンド・ゲー
ト３９０および３９２はまた補数クロツク信号
2FSCD，2FSCDを受信するように結合されている。
第３のクロツク信号LINEINTがアンド・ゲート３
９０および３９２の第３の入力に供給される。ア
ンド・ゲート３９０および３９２の出力はオア・
ゲート３９４の入力に結合されており、その出力
は帯域通過フイルタの入力に結合されている。
ナンス信号ICF，QCFがくし形濾波されたルミナン
ス信号を生成するために使用される。LICFおよび
LQCFラツチの出力が各アンド・ゲート３９０およ
び３９２の入力に結合されている。アンド・ゲー
ト３９０および３９２はまた補数クロツク信号
2FSCD，2FSCDを受信するように結合されている。
第３のクロツク信号LINEINTがアンド・ゲート３
９０および３９２の第３の入力に供給される。ア
ンド・ゲート３９０および３９２の出力はオア・
ゲート３９４の入力に結合されており、その出力
は帯域通過フイルタの入力に結合されている。
第１４図の帯域通過フイルタの目的は、4SCの
クロツク率でクロミナンス通過帯域中にくし形濾
波された一連のクロミナンス信号を生成すること
である。第１４図の帯域通過フイルタは第１２図
の入力帯域通過フイルタと同様に構成されてお
り、同じ重み付け係数値をもつた同じ濾波形態に
ある。第１４図の帯域通過フイルタは30段のシフ
ト・レジスタ４４０、31の係数重み付け回路４５
０、および最終出力加算器４６１を有する加算ツ
リー４６０を有している。説明を簡単にするため
に、第１４図にはこれらの回路の一部のみが示さ
れている。
クロツク率でクロミナンス通過帯域中にくし形濾
波された一連のクロミナンス信号を生成すること
である。第１４図の帯域通過フイルタは第１２図
の入力帯域通過フイルタと同様に構成されてお
り、同じ重み付け係数値をもつた同じ濾波形態に
ある。第１４図の帯域通過フイルタは30段のシフ
ト・レジスタ４４０、31の係数重み付け回路４５
０、および最終出力加算器４６１を有する加算ツ
リー４６０を有している。説明を簡単にするため
に、第１４図にはこれらの回路の一部のみが示さ
れている。
帯域通過フイルタのシフト・レジスタ４４０は
4FSCのクロツク信号によつて4SCの率でクロツク
される。最終加算器４６１からの帯域通過濾波さ
れた出力信号は4FSCのクロツク信号によつてラツ
チL4XCにラツチされる。ラツチL4XCによつて生成
された4SCの率の一連のサンプルは、クロミナン
ス通過帯域中で濾波されたくし形濾波された情報
からなり、これはまた後続する復調および処理の
ために利用される。4SCの率の一連の各サンプル
のビツトは反転回路３９６によつて１の補数化す
なわち反転される。１の補数化サンプルは“１”
に等しいキヤリイーイン・ビツトCIと共に加算
器４００に供給され、合成ビデオ信号から減算す
るために２の補数化成分つまり算術的に否定され
たクロミナンス信号を生成する。合成ビデオ信号
サンプルは、入力帯域通過フイルタのシフト・レ
ジスタ３４０の出力に結合された第１段τ31″の入
力を備えた15段シフト・レジスタ３１７によつて
加算器４００の第２の入力に供給される。シフ
ト・レジスタ３１７は4FSCのクロツク信号によつ
てクロツクされ、対応するくし形濾波されたクロ
ミナンス信号サンプルと時間的に一致して加算器
４００に合成ビデオ信号サンプルを供給する。か
くして加算器４００はクロミナンス通過帯域全体
にわたつてくし形濾波されたルミナンス信号を発
生する。くし形濾波されたルミナンス信号は後続
するルミナンス信号処理のために加算器４００の
出力より取出される。
4FSCのクロツク信号によつて4SCの率でクロツク
される。最終加算器４６１からの帯域通過濾波さ
れた出力信号は4FSCのクロツク信号によつてラツ
チL4XCにラツチされる。ラツチL4XCによつて生成
された4SCの率の一連のサンプルは、クロミナン
ス通過帯域中で濾波されたくし形濾波された情報
からなり、これはまた後続する復調および処理の
ために利用される。4SCの率の一連の各サンプル
のビツトは反転回路３９６によつて１の補数化す
なわち反転される。１の補数化サンプルは“１”
に等しいキヤリイーイン・ビツトCIと共に加算
器４００に供給され、合成ビデオ信号から減算す
るために２の補数化成分つまり算術的に否定され
たクロミナンス信号を生成する。合成ビデオ信号
サンプルは、入力帯域通過フイルタのシフト・レ
ジスタ３４０の出力に結合された第１段τ31″の入
力を備えた15段シフト・レジスタ３１７によつて
加算器４００の第２の入力に供給される。シフ
ト・レジスタ３１７は4FSCのクロツク信号によつ
てクロツクされ、対応するくし形濾波されたクロ
ミナンス信号サンプルと時間的に一致して加算器
４００に合成ビデオ信号サンプルを供給する。か
くして加算器４００はクロミナンス通過帯域全体
にわたつてくし形濾波されたルミナンス信号を発
生する。くし形濾波されたルミナンス信号は後続
するルミナンス信号処理のために加算器４００の
出力より取出される。
第１２図および第１４図の実施例で使用される
クロツク信号は第７図および第１３図のクロツク
発生回路によつて発生される。上述の第７図は第
１３図の発生回路に信号を供給する。第１３図の
クロツク発生器は第９図の発生器に類似してい
る。
クロツク信号は第７図および第１３図のクロツク
発生回路によつて発生される。上述の第７図は第
１３図の発生回路に信号を供給する。第１３図の
クロツク発生器は第９図の発生器に類似してい
る。
第７図および第１３図に関連して説明したよう
に、各種のサンプリング・クロツクはNTSC方式
で適正に動作するように適正な位相を持つていな
ければならない。第１３図にはある線から他の線
へのクロツク信号の必要な位相シフトを実行する
ためのクロツク回路が示されている。第１３図で
は、同期信号源１４０′はＤ形フリツプ・フロツ
プ１５０′のクロツク入力に供給される水平帰線
消去信号を発生する。フリツプ・フロツプ１５
０′のデータ入力は論理１のレべルの電圧（＋）
源に結合されている。フリツプ・フロツプ１５
０′のＱ出力はＤ形フリツプ・フロツプ１５２′の
データ入力に結合されている。フリツプ・フロツ
プ１５２′のＱ出力はＤ形フリツプ・フロツプ１
５４′のクロツク入力に結合されており、フリツ
プ・フロツプ１５２′の出力はフリツプ・フロ
ツプ１５０′のリセツト入力Ｒに結合されている。
フリツプ・フロツプ１５４′のＱ出力は排他的オ
ア・ゲート１６０′の入力に結合されている。フ
リツプ・フロツプ１５４′の出力はフリツプ・
フロツプ１５４′のデータ入力に結合されている。
排他的オア・ゲート１６０′の第２の入力はFSCク
ロツク信号を受信するように結合されており、そ
の出力LINE信号を発生する。排他的オア・ゲー
ト１６０′の出力に現われるLINE信号は10段シ
フト・レジスタ２１２の入力段に供給される。シ
フト・レジスタ２１２は第８図ｃの2FSC信号の位
相シフトされたレプリカである信号2FSCDによつ
てクロツクされる。
に、各種のサンプリング・クロツクはNTSC方式
で適正に動作するように適正な位相を持つていな
ければならない。第１３図にはある線から他の線
へのクロツク信号の必要な位相シフトを実行する
ためのクロツク回路が示されている。第１３図で
は、同期信号源１４０′はＤ形フリツプ・フロツ
プ１５０′のクロツク入力に供給される水平帰線
消去信号を発生する。フリツプ・フロツプ１５
０′のデータ入力は論理１のレべルの電圧（＋）
源に結合されている。フリツプ・フロツプ１５
０′のＱ出力はＤ形フリツプ・フロツプ１５２′の
