JPS61135094A

JPS61135094A - 放電灯点灯装置

Info

Publication number: JPS61135094A
Application number: JP59257788A
Authority: JP
Inventors: 勝己佐藤
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1984-12-05
Filing date: 1984-12-05
Publication date: 1986-06-23

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔技術分野〕この発明は、インバータと共振回路とにより、放電灯に
高周波電力を供給して始動点灯させる放電灯点灯装置に
関するものである。

〔背景技術〕

第８図ないし第１０図に従来例を示す。

第８図において、Ｖｓは交流電源、ＤＢはダイオードブ
リフジ、ＣＩは平涜用コンデンサ、ｉｎは他動式でハー
フブリフジ型のインバータ、Ｔは発振トランス、Ｒｅは
直列共振回路、Ｌａは放電灯である。

インバータＩｎは、２石のスイッチングトランジスタ７
ｒ１．Ｔｒ２と、逆流防止用のダイオードＤＩ、Ｄ２と
、発振用のコンデンサｃ２．ｃ３と、前記トランノ・ス
タＴｒ１．Ｔｒ２を交互にオン・オフ制御する制御回路
Ｃｏｎ１とから構成されている。

共振回路Ｒｅは、放電灯Ｌａに直列接続されたインダク
タンス素子りと放電灯Ｌａに並列接続されたコンデンサ
Ｃ４とから構成されている。そして、共振回路Ｒｅおよ
び放電灯Ｌａが放電灯回路Ｄｉを構成している。

この放電灯点灯装置は、放電灯しａの始動点灯　“時に
、インダクタンス素子りとコンデンサＣ４からなる直列
共振回路Ｒｅにより共振昇圧させ、コンデンサＣ４に高
電圧を印加して放電灯Ｌａを点灯させるものである。

この従来例では、インバータＩｎの発振周波数ｒを、イ
ンダクタンス素子りのインダクタンスＬとコンデンサＣ
４の静電容量Ｃ４で決定される共振周波数ｆｏ（−１／
２πＣｒ三７）よりも低く設定している。その理由とし
ては、次の事柄が挙げられる。

第９図は、放電灯Ｌａが不点灯時（接続されていない時
）のインバータＩｎの発振周波数「とコンデンサＣ４の
両端電圧ＶＣ４との関係を示す。

この図から明らかなように、インバータＩｎの発振周波
数ｒが、インダクタンス素子りとコンデンサＣ４の共振
周波数ｆｏ付近においては、ｊ＜「０領域の方が、コン
デンサＣ４の両端電圧ＶＣ４の変化がゆるやかであり、
回路定数のばらつきを考慮すると、ｆ＞（ｏＶ１域に比
べ、ｒ＜ｆｏ領領域方がはるかに始動性能が良いことが
わかる。

すなわち、「〉「０頌域で発振周波数を設定すると、回
路定数のわずかなばらつきによって始動不能になる確率
が非常に高い。このような理由から、従来例においては
、放電灯始動時の発１辰周波数をｆ＜ｆｏの領域で設定
していた。

ところが、このように発振周波数を設定した場合には、
次のような問題点がある。

ｆ＜ｆ　ｏ領域における各部の電圧ｌｔ流の波形を示す
第１Ｏ図かられかるように、（＜ｔｏｗ４域においては
、発振トランスＴの２次誘起電圧に対し負荷電流の位相
が進んだいわゆる進相モードになる。したがって、発振
トランスＴの１次ＩＩ＋に流れる電流１１も進相モード
となる。

この電流１．は、ある瞬間においてトランジスタＴｒｙ
、Ｔｒ２．ダイオードＤ、、Ｄ２のいずｔか１つに流れ
るが、電流ｉ１がどの半導体に流れているかを示したも
のが第１Ｏ図中の■〜■である。ここで、■・・・Ｔｒ
ｌ　、■・・・ＤＩ、■・・・Ｔ　ｒ　２、■・・・Ｄ
２のように対応している。

例えば、ダイオードＤ、に流れた後、トランジスタＴｒ
２に電流＋ｌが流れることになる。つまり、ダイオード
Ｄ１がＯＮした後、トランジスタＴｒ２がＯＮするため
トランジスタＴ　ｒ　２がＯＮした直後、ダイオードＤ
、の逆回復時間の間、ダイオードＤ１のカソード−Ｄｌ
のアノード−トランジスタ７ｒ２のコレクターＴ　ｒ　
２のエミッタを通して、電源短絡による突入電流が流れ
る。トランジスタＴｒ１がＯＮした直後も同様に、ダイ
オードＤ２の逆回復時間の間、トランジスタＴｒ１−ダ
イオードＤ２を通して突入電流が流れる。