データ入力に結合されている。フリツプ・フロツ
プ１５２′のＱ出力はＤ形フリツプ・フロツプ１
５４′のクロツク入力に結合されており、フリツ
プ・フロツプ１５２′の出力はフリツプ・フロ
ツプ１５０′のリセツト入力Ｒに結合されている。
フリツプ・フロツプ１５４′のＱ出力は排他的オ
ア・ゲート１６０′の入力に結合されている。フ
リツプ・フロツプ１５４′の出力はフリツプ・
フロツプ１５４′のデータ入力に結合されている。
排他的オア・ゲート１６０′の第２の入力はFSCク
ロツク信号を受信するように結合されており、そ
の出力LINE信号を発生する。排他的オア・ゲー
ト１６０′の出力に現われるLINE信号は10段シ
フト・レジスタ２１２の入力段に供給される。シ
フト・レジスタ２１２は第８図ｃの2FSC信号の位
相シフトされたレプリカである信号2FSCDによつ
てクロツクされる。
信号LINEFはシフト・レジスタ２１２の出力に
発生し、フリツプ・フロツプ２１４の入力に供給
される。LINECFと示された信号を発生するフリ
ツプ・フロツプ２１４の出力はフリツプ・フロツ
プ２１６の入力に供給され、その出力は別のフリ
ツプ・フロツプ２１８の入力に供給される。フリ
ツプ・フロツプ２１６および２１８はＤ形フリツ
プ・フロツプ２２０の出力に発生する2SCDク
ロツク信号によつてクロツクされる。フリツプ・
フロツプ２２０はそのデータ入力に2FSCの信号が
供給され、そのクロツク入力に4SCのクロツク信
号が供給される。
発生し、フリツプ・フロツプ２１４の入力に供給
される。LINECFと示された信号を発生するフリ
ツプ・フロツプ２１４の出力はフリツプ・フロツ
プ２１６の入力に供給され、その出力は別のフリ
ツプ・フロツプ２１８の入力に供給される。フリ
ツプ・フロツプ２１６および２１８はＤ形フリツ
プ・フロツプ２２０の出力に発生する2SCDク
ロツク信号によつてクロツクされる。フリツプ・
フロツプ２２０はそのデータ入力に2FSCの信号が
供給され、そのクロツク入力に4SCのクロツク信
号が供給される。
Icおよび−Ic信号はオア・ゲート１７７′の入力
に供給される。オア・ゲート１７７′の出力はア
ンド・ゲート２３２および２３４の入力に結合さ
れている。LINEF信号はアンド・ゲート２３２の
第２の入力に供給され、その出力には信号IFCが
発生される。LINECF信号はアンド・ゲート２３
４の第２の入力に供給されて、そのゲートの出力
に信号QCFCが発生される。
に供給される。オア・ゲート１７７′の出力はア
ンド・ゲート２３２および２３４の入力に結合さ
れている。LINEF信号はアンド・ゲート２３２の
第２の入力に供給され、その出力には信号IFCが
発生される。LINECF信号はアンド・ゲート２３
４の第２の入力に供給されて、そのゲートの出力
に信号QCFCが発生される。
Qcおよび−Qc信号はオア・ゲート１９８′の入
力に供給される。オア・ゲート１９８′の出力は
アンド・ゲート２４２の入力に供給される。オ
ア・ゲート２４０の出力に発生する信号はフリツ
プ・フロツプ２１４をクロツクするために使用さ
れる。LINEF信号はアンド・ゲート２４２の第２
の入力に供給され、アンド・ゲート２４２はその
出力にQFCおよびICFCと示された信号を発生する。
力に供給される。オア・ゲート１９８′の出力は
アンド・ゲート２４２の入力に供給される。オ
ア・ゲート２４０の出力に発生する信号はフリツ
プ・フロツプ２１４をクロツクするために使用さ
れる。LINEF信号はアンド・ゲート２４２の第２
の入力に供給され、アンド・ゲート２４２はその
出力にQFCおよびICFCと示された信号を発生する。
第１１図のＡ／Ｄ変換器4SCの率で合成ビデオ
信号をサンプルし、NTSC信号の各線は910個の
サンプルによつて構成される。第１５図ａは情報
の１本の線の最後の７個のサンプルを示し、この
線は＋Ｉサンプル（図示せず）で始まり＋Ｑサン
プル910で終了する。後続するサンプルは−Ｉサ
ンプルで１で始まり、−Ｑサンプル（図示せず）
で終了する。適正なくし形濾波を行なうためのク
ロツク信号の位相反転は各線の最後の２個のサン
プルの期間中に行なわれ、第１５図ｇに示す水平
線消去信号の波頭によつて開始される。第１５図
ａの一連のサンプルは第１２図の帯域通過フイル
タ・シフト・レジスタ４０への入力におけるサン
プルを示している。
信号をサンプルし、NTSC信号の各線は910個の
サンプルによつて構成される。第１５図ａは情報
の１本の線の最後の７個のサンプルを示し、この
線は＋Ｉサンプル（図示せず）で始まり＋Ｑサン
プル910で終了する。後続するサンプルは−Ｉサ
ンプルで１で始まり、−Ｑサンプル（図示せず）
で終了する。適正なくし形濾波を行なうためのク
ロツク信号の位相反転は各線の最後の２個のサン
プルの期間中に行なわれ、第１５図ｇに示す水平
線消去信号の波頭によつて開始される。第１５図
ａの一連のサンプルは第１２図の帯域通過フイル
タ・シフト・レジスタ４０への入力におけるサン
プルを示している。
第１３図において、フリツプ・フロツプ１５
０′，１５２′，１５４′はすべてリセツトされて
いると仮定する。この条件のもとで、排他的オ
ア・ゲート１６０′の出力におけるLINE信号は、
第１５図ｂのパルス500を第１５図ｈのLINE信
号のパルス502と比較すれば判るように、FSC信号
と同相の関係にある。最終線のコード語905の期
間中に生ずると例示されている第１５図ｇの水平
線消去信号の波頭は第１５図ｇの時間t1において
フリツプ・フロツプ１５０′をセツトする。
LINE信号の次の立上りは第１５図ｈの時間t2で
生じ、これはその時点でフリツプ・フロツプ１５
２′をセツトする。フリツプ・フロツプ１５２′の
Ｑ出力信号は第１５図ｊに示されている。
０′，１５２′，１５４′はすべてリセツトされて
いると仮定する。この条件のもとで、排他的オ
ア・ゲート１６０′の出力におけるLINE信号は、
第１５図ｂのパルス500を第１５図ｈのLINE信
号のパルス502と比較すれば判るように、FSC信号
と同相の関係にある。最終線のコード語905の期
間中に生ずると例示されている第１５図ｇの水平
線消去信号の波頭は第１５図ｇの時間t1において
フリツプ・フロツプ１５０′をセツトする。
LINE信号の次の立上りは第１５図ｈの時間t2で
生じ、これはその時点でフリツプ・フロツプ１５
２′をセツトする。フリツプ・フロツプ１５２′の
Ｑ出力信号は第１５図ｊに示されている。
フリツプ・フロツプ１５２′のセツトによつて
フリツプ・フロツプ１５４′をセツトし、そのＱ
出力における信号を高レべルにする。これによつ
て第１５図ｈに示すように後続する時間t2で
LINE信号の位相を反転する。LINE信号のパル
スは第１５図ｅおよびｆの−Ic、−Qcクロツク信
号のパルスと一致しており、一方それ以前では上
記LINE信号のパルスは第１５図ｃおよびｄのIc
およびQcパルスと一致している。フリツプ・フ
ロツプ１５０′はフリツプ・フロツプ１５２′の
出力における負方向信号によつて時間t2でリセツ
トされ、フリツプ・フロツプ１５２′は、4FSCお
よび2SCのクロツク信号を受信するように結合さ
れたナンド・ゲート２４４によつて発生された第
１５図ｉに示す負方向信号によつて時間t3でリセ
ツトされる。
フリツプ・フロツプ１５４′をセツトし、そのＱ
出力における信号を高レべルにする。これによつ
て第１５図ｈに示すように後続する時間t2で
LINE信号の位相を反転する。LINE信号のパル
スは第１５図ｅおよびｆの−Ic、−Qcクロツク信
号のパルスと一致しており、一方それ以前では上
記LINE信号のパルスは第１５図ｃおよびｄのIc
およびQcパルスと一致している。フリツプ・フ
ロツプ１５０′はフリツプ・フロツプ１５２′の
出力における負方向信号によつて時間t2でリセツ
トされ、フリツプ・フロツプ１５２′は、4FSCお
よび2SCのクロツク信号を受信するように結合さ
れたナンド・ゲート２４４によつて発生された第
１５図ｉに示す負方向信号によつて時間t3でリセ
ツトされる。
最終走査線の最終サンプルは第１２図の入力帯
域通過フイルタのシフト・レジスタに丁度入りつ
つあるので、LINE信号の位相が変化するとき、
装置の動作に瞬時的な変化は発生しない。サンプ
ルがシフト・レジスタ段τ15の出力にある帯域通
過フイルタのインパルス応答中心に到達するのに
4FSCクロツクの15サイクルを必要とする。濾波さ
れた信号をLIおよびLQラツチ中にラツチするため
に得る前に、タツプに発生した信号は係数重み付
け回路３５０および加算ツリー３６０を経て伝播
されなければならない。説明の都合上、係数重み
付け回路３５０はそれぞれ66ナノ秒の伝播時間を
有し、加算ツリー中の各加算器は40ナノ秒の伝播
時間を有すると仮定する。帯域通過フイルタ中の
各タツプ信号は１個の係数重み付け回路と６個の
加算遅延段を通過しなければならないので、タツ
プ信号はシフト・レジスタ段３４０の出力と最終
加算器３６１の出力との間で約306ナノ秒遅延さ
せられる。従つて、濾波されたサンプルは第１５
図ａに示す一連の帯域通過濾波入力サンプルに対
して第１５図ｋに示す一連のサンプルとして加算
器３６１の出力に現われる。第１５図ｋの一連の
サンプルは、第１５図ａの一連のサンプルに対し
て4FSCのクロツクの19サイクル以上も遅延されて
いる。
域通過フイルタのシフト・レジスタに丁度入りつ
つあるので、LINE信号の位相が変化するとき、
装置の動作に瞬時的な変化は発生しない。サンプ
ルがシフト・レジスタ段τ15の出力にある帯域通
過フイルタのインパルス応答中心に到達するのに
4FSCクロツクの15サイクルを必要とする。濾波さ
れた信号をLIおよびLQラツチ中にラツチするため
に得る前に、タツプに発生した信号は係数重み付
け回路３５０および加算ツリー３６０を経て伝播
されなければならない。説明の都合上、係数重み
付け回路３５０はそれぞれ66ナノ秒の伝播時間を
有し、加算ツリー中の各加算器は40ナノ秒の伝播
時間を有すると仮定する。帯域通過フイルタ中の
各タツプ信号は１個の係数重み付け回路と６個の
加算遅延段を通過しなければならないので、タツ
プ信号はシフト・レジスタ段３４０の出力と最終
加算器３６１の出力との間で約306ナノ秒遅延さ
せられる。従つて、濾波されたサンプルは第１５
図ａに示す一連の帯域通過濾波入力サンプルに対
して第１５図ｋに示す一連のサンプルとして加算
器３６１の出力に現われる。第１５図ｋの一連の
サンプルは、第１５図ａの一連のサンプルに対し
て4FSCのクロツクの19サイクル以上も遅延されて
いる。
走査線の最後のサンプルが帯域通過フイルタを
通つて伝播すると同時に、LINE信号は2SCDのク
ロツク信号によつて第１３図の10段シフト・レジ
スタ２１２′を経てシフトされる。LINEFと示さ
れた遅延LINE信号はシフト・レジスタ２１２′
の出力に発生し、第１５図ｍおよび第１６図ｃに
示されている。第１５図ａの一連の入力サンプル
は第１６図ａにも示されており、第１５図ｋの濾
波された一連のサンプルは第１６図ｄに再度示さ
れており、2FSCDのクロツク信号は第１６図ｂに
示されている。
通つて伝播すると同時に、LINE信号は2SCDのク
ロツク信号によつて第１３図の10段シフト・レジ
スタ２１２′を経てシフトされる。LINEFと示さ
れた遅延LINE信号はシフト・レジスタ２１２′
の出力に発生し、第１５図ｍおよび第１６図ｃに
示されている。第１５図ａの一連の入力サンプル
は第１６図ａにも示されており、第１５図ｋの濾
波された一連のサンプルは第１６図ｄに再度示さ
れており、2FSCDのクロツク信号は第１６図ｂに
示されている。
第１６図ｄの＋IFサンプル905およびの＋QFサ
ンプル906のような最終走査線の正の濾波された
ＩおよびＱサンプルの発生期間中、第１６図ｃの
高レべルLINEF信号はサンプリング・パルスを第
１３図のアンド・ゲート２３２および２４２を経
てゲートする。第１６図ｅおよびｆにIFCおよび
QFCと示されたこれらのパルスは＋IFおよび＋QF
サンプルをそれぞれラツチLIおよびLQに送り込
む。第１６図ｄの−IFサンプル１および−QFサン
プル２のような新しいビデオ走査線の濾波された
負のＩおよびＱサンプルの発生期間中、LINEF信
号がこれらの負信号サンプルの期間中高レべルに
なるようにLINEF信号の位相は変化する。新しい
走査期間中、LINEFパルス510はIFCおよびQFCク
ロツク信号のサンプリング・パルス512および514
をラツチLIおよびLQにゲートし、負サンプルをラ
ツチにクロツクで導入する。かくしてラツチされ
たサンプルはある線上の正サンプルと次の線の負
サンプルとの間で交番する。
ンプル906のような最終走査線の正の濾波された
ＩおよびＱサンプルの発生期間中、第１６図ｃの
高レべルLINEF信号はサンプリング・パルスを第
１３図のアンド・ゲート２３２および２４２を経
てゲートする。第１６図ｅおよびｆにIFCおよび
QFCと示されたこれらのパルスは＋IFおよび＋QF
サンプルをそれぞれラツチLIおよびLQに送り込
む。第１６図ｄの−IFサンプル１および−QFサン
プル２のような新しいビデオ走査線の濾波された
負のＩおよびＱサンプルの発生期間中、LINEF信
号がこれらの負信号サンプルの期間中高レべルに
なるようにLINEF信号の位相は変化する。新しい
走査期間中、LINEFパルス510はIFCおよびQFCク
ロツク信号のサンプリング・パルス512および514
をラツチLIおよびLQにゲートし、負サンプルをラ
ツチにクロツクで導入する。かくしてラツチされ
たサンプルはある線上の正サンプルと次の線の負
サンプルとの間で交番する。
IFCおよびQFC信号はまた第１２図ｂのくし形フ
イルタ遅延線レジスタ３７０および３８０をクロ
ツクする。各ラツチおよび遅延線レジスタの出力
におけるサンプルは反対極性であり、加算器３７
４および３８４で減算的に合成される。加算器３
７４および３８４はまた40ナノ秒の伝播遅延を有
し、40ナノ秒の加算器の遅延だけクロツク信号
IFCおよびQFCに関して遅延された第１６図ｇおよ
びｈにそれぞれ示すくし形濾波された一連のパル
スを発生する。第１６図iLINECFとして示された
第１３図のフリツプ・フロツプ２１４によつて生
成されたさらに遅延されたLINE信号は第１６図
ｋのパルスQCFCをアンド・ゲート２４２を通じて
ゲートする。第１６図ｊおよびｋのICFCおよび
QCFCパルスは第１６図ｇおよびｈのくし形濾波さ
れたサンプルを第１２図ｂのラツチLICFおよび
LQCFに導入し、これらのラツチの出力に第１６図
ｍおよびｎの一連のくし形濾波された信号を発生
する。
イルタ遅延線レジスタ３７０および３８０をクロ
ツクする。各ラツチおよび遅延線レジスタの出力
におけるサンプルは反対極性であり、加算器３７
４および３８４で減算的に合成される。加算器３
７４および３８４はまた40ナノ秒の伝播遅延を有
し、40ナノ秒の加算器の遅延だけクロツク信号
IFCおよびQFCに関して遅延された第１６図ｇおよ
びｈにそれぞれ示すくし形濾波された一連のパル
スを発生する。第１６図iLINECFとして示された