したがって、例えば放電灯Ｌａが接続されていない輿負
荷状態において、この状態が１！続されると、トランジ
スタ等の半導体素子の発熱増大に伴う動作不安定、さら
には破壊に至ることがあったこのため、従来例において
、例えば突入電流防止用回路を挿入するとか、インバー
タＩｎの発振周波数を間欠的に進相モード（第９図にお
いて「＜ｆｏ領領域と遅相モード（ｆ＞ｔｏ領領域で揺
らす手段が用いられることがあるが、突入電流を完全に
防止することは不可能であり、また損失も増大するとい
う問題があった。

〔発明の目的〕

この発明の目的は、インバータを構成する半導体素子に
対する突入電流を防止して半導体累ｒ−の劣化、破壊が
抑制されるとともに、始動点灯の安定性が高い放電灯点
灯装置を提供することである。

〔発明の開示〕

この発明の放電灯点灯装置は、直流または整流電圧を高
周波電圧に変換するインバータと、このインバータの出
力側に接続した放電灯回路と、この放電灯回路において
放電灯に直列接続したインダクタンス素子および前記放
電灯に並列接続したコンデンサからなる共振回路と、前
記インバータの発振周波数を前記共振回路の共振周波数
よりも高い状態に維持する制御回路とを備えたものであ
る。

この発明の構成の概略を第り図および第２図に示す。す
なわち、インバータＩｎの発振周波数ｒを一制御回路Ｃ
ｏｎによって、放電灯無負待状態においてインダクタン
ス素子りとコンデンサＣ４の共振周波数ｒｏ（−１／２
πβ璽）より高い領域に維持することによってコンデン
サＣ４の両端電圧Ｖｃ４を放電灯ｌａの始動電圧ＶＳｔ
よりも高くして放電灯Ｌａを点灯させるものである。

このようにインバータＩｎの発振周波数ｒを遅相モード
に維持するように構成したので、インバータＩｎを構成
するトランジスタやダイオードなどの半導体素子に突入
電流が流れることが防止される。

したがって、半導体素子の劣化、破壊が抑制されるとと
もに、突入電流による昇温も防止して放電灯の始動点灯
が安定性のあるものとなる。

実施例この発明の第１の実施例を第３図および第４図に基づい
て説明する。まず、第３図に示す回路について説明する
。

ＶＳは交流電源、ＤＢはダイオードブリツノ、Ｃ，は平
滑用コンデンサ、Ｉｎはインバータである。インバータ
Ｉｎの基本部分は従来例と同様であり、２石のトランジ
スタＴｒ１．Ｔｒ２と、ダイオードＤ１．Ｄ２と、コン
デンサｃ、、ｃ２とから構成されている。

Ｄｉは放電灯回路であり、従来例と同様に、インダクタ
ンス素子りおよびコンデンサＣ３からなる共振回路Ｒｅ
と、放電灯Ｌａを有するほか、放電灯Ｌａのフィラメン
トを予熱するための予熱トランスＣＴ、、ｃＴ２と予熱
用スイッチＳｔの直列回路が放電灯Ｌａに並列接続され
ている。

Ｃｏｎは、インパークｉｎの２つのトランジスタＴｒｌ
　、Ｔｒ２を交互にオン・オフ制御するとともに、イン
パークＩｎの発塩周波数「を共振回路Ｒｅの共振周波数
「０よりも高い状態に維持するための制御回路であるに
の制御回路Ｃｏｎは、直流１ｒ＊Ｅと、制御信号入力源
として放電灯回路Ｄ＋に挿入したカレントトランスＣＴ
３を有している。

カレントトランスＣＴＩには整流用ダイオードＤ３と平
滑用コンデンサＣ９とが接続され、さらにトランジスタ
Ｔｒりのベース・エミッタ間に接続されている。トラン
ジスタＴ　ｒ　３のコレクタは、抵抗Ｒ１１，Ｒ１を介
して直流電源Ｅに接続され、抵抗Ｒ１１，ＲＩの接続点
がコンデンサＣ５を介し、また抵抗ＲＩＯを介して接地
されているとともに、コンパレータＩＣ２の正入力端子
に接続されている。抵抗値について、Ｒｕ　　（（ＲＩ
、Ｒｈｏである。