第１３図のフリツプ・フロツプ２１４によつて生
成されたさらに遅延されたLINE信号は第１６図
ｋのパルスQCFCをアンド・ゲート２４２を通じて
ゲートする。第１６図ｊおよびｋのICFCおよび
QCFCパルスは第１６図ｇおよびｈのくし形濾波さ
れたサンプルを第１２図ｂのラツチLICFおよび
LQCFに導入し、これらのラツチの出力に第１６図
ｍおよびｎの一連のくし形濾波された信号を発生
する。
くし形濾波されたサンプルは第１４図の構成に
よつて4SCの率の一連のサンプルに補間されてい
る。第１６図ｉのLINECF信号は第１３図のフリ
ツプ・フロツプ２１６および２１８によつて遅延
され、第１６図ｐのLINEINT信号が生成される。
LINEINT信号は第６図のアンド・ゲート３９０お
よび３９２に供給され、ビデオ情報のある線期間
中そのゲートを経て正サンプルを通過させ、次の
線期間中そのゲートを経て負サンプルを通過させ
る。第１６図ｂの2FSCD信号が低レべルのとき
（従つて、2SCD信号が高レべル）、くし形濾波さ
れたICFサンプルはアンド・ゲート３９０によつ
て通過させられて第１６図ｑの＋Ｉおよび−Ｉサ
ンプル期間によつて示すようにオア・ゲート３９
４の出力に現われる。2FSCD信号が高レべルのと
き、くし形濾波されたQCFサンプルはアンド・ゲ
ート３９２によつて通過させられ、第１６図ｑの
＋Ｑおよび−Ｑサンプル期間によつて示すように
オア・ゲート３９４の出力に現われる。そして、
LINEINT信号が低レべルのとき、オア・ゲート３
９４の出力に、第１６図ｑの０値によつて示すよ
うに０レべルの値の信号が発生する。
よつて4SCの率の一連のサンプルに補間されてい
る。第１６図ｉのLINECF信号は第１３図のフリ
ツプ・フロツプ２１６および２１８によつて遅延
され、第１６図ｐのLINEINT信号が生成される。
LINEINT信号は第６図のアンド・ゲート３９０お
よび３９２に供給され、ビデオ情報のある線期間
中そのゲートを経て正サンプルを通過させ、次の
線期間中そのゲートを経て負サンプルを通過させ
る。第１６図ｂの2FSCD信号が低レべルのとき
（従つて、2SCD信号が高レべル）、くし形濾波さ
れたICFサンプルはアンド・ゲート３９０によつ
て通過させられて第１６図ｑの＋Ｉおよび−Ｉサ
ンプル期間によつて示すようにオア・ゲート３９
４の出力に現われる。2FSCD信号が高レべルのと
き、くし形濾波されたQCFサンプルはアンド・ゲ
ート３９２によつて通過させられ、第１６図ｑの
＋Ｑおよび−Ｑサンプル期間によつて示すように
オア・ゲート３９４の出力に現われる。そして、
LINEINT信号が低レべルのとき、オア・ゲート３
９４の出力に、第１６図ｑの０値によつて示すよ
うに０レべルの値の信号が発生する。
オア・ゲート３９４の一連の出力は4FSCのクロ
ツク信号によつて第１４図の出力帯域通過フイル
タのシフト・レジスタ４４０にシフトされる。レ
ジスタ４４０の第１段τ1″の出力に現われる一連
のサンプルが第１６図ｒに示されている。出力帯
域通過フイルタは供給された信号を第１２図の入
力帯域通過フイルタと同様に、サンプルがそのフ
イルタのインパルス応答中心（中間タツプ）に到
達するのに必要な時間だけ遅延され、係数重み付
け回路４５０および加算ツリー４６０を経て伝播
させる。係数値の極性と大きさによつて、出力帯
域通過フイルタは、最終走査線の０信号期間中に
−Ｉおよび−Ｑの値を補間し、新しい走査線の０
信号期間中、＋Ｉおよび＋Ｑを補間する。最終加
算器４６１の出力における一連のサンプルは4FSC
のクロツク信号によつて出力ラツチL4XCにラツチ
され、第１６図ｓおよび第１７図ａに示すような
4SCの率の一連の出力サンプルを発生する。この
一連のサンプルは、帯域通過フイルタ応答によつ
て特定されるクロミナンス通過帯域中のくし形濾
波されたクロミナンス信号からなる。
ツク信号によつて第１４図の出力帯域通過フイル
タのシフト・レジスタ４４０にシフトされる。レ
ジスタ４４０の第１段τ1″の出力に現われる一連
のサンプルが第１６図ｒに示されている。出力帯
域通過フイルタは供給された信号を第１２図の入
力帯域通過フイルタと同様に、サンプルがそのフ
イルタのインパルス応答中心（中間タツプ）に到
達するのに必要な時間だけ遅延され、係数重み付
け回路４５０および加算ツリー４６０を経て伝播
させる。係数値の極性と大きさによつて、出力帯
域通過フイルタは、最終走査線の０信号期間中に
−Ｉおよび−Ｑの値を補間し、新しい走査線の０
信号期間中、＋Ｉおよび＋Ｑを補間する。最終加
算器４６１の出力における一連のサンプルは4FSC
のクロツク信号によつて出力ラツチL4XCにラツチ
され、第１６図ｓおよび第１７図ａに示すような
4SCの率の一連の出力サンプルを発生する。この
一連のサンプルは、帯域通過フイルタ応答によつ
て特定されるクロミナンス通過帯域中のくし形濾
波されたクロミナンス信号からなる。
くし形濾波されたクロミナンス信号は合成ビデ
オ信号と減算的に合成されたクロミナンス成分の
除去されたルミナンス信号が生成される。装置へ
の入力に発生する一連の合成ビデオ信号サンプル
が第１７図ｂに再度示されており、4FSCクロミツ
ク信号の43サイクルによつてくし形濾波された一
連のクロミナンス信号サンプルとなることが示さ
れている。適正にくし形濾波するために、一連の
合成ビデオ信号はクロミナンスの対応する一連の
サンプルと時間的に一致して導入される必要があ
る。これは4FSCクロツク信号の43サイクルだけ一
連の入力合成ビデオを遅延させることによつて行
なわれる。入力帯域通過フイルタのシフト・レジ
スタ３４０によつてクロツクの30サイクルの遅延
が与えられ、この入力帯域通過フイルタは段
τ30″の出力に一連の入力合成ビデオ信号に関して
クロツクの30サイクルだけ遅延された一連の合成
ビデオ信号が発生される。残る13サイクルの遅延
は4FSCクロツク信号によつてクロツクされる第１
４図のシフト・レジスタ遅延線３１７によつて与
えられる。従つて、加算器４００の入力における
一連のサンプルはくし形濾波されたルミナンス信
号の発生と適正に時間合わせされる。
オ信号と減算的に合成されたクロミナンス成分の
除去されたルミナンス信号が生成される。装置へ
の入力に発生する一連の合成ビデオ信号サンプル
が第１７図ｂに再度示されており、4FSCクロミツ
ク信号の43サイクルによつてくし形濾波された一
連のクロミナンス信号サンプルとなることが示さ
れている。適正にくし形濾波するために、一連の
合成ビデオ信号はクロミナンスの対応する一連の
サンプルと時間的に一致して導入される必要があ
る。これは4FSCクロツク信号の43サイクルだけ一
連の入力合成ビデオを遅延させることによつて行
なわれる。入力帯域通過フイルタのシフト・レジ
スタ３４０によつてクロツクの30サイクルの遅延
が与えられ、この入力帯域通過フイルタは段
τ30″の出力に一連の入力合成ビデオ信号に関して
クロツクの30サイクルだけ遅延された一連の合成
ビデオ信号が発生される。残る13サイクルの遅延
は4FSCクロツク信号によつてクロツクされる第１
４図のシフト・レジスタ遅延線３１７によつて与
えられる。従つて、加算器４００の入力における
一連のサンプルはくし形濾波されたルミナンス信
号の発生と適正に時間合わせされる。
LINE信号の位相が変化したときに、線の終り
を除いて出力帯域通過フイルタに供給される対を
なすＩおよびＱサンプルの各々の間に２個の０の
値をもつたサンプルが補間されることが第１６図
ｇに示されている。その点では連続する４個の０
の値のサンプルが存在する。この一連のサンプル
の変化は再現されたクロミナンス信号に誤差を生
じさせ、従つてくし形濾波されたルミナンス信号
中に誤差を生じさせる。しかしながら位相変化は
水平帰線消去信号によつて開始されるので、位相
変化は水平帰線消去期間のフロント・ポーチ期間
中に発生する。ビデオ信号のこの点ではクロミナ
ンス信号成分は存在せず、真のクロミナンス信号
の値は０である。従つて、この点で一連のサンプ
ル中に０の値を挿入しても生成されたくし形濾波
信号中に何らの誤差も生じない。
を除いて出力帯域通過フイルタに供給される対を
なすＩおよびＱサンプルの各々の間に２個の０の
値をもつたサンプルが補間されることが第１６図
ｇに示されている。その点では連続する４個の０
の値のサンプルが存在する。この一連のサンプル
の変化は再現されたクロミナンス信号に誤差を生
じさせ、従つてくし形濾波されたルミナンス信号
中に誤差を生じさせる。しかしながら位相変化は
水平帰線消去信号によつて開始されるので、位相
変化は水平帰線消去期間のフロント・ポーチ期間
中に発生する。ビデオ信号のこの点ではクロミナ
ンス信号成分は存在せず、真のクロミナンス信号
の値は０である。従つて、この点で一連のサンプ
ル中に０の値を挿入しても生成されたくし形濾波
信号中に何らの誤差も生じない。
この発明の第２の実施例が第１８図に示されて
いる。第１１図の実施例に関連し、説明した素子
は第１８図の実施例中にも示されており、これに
は同じ参照番号が付されている。第１１図では、
くし形濾波されたルミナンス信号は、はじめにク
ロミナンス信号をくし形濾波し、次いでくし形濾
波されたクロミナンス信号を合成ビデオ信号から
減算することによつて生成されたが、第１８図に
おけるくし形濾波されたルミナンス信号は、合成
ビデオ信号の高周波部分をくし形濾波してくし形
濾波された高周波ルミナンス信号成分を生成し、
この信号部分を合成ビデオ信号の低域通過フイル
タで濾波された部分に加算することによつて生成
される。
いる。第１１図の実施例に関連し、説明した素子
は第１８図の実施例中にも示されており、これに
は同じ参照番号が付されている。第１１図では、
くし形濾波されたルミナンス信号は、はじめにク
ロミナンス信号をくし形濾波し、次いでくし形濾
波されたクロミナンス信号を合成ビデオ信号から
減算することによつて生成されたが、第１８図に
おけるくし形濾波されたルミナンス信号は、合成
ビデオ信号の高周波部分をくし形濾波してくし形
濾波された高周波ルミナンス信号成分を生成し、
この信号部分を合成ビデオ信号の低域通過フイル
タで濾波された部分に加算することによつて生成
される。
第１８図では、合成ビデオ信号は帯域通過フイ
ルタ３１２によつて先ず濾波され、色副搬送波周
波数を中心とする周波数を占める通過帯域を残
す。帯域通過濾波された信号は第１１図の場合と
同様にC1およびC2サンプラ３１４および３１６
によつて副サンプルされる。C1サンプラ３１４
によつて生成された信号成分は第１のくし形フイ
ルタ５２０に供給され、C2サンプラ３１６によ
つて生成された信号成分は第２のくし形フイルタ
５２２に供給される。副サンプルされた一連の信
号は共にSCの率で発生されるが、これらはサン
プル信号φ1FSCおよびφ2FSCによつて発生されるの
で、これらは副搬送波信号の位相に関してそれぞ
れ異つた位相関係にある。
ルタ３１２によつて先ず濾波され、色副搬送波周
波数を中心とする周波数を占める通過帯域を残
す。帯域通過濾波された信号は第１１図の場合と
同様にC1およびC2サンプラ３１４および３１６
によつて副サンプルされる。C1サンプラ３１４
によつて生成された信号成分は第１のくし形フイ
ルタ５２０に供給され、C2サンプラ３１６によ
つて生成された信号成分は第２のくし形フイルタ
５２２に供給される。副サンプルされた一連の信
号は共にSCの率で発生されるが、これらはサン
プル信号φ1FSCおよびφ2FSCによつて発生されるの
で、これらは副搬送波信号の位相に関してそれぞ
れ異つた位相関係にある。
C1サンプラ３１４によつて生成された信号成
分は加算合成回路５７８および減算合成回路５７
６の各入力に直径供給され、また1H遅延線５７
０によつて加算および減算合成回路の第２の入力
に供給される。1H遅延線５７０は第１２図のシ
フト・レジスタ遅延線３７０と同じように構成さ
れている。
分は加算合成回路５７８および減算合成回路５７
６の各入力に直径供給され、また1H遅延線５７
０によつて加算および減算合成回路の第２の入力
に供給される。1H遅延線５７０は第１２図のシ
フト・レジスタ遅延線３７０と同じように構成さ
れている。
C2サンプラ３１６によつて生成された一連の
信号は1H遅延線５８０の入力、加算合成回路５
８８および減算合成回路５８６の各入力に供給さ
れる。1H遅延線５８０の出力は加算および減算
合成回路５８８および５８６の各第２の入力に供
給される。
信号は1H遅延線５８０の入力、加算合成回路５
８８および減算合成回路５８６の各入力に供給さ
れる。1H遅延線５８０の出力は加算および減算
合成回路５８８および５８６の各第２の入力に供
給される。
回路５７６および５８６は遅延サンプルおよび
非遅延サンプルを減算的に合成して、第１２図ｂ
の加算器３７４および３８４と同様に色副搬送波
（FSC）信号の２つの位相φ1およびφ2でくし形濾波
された一連のクロミナンス信号を発生する。一連
の遅延サンプルおよび非遅延サンプルを加算合成
する回路５７８および５８８は、クロミナンス信
号成分が相殺され、4SCのＡ／Ｄ変換用クロツク
の２つの異つた副サンプリング位相のくし形濾波
されたルミナンス信号成分を残したサンプルを生
成する。これらのくし形濾波されたルミナンス信
号サンプルは帯域通過フイルタ３１２によつて設
定された通過帯域を占め、従つて高周波ルミナン
ス信号成分を有する。
非遅延サンプルを減算的に合成して、第１２図ｂ
の加算器３７４および３８４と同様に色副搬送波
（FSC）信号の２つの位相φ1およびφ2でくし形濾波
された一連のクロミナンス信号を発生する。一連
の遅延サンプルおよび非遅延サンプルを加算合成
する回路５７８および５８８は、クロミナンス信
号成分が相殺され、4SCのＡ／Ｄ変換用クロツク
の２つの異つた副サンプリング位相のくし形濾波
されたルミナンス信号成分を残したサンプルを生
成する。これらのくし形濾波されたルミナンス信
号サンプルは帯域通過フイルタ３１２によつて設
定された通過帯域を占め、従つて高周波ルミナン
ス信号成分を有する。
加算合成回路３７８および３８８によつて生成
された異つた位相のルミナンス・サンプルはシー
ケンス３２４によつて2SCの率の一連の信号サン
プル中に間挿される。一連の2SCの率のサンプル
は補間装置３３０によつて4SCの率に補間され、
帯域通過フイルタ３３２によつて濾波され、この
フイルタ３３２はその通過帯域を占める4SCの一
連のサンプルを生成する。シーケンサ３２４、補
間装置３３０および帯域通過フイルタ３３２は、
第１４図に示す構成を使用して第１１図の素子と
同じ態様で構成される。4SCの率のくし形濾波さ
れた一連のルミナンス信号は加算器５１８の一方
の入力に供給される。
された異つた位相のルミナンス・サンプルはシー
ケンス３２４によつて2SCの率の一連の信号サン
プル中に間挿される。一連の2SCの率のサンプル
は補間装置３３０によつて4SCの率に補間され、
帯域通過フイルタ３３２によつて濾波され、この
フイルタ３３２はその通過帯域を占める4SCの一
連のサンプルを生成する。シーケンサ３２４、補