ＩＣ，は、汎用タイマ用ＩＣ“５５５°を利用して構成
した無安定マルチバイブレータであり、この無安定マル
チバイブレークＩＣ，は、抵抗Ｒ２、Ｒ３およびコンデ
ンサＣ６の時定数で発振周期が定められるとともに、制
御入力端子５ピンに入力される直流電圧により出力端子
３ビンからの出力パルスのデユーティ比および周波数を
変化させるものである。すなわち、入力直流電圧が高く
なるに従って、出力パルスのデユーティ比が小さくなり
、周波数が低くなる。なお、周波数のみを変化させるよ
うに構成してもよい。

出力端子３ピンはトランジスタＴｒ４のベースに接続さ
れ、そのコレクタはＰＮＰ形トランジスタＴ　ｒ　５の
ベースに接続され、トランジスタＴ　ｒ　５のコレクタ
はＴ−フリップフロップＩＣ，のＴ人力に接続されてい
る。このＴ−フリップフロップＩＣ３は、無安定マルチ
バイブレークＩＣ，（＋）出力パルス波形を１／２分周
して、Ｑ出力およびＱ出力を交互に出力するものである
。すなわち、無安定マルチバイブレーク■Ｃ１の出力パ
ルスが“Ｈ”レベルになるごとに出力Ｑ、　　Ｑが反転
する。

Ｑ出力に接続された抵抗Ｒ８とコンデンサＣ８とが遅延
回路を構成しており、同様にｄ出力に接続された抵抗Ｒ
９とコンデンサＣ７とがｉ！！延回延金路成している。

これらの遅延回路は個別にンユミソト回路ＩＣ４，ＩＣ
５に接続されている。

これらの遅延回路はンエミ７ト回路ＩＣ４゜ＩＣ５とと
もに、舞安定マルチバイブレータＩＧ。

のＱ、　Ｑ出力からの出力波形が同時的に“Ｈ”レベル
となる区間が生じるのを防止するためのいわゆるデッド
・タイムをつくるものである。

シュミット回路１　ｃ４．Ｉ　ａｓの出力端は、各々ト
ランジスタＴｒ６．Ｔｒ７のベースに接続され、そのコ
レクタは発１辰トランスＴ、、Ｔ２の１次巻線を介して
直流電源已に接続されている０発振トランスＴ、、Ｔ２
の２次巻線は、それぞれインバータＩｎのトランジスタ
Ｔｒｙ、Ｔｒ２のベース・エミッタ間に接続されている
。

つぎに動作を第４図に基づいて説明する。

（、Ｎ　　予熱状態 ■　電源を投入すると、予熱用スイッチＳ１がＯＮとな
っているので、予熱トランスｃ”ｒ、。

Ｃ７０によって放電灯Ｌａが予熱される。

この状態では、カレントトランスＣＴ　３に電圧が誘起
され、制御回路ＣｏｎのトランジスタＴ　ｒ　３がＯＮ
となる。コンデンサＣ５の両端電圧は、Ｒ１０羽Ｒ１１
から、はぼＲ１１・Ｅ／　（Ｒ＋　＋Ｒｕ）となり、無
安定マルチバイブレータＩＣ，の制御入力端子５ピンの
入力電圧も同し値となっている。この入力電圧はゼロレ
ベルに近い値である（第４図（Ｂ））。

■　ｌ制御入力端子５ビンの入力電圧が低いｆコめに、
無安定マルチハイブレークＩＣ，の出力端子３ピンの出
力パルスは、デユーティ比が大きくかつ周波数「も高い
（第４図（Ｃ））。この状態での発振周波数ｆは、第２
図における共振周波数ｒ。

よりも十分高くなるように設定しておく。

無安定マルチバイブレータＩＣＩの出力パルスが１Ｈ”
レベルにあるとき、トランジスタＴｒ４がＯＮＬ、トラ
ンジスタＴ　ｒ　５もＯＮするため、Ｔ−フリップフロ
ップＩＣ３のＴ入力は°）（”レベルとなる。無安定マ
ルチバイブレークＩＣ，の出力パルスが１Ｌ”レベルに
なると、トランジスタＴ　ｒ　４　、　Ｔｒ５が０ＦＦ
Ｌ、Ｔ−フリップフロ７プＩＣ，のＴ人力は１Ｌ６レヘ
ルとなる。したがって、Ｔ−フリップフロップＩＣ３の
Ｑ、　Ｑ出力は交互に反転する（第４図（Ｄ）、　　（
Ｅ））。

■　Ｑ出力が遅延回路（Ｒａ、Ｃｑ）を介してシュミッ
ト回路［Ｃ４に人力され（第４図（Ｆ））Ｑ出力が遅延
回路（Ｒ９，Ｃ？）を介してシュミット回路１ｃｓに入
力される（第４図（Ｇ））。