間装置３３０および帯域通過フイルタ３３２は、
第１４図に示す構成を使用して第１１図の素子と
同じ態様で構成される。4SCの率のくし形濾波さ
れた一連のルミナンス信号は加算器５１８の一方
の入力に供給される。
帯域通過フイルタ３１２に供給される元の合成
ビデオ信号は4FSCクロツク信号でクロツクされる
低域通過フイルタ５１３にも供給される。低域通
過フイルタ５１３は帯域通過フイルタ３１２の周
波数応答特性と補間関係にある周波数応答特性を
有している。すなわち２つのフイルタの変移帯域
は等しいが方向が反対であり、約6dbの点で交叉
する。低域通過濾波されたサンプルは遅延線１７
によつて遅延され、帯域通過フイルタ３３２によ
つて生成される対応するサンプルと時間的に一致
したサンプルが発生される。スペクトル低周波部
分を占める遅延された信号は加算器５１８におい
て帯域通過フイルタ３３２から供給される高周波
数のくし形濾波されたルミナンス信号と加算的に
合成され、それによつて以前はクロミナンス情報
によつて占められていたスペクトルの部分全体に
わたつてくし形濾波されたルミナンス信号が生成
される。
ビデオ信号は4FSCクロツク信号でクロツクされる
低域通過フイルタ５１３にも供給される。低域通
過フイルタ５１３は帯域通過フイルタ３１２の周
波数応答特性と補間関係にある周波数応答特性を
有している。すなわち２つのフイルタの変移帯域
は等しいが方向が反対であり、約6dbの点で交叉
する。低域通過濾波されたサンプルは遅延線１７
によつて遅延され、帯域通過フイルタ３３２によ
つて生成される対応するサンプルと時間的に一致
したサンプルが発生される。スペクトル低周波部
分を占める遅延された信号は加算器５１８におい
て帯域通過フイルタ３３２から供給される高周波
数のくし形濾波されたルミナンス信号と加算的に
合成され、それによつて以前はクロミナンス情報
によつて占められていたスペクトルの部分全体に
わたつてくし形濾波されたルミナンス信号が生成
される。
第１８図の低域通過フイルタとして使用するの
に適したデジタル低域通過フイルタは第１９図に
詳細に示されている。合成ビデオ信号サンプルは
22段シフト・レジスタ５４０の第１段τ1′″に供給
される。第１段の入力およびすべての段の出力は
各係数重み付け回路５５０に結合されている。シ
フト・レジスタ５４０のタツプから取出された信
号は係数重み付け回路によつて重みが付けられ、
タツプから取出され、重みの付けられた信号は加
算ツリー５６０によつて合成される。加算ツリー
５６０は、このツリー中の加算器によつて与えら
れる伝播遅延の倍数の遅延を与えるτ2A′″、
τ3A′″、τ4A′″で示す遅延手段を有している。これ
らの遅延手段は係数重み付け回路５５０と加算ツ
リーの最終加算器５６１の出力との間の各電路中
の信号遅延を等化する。加算器５６１の出力にお
ける低域通過濾波サンプルは4FSCのクロツク信号
によつて出力ラツチLLPにラツチされる。
に適したデジタル低域通過フイルタは第１９図に
詳細に示されている。合成ビデオ信号サンプルは
22段シフト・レジスタ５４０の第１段τ1′″に供給
される。第１段の入力およびすべての段の出力は
各係数重み付け回路５５０に結合されている。シ
フト・レジスタ５４０のタツプから取出された信
号は係数重み付け回路によつて重みが付けられ、
タツプから取出され、重みの付けられた信号は加
算ツリー５６０によつて合成される。加算ツリー
５６０は、このツリー中の加算器によつて与えら
れる伝播遅延の倍数の遅延を与えるτ2A′″、
τ3A′″、τ4A′″で示す遅延手段を有している。これ
らの遅延手段は係数重み付け回路５５０と加算ツ
リーの最終加算器５６１の出力との間の各電路中
の信号遅延を等化する。加算器５６１の出力にお
ける低域通過濾波サンプルは4FSCのクロツク信号
によつて出力ラツチLLPにラツチされる。
第１９図の低域通過フイルタは、第１段τ1′″の
入力から中心段τ11′″の出力にシフトされるべき
信号に必要とされる時間と、係数重み付け回路の
伝播時間と、６個の加算器の伝播遅延との和に等
しい全伝播遅延を与える。係数重み付け回路は66
ナノ秒の伝播遅延を与え、加算器は各々40ナノ秒
の遅延を与えると仮定すると、信号が加算器５６
１の出力に現われるのに要する時間は4FSCクロツ
クの約15.37サイクルである。従つて、対応する
サンプルがフイルタの入力に供給された後、濾波
されたサンプルはラツチLLPの出力に4FSCクロツ
クの16サイクルで現われる。低域通過フイルタの
この遅延は、濾波されたサンプルを帯域通過フイ
ルタ３３２よつて生成されるサンプルと時間的に
一致させるようにするために、遅延線３１７に対
して必要とされる遅延を減少させる。第１２図お
よび第１４図の実施例の場合についてに述べる
と、例えばくし形濾波されたサンプルが、帯域通
過フイルタ３１２の入力に帯域通過フイルタ３３
２の出力との間で4FSCクロツクの43サイクルだけ
遅延されると仮定すると、この遅延は、低域通過
フイルタの16サイクルと、入力帯域通過フイルタ
３１２のシフト・レジスタ27段の遅延との和によ
つて整合される。この構成では、第１９図の低域
通過フイルタの第１段τ1′″の入力は帯域通過シフ
トレジスタ（第１２図）の27段の出力に結合さ
れ、それによつて別の遅延線３１７を不必要にし
ている。
入力から中心段τ11′″の出力にシフトされるべき
信号に必要とされる時間と、係数重み付け回路の
伝播時間と、６個の加算器の伝播遅延との和に等
しい全伝播遅延を与える。係数重み付け回路は66
ナノ秒の伝播遅延を与え、加算器は各々40ナノ秒
の遅延を与えると仮定すると、信号が加算器５６
１の出力に現われるのに要する時間は4FSCクロツ
クの約15.37サイクルである。従つて、対応する
サンプルがフイルタの入力に供給された後、濾波
されたサンプルはラツチLLPの出力に4FSCクロツ
クの16サイクルで現われる。低域通過フイルタの
この遅延は、濾波されたサンプルを帯域通過フイ
ルタ３３２よつて生成されるサンプルと時間的に
一致させるようにするために、遅延線３１７に対
して必要とされる遅延を減少させる。第１２図お
よび第１４図の実施例の場合についてに述べる
と、例えばくし形濾波されたサンプルが、帯域通
過フイルタ３１２の入力に帯域通過フイルタ３３
２の出力との間で4FSCクロツクの43サイクルだけ
遅延されると仮定すると、この遅延は、低域通過
フイルタの16サイクルと、入力帯域通過フイルタ
３１２のシフト・レジスタ27段の遅延との和によ
つて整合される。この構成では、第１９図の低域
通過フイルタの第１段τ1′″の入力は帯域通過シフ
トレジスタ（第１２図）の27段の出力に結合さ
れ、それによつて別の遅延線３１７を不必要にし
ている。
この発明に特有の概念の幾つかが第２０図の理
想化された波形によつて概略的に示されている
Ａ／Ｄ変換器は、NTSCカラー信号に対しては第
２０図に示すように通常のビデオ帯域を占有する
ビデオ信号サンプルを発生する。ビデオ信号は０
乃至約4.2MHzまで延びるルミナンス（Ｙ）情報
を含んでいる。Ｉカラー混合信号情報は約2.1M
Hzから約4.2MHzにわたつてルミナンス情報に間
挿されており、Ｑカラー混合信号情報は約3MHz
乃至44.2MHzの範囲にわたつて間挿されている。
３乃至4.2MHzの範囲内では、カラー混合信号情
報は色副搬送波SC（3.58MHz）の両側帯波信号と
して復調される。合成ビデオ信号が帯域通過フイ
ルタ３１２によつて濾波されると、高域遮断周波
数Hと低域遮断周波数Lとの間のカラー混合信号
情報を含む第２０図ｂに示すような通過帯域が得
られる。
想化された波形によつて概略的に示されている
Ａ／Ｄ変換器は、NTSCカラー信号に対しては第
２０図に示すように通常のビデオ帯域を占有する
ビデオ信号サンプルを発生する。ビデオ信号は０
乃至約4.2MHzまで延びるルミナンス（Ｙ）情報
を含んでいる。Ｉカラー混合信号情報は約2.1M
Hzから約4.2MHzにわたつてルミナンス情報に間
挿されており、Ｑカラー混合信号情報は約3MHz
乃至44.2MHzの範囲にわたつて間挿されている。
３乃至4.2MHzの範囲内では、カラー混合信号情
報は色副搬送波SC（3.58MHz）の両側帯波信号と
して復調される。合成ビデオ信号が帯域通過フイ
ルタ３１２によつて濾波されると、高域遮断周波
数Hと低域遮断周波数Lとの間のカラー混合信号
情報を含む第２０図ｂに示すような通過帯域が得
られる。
SCの率の副サンプリング信号の位相φ1および
φ2で帯域通過濾波された信号を副サンプリング
するために、第２０図ｂの通過帯域のレプリカが
SCの副サンプリング周波数とその高調波を中心
として生成され、第２０図ｃにその幾つかが示さ
れている。最低周波数の複製された帯域６５０
は、SCの副搬送波、副サンプリング周波数によ
つて復調されたＩおよびＱカラー混合信号情報を
含んでいる。次の通過帯域６５２は、SCの周波
数を中心として３乃至4.2MHzとオーバラツプす
る２つの通過帯域からなる。しかしながら、この
オーバラツプ領域における信号成分の位相および
周波数の関係によつて信号成分は互いに増強され
る。オーバラツプによつてカラー情報信号に有害
な干渉成分は何ら生じない。第３のより高い周波
数の通過帯域６５４の一部も示されている。
φ2で帯域通過濾波された信号を副サンプリング
するために、第２０図ｂの通過帯域のレプリカが
SCの副サンプリング周波数とその高調波を中心
として生成され、第２０図ｃにその幾つかが示さ
れている。最低周波数の複製された帯域６５０
は、SCの副搬送波、副サンプリング周波数によ
つて復調されたＩおよびＱカラー混合信号情報を
含んでいる。次の通過帯域６５２は、SCの周波
数を中心として３乃至4.2MHzとオーバラツプす
る２つの通過帯域からなる。しかしながら、この
オーバラツプ領域における信号成分の位相および
周波数の関係によつて信号成分は互いに増強され
る。オーバラツプによつてカラー情報信号に有害
な干渉成分は何ら生じない。第３のより高い周波
数の通過帯域６５４の一部も示されている。
この副サンプリングされた信号は、第２０図ｄ
によつて示すように複製された通過帯域のすべて
を実効的にくし形濾波するくし形フイルタによつ
て濾波される。通過帯域６５０′はくし形濾波さ
れ、復調されたカラー混合信号情報を含んでい
る。くし形フイルタ応答特性の“歯”はNTSC信
号について言えば15，734Hzの期間、すなわち水
平線周波数だけ離れている。出力帯域通過フイル
タは、遮断周波数LとHとの間に位置する第２０
図ｄの帯域の部分を通過させる。この帯域には復
調され、くし形濾波されたクロミナンス情報が含
まれている。この通過帯域の信号が第２０図ａの
合成ビデオ信号から減算されると、第２０図ｅに
示すようにL乃至Hの周波数帯域にわたつてくし
形濾波された相補くし形濾波ルミナンス信号が得
られる。出力帯域通過フイルタは、第２０図ｄの
通過帯域６５０′中の信号を、合成ビデオ信号か
ら減算されたクロミナンス信号から除くために必
要とされる。もし通過帯域６５０′中の信号と合
成ビデオ信号とが組合わされて発生されると、ル
ミナンス信号の低周波数領域に好ましくない信号
情報を導入するという好ましくない現象が生ず
る。
によつて示すように複製された通過帯域のすべて
を実効的にくし形濾波するくし形フイルタによつ
て濾波される。通過帯域６５０′はくし形濾波さ
れ、復調されたカラー混合信号情報を含んでい
る。くし形フイルタ応答特性の“歯”はNTSC信
号について言えば15，734Hzの期間、すなわち水
平線周波数だけ離れている。出力帯域通過フイル
タは、遮断周波数LとHとの間に位置する第２０
図ｄの帯域の部分を通過させる。この帯域には復
調され、くし形濾波されたクロミナンス情報が含
まれている。この通過帯域の信号が第２０図ａの
合成ビデオ信号から減算されると、第２０図ｅに
示すようにL乃至Hの周波数帯域にわたつてくし
形濾波された相補くし形濾波ルミナンス信号が得
られる。出力帯域通過フイルタは、第２０図ｄの
通過帯域６５０′中の信号を、合成ビデオ信号か
ら減算されたクロミナンス信号から除くために必
要とされる。もし通過帯域６５０′中の信号と合
成ビデオ信号とが組合わされて発生されると、ル
ミナンス信号の低周波数領域に好ましくない信号
情報を導入するという好ましくない現象が生ず
る。
第１図はこの発明の原理に従つて構成されたデ
ジタル信号分離装置をブロツク図の形で示した
図、第２図および第３図は第１図の信号分離装置
で使用するのに適した帯域通過フイルタをブロツ
ク図の形で示した図、第４図は第１図の装置で使
用するのに適したデジタルくし形フイルタをブロ
ツク図の形で示した図、第５図は第１図の装置で
使用するのに適した補間装置および遅延回路をブ
ロツク図の形で示した図、第６図は第２図、第４
図および第５図の装置の各点における瞬時信号内
容を示すタイミング図、第７図および第９図は第
２図、第４図および第５図の装置と共に使用する
のに適したクロツク信号発生装置をブロツク図と
論理回路の形で示した図、第８図および第１０図
は第７図および第９図のクロツク信号発生装置の
動作を説明する波形を示すタイミング図、第１１
図はこの発明の原理に従つて構成されるデジタル
信号分離装置をブロツク図の形で示した図、第１
２図は第１１図の実施例で使用するのに適した帯
域通過フイルタおよびくし形フイルタ装置をブロ
ツク図の形で示した図、第１３図は第１２図およ
び第１４図のくし形フイルタ装置用のクロツク発
生回路をブロツク図および論理回路の形で示した
図、第１４図は第１１図の実施例で使用するのに
適した補間用フイルタをブロツク図の形で示した
図、第１５図は第１３図のクロツク発生回路の動
作を説明するために使用されるタイミング図、第
１６図および第１７図は第１２図、第１３図およ
び第１４図の実施例における各点の瞬時信号内容
を示すタイミング図、第１８図はこの発明の原理
に従つて構成されたデジタルくし形フイルタ装置
の他の実施例をブロツク図の形で示した図、第１
９図は第１８図の実施例で使用するのに適したデ
ジタル低域通過フイルタをブロツク図の形で示し
た図、 第２０図はこの発明の各実施例の動作原理を説
明する周波数応答特性を示す図である。 第１１図で、１０……アナログ−デジタル変換
器、３１２……第１の帯域通過フイルタ、３１
４，３１６……サンプラ、３２０……第１のくし
形フイルタ、３２２……第２のくし形フイルタ、
３２４……第１のくし形濾波された信号を生成す
る信号サンプル合成手段、３３２……第２の帯域
通過フイルタ、１８……第２のくし形濾波された
信号を生成する信号合成回路。
ジタル信号分離装置をブロツク図の形で示した
図、第２図および第３図は第１図の信号分離装置
で使用するのに適した帯域通過フイルタをブロツ
ク図の形で示した図、第４図は第１図の装置で使
用するのに適したデジタルくし形フイルタをブロ
ツク図の形で示した図、第５図は第１図の装置で
使用するのに適した補間装置および遅延回路をブ
ロツク図の形で示した図、第６図は第２図、第４
図および第５図の装置の各点における瞬時信号内