各シュミット回路ＩＣ，，Ｉｃｓは、入力電圧がスレ７
シヨルド電圧Ｖｒｅｆ４．Ｖｒｅｆ５を超えた状態で出
力する（第４図（Ｈ）、　　（Ｉ））。

前記の遅延回路とシュミット回路［Ｃ，、Ｉ　Ｃ。

の動作により、シュミット回路ＩＣ４とシュミット回路
ＩＣ５の出力パルスが同時には生じない。

すなわち、両者の出力パルス間にはデッド・タイムが存
在する（第４図（Ｈ）、　　（，１）”Ｉ　。

■　シュミット回路■Ｃ４の出力パルスはトランジスタ
Ｔ　ｒ　６をＯＮ・０ＦＦＬ、発振トランスＴＩを発振
させてインバータＩｎのトランジスタＴ　ｒ　（をＯＮ
・ＯＦＦ制御する。シュミット回路ＩＣらの出力パルス
はトランジスタ７ｒ７をＯＮ・０ＦＶＬ、発振トランス
Ｔ２を発振させてインバータｌｎのトランジスタＴｒ２
をＯＮ・ＯＦＦ制御する。

これによって、インバータＩｎが動作し、発振トランス
Ｔに高周波１次電圧■１が生しるとともに、１ｍ流＋　
１　カａレル（１４１１（Ｌ）　）　、　コの１大型ｔ
ＬＩＩは１大電圧Ｖ、に対して遅相モードとなっている
。

■　発振トランスＴの発振により、その２次例に出力電
圧ｖＴが生じるとともに、出力電流Ｉ　Ｔが流れる（第
４図（Ｊ））。この出力電流ＩＴも遅相モードである。

出力電流ＩＴによって、共振回路ＲｅのコンデンサＣ４
の両端に電圧ＶＣ４が生しる（第４図（Ｋ））。このコ
ンデンサＣ４の両端電圧Ｖｃ４は第２図の始動電圧ＶＩ
ｉＴよりも低いため、放電灯１．　ａは点灯するに至ら
ない。

■　第４図（Ｍ）は、インバータｌｎにおける２つのト
ランジスタＴｒ１．Ｔｒ２および２つのダイオードＤ１
．Ｄ２に電流が流れる区間を■〜■で示したものである
。■はトランジスタＴ　ｒ　１に流れる区間、■はダイ
オードＤ２に流れる区間、■はトランジスタＴｒ２に流
れる区間、■はダイオードＤＩに流れる区間である。電
流は■−■−■−■の順、すなわち、トランジスタＴｒ
１−ダイオードＤ２−トランジスタＴｒ２−ダイオード
Ｄ１の順に流れる。そして、トランジスタＴｒ。

がＯＦＦした後においてダイオードＤ２がＯＮとなり、
トランジスタＴ　ｒ　２が０ＦＦＬ、た後においてダイ
オードＤ、がＯＮとなる。つまり、従来例のようにダイ
オードＤ１．Ｄ２の逆回（夏期間中にトランジスタＴｒ
２．ＴｒｌがＯＮとなって突入電流が流れるといった区
間がない。

（１１）　　始動状態 ■　予熱用スイッチＳ１がＯＦＦした直後にカレントト
ランスＣＴ３に誘起電圧が発生しなくなり、トランジス
タＴ　ｒ　３が０ＦＦＩ大態となる。したがって、コン
デンサＣ５には、抵抗Ｒ１を通して充電電流が流れ始め
、無安定マルチバイブレークＩＣ，の制御入力端子５ビ
ンの電圧が徐々に上昇し始める（図（Ｂ））、これによ
って、無安定マルチバイブレークＩＣ，の出力端子３ビ
ンからの出力パルスのデエーティ比および周波数が徐々
に低下していく。したがってインバータＩｎの発振周波
数が低下して、インダクタンス素子１．とコンデンサＣ
４の共振周波数ｆｏに連続的に近づいていくため、放電
灯Ｌａにかかる印加電圧つまりコンデンサＣ４の両！１
ｉｌＷ圧Ｖｃ４が徐々に上昇していき（図（Ｋ））　、
始動電圧ＶＳ丁に至ったところで放電を開始する。

■　この始動状態においても、インバータＩｎのトラン
ジスタＴ　ｒ　１　、　Ｔ　ｒ　２　、ダイオードＤ１
゜Ｄ２について、電流が流れる順序は不変であり、かつ
、ある時刻