容を示すタイミング図、第７図および第９図は第
２図、第４図および第５図の装置と共に使用する
のに適したクロツク信号発生装置をブロツク図と
論理回路の形で示した図、第８図および第１０図
は第７図および第９図のクロツク信号発生装置の
動作を説明する波形を示すタイミング図、第１１
図はこの発明の原理に従つて構成されるデジタル
信号分離装置をブロツク図の形で示した図、第１
２図は第１１図の実施例で使用するのに適した帯
域通過フイルタおよびくし形フイルタ装置をブロ
ツク図の形で示した図、第１３図は第１２図およ
び第１４図のくし形フイルタ装置用のクロツク発
生回路をブロツク図および論理回路の形で示した
図、第１４図は第１１図の実施例で使用するのに
適した補間用フイルタをブロツク図の形で示した
図、第１５図は第１３図のクロツク発生回路の動
作を説明するために使用されるタイミング図、第
１６図および第１７図は第１２図、第１３図およ
び第１４図の実施例における各点の瞬時信号内容
を示すタイミング図、第１８図はこの発明の原理
に従つて構成されたデジタルくし形フイルタ装置
の他の実施例をブロツク図の形で示した図、第１
９図は第１８図の実施例で使用するのに適したデ
ジタル低域通過フイルタをブロツク図の形で示し
た図、 第２０図はこの発明の各実施例の動作原理を説
明する周波数応答特性を示す図である。 第１１図で、１０……アナログ−デジタル変換
器、３１２……第１の帯域通過フイルタ、３１
４，３１６……サンプラ、３２０……第１のくし
形フイルタ、３２２……第２のくし形フイルタ、
３２４……第１のくし形濾波された信号を生成す
る信号サンプル合成手段、３３２……第２の帯域
通過フイルタ、１８……第２のくし形濾波された
信号を生成する信号合成回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 所定の通過帯域を占め、周波数間挿された第
１および第２の信号成分を含むアナログ・ビデオ
信号の信号源を含むテレビジヨン受像機における
信号分離装置であつて、 上記アナログ・ビデオ信号に応答し、所定の周
波数のサンプリング信号に応答して一連のデジタ
ル化ビデオ信号サンプルを発生するアナログ−デ
ジタル変換器と、 上記一連のデジタル化ビデオ信号に応答する入
力と、上記通過帯域の部分を占める濾波された一
連のビデオ信号サンプルが上記所定の周波数で発
生される出力とを有する第１の帯域通過フイルタ
と、 上記濾波された一連のビデオ信号サンプルの選
択されたものに応答する入力と、くし形濾波され
た第１の一連の信号サンプルが上記濾波された一
連のビデオ信号サンプルと第１の位相関係で発生
される出力とを有する第１のくし形フイルタと、 上記濾波された一連のビデオ信号サンプルの選
択されたものに応答する入力と、くし形濾波され
た第２の一連の信号サンプルが上記濾波された一
連のビデオ信号サンプルと第２の位相関係で発生
される出力とを有する第２のくし形フイルタと、 上記第１および第２の一連のくし形濾波された
信号サンプルを合成して上記周波数間挿された第
１の信号成分に対応する第１のくし形濾波された
信号を発生する手段と、 上記第１のくし形濾波された信号に応答する入
力を有し、上記通過帯域の部分を占める上記所定
の周波数にある一連の信号サンプルの形で上記第
１のくし形濾波された信号のレプリカを発生する
第２の帯域通過フイルタと、 上記第１のくし形濾波された信号の上記レプリ
カに応答する第１の入力と、上記アナログ−デジ
タル変換器によつて生成される上記一連のでデジ
タル化ビデオ信号サンプルに応答する第２の入力
と、上記間挿された第２の信号成分に対応する第
２のくし形濾波された信号が発生される出力とを
有する信号合成回路とからなる、 低減されたデータ率の信号分離装置。 ２ Ｎ番目（Ｎは整数）の信号サンプル毎にこれ
に応答して第１のくし形濾波された信号を発生す
る第１のくし形フイルタと、 上記第１のくし形フイルタ中の上記サンプルと
異つたＮ番目の信号サンプル毎にこれに応答して
第２のくし形濾波された信号を発生する第２のく
し形フイルタと、 上記第１および第２のくし形濾波された信号に
応答して、サンプリングされたデータ合成信号の
率で周波数間挿された第１および第２の信号成分
のうちの一方を表わすくし形濾波されたものに対
応する第３のくし形濾波された信号を発生する手
段と、 上記第３のくし形濾波された信号に応答してそ
の予め規定されたスペクトルを通過させる帯域通
過フイルタと、 上記サンプリングされたデータ合成信号および
上記帯域通過フイルタによつて生成された信号に
応答して第４のくし形濾波された信号を生成する
手段とからなり、 上記第１および第２のくし形濾波フイルタは上
記サンプリングされたデータ合成信号の率よりも
低い率で動作し、 上記第４のくし形濾波された信号および第３の
くし形濾波された信号はそれぞれ上記周波数間挿
された第１および第２の信号成分に実質的に排他
的に対応するものである、 上記周波数間挿された第１および第２の成分を含
む所定のデータ率のサンプリングされたデータ合
成信号くし形濾波するための低減されたデータ率
の信号分離装置。
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US405165 | 1982-08-04 | ||
| US06/405,165 US4464675A (en) | 1982-08-04 | 1982-08-04 | Low frequency digital comb filter system |
| US405031 | 1982-08-04 | ||
| US06/405,031 US4470069A (en) | 1982-08-04 | 1982-08-04 | Reduced data rate digital comb filter |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP83502761A Division JPS59501390A (ja) | 1982-08-04 | 1983-08-01 | 低減されたデ−タ率の信号分離装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03209997A JPH03209997A (ja) | 1991-09-12 |
| JPH0456512B2 true JPH0456512B2 (ja) | 1992-09-08 |
Family
ID=27018901
Family Applications (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP83502761A Pending JPS59501390A (ja) | 1982-08-04 | 1983-08-01 | 低減されたデ−タ率の信号分離装置 |
| JP2205944A Granted JPH03209997A (ja) | 1982-08-04 | 1990-08-01 | 低減されたデータ率の信号分離装置 |
Family Applications Before (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP83502761A Pending JPS59501390A (ja) | 1982-08-04 | 1983-08-01 | 低減されたデ−タ率の信号分離装置 |
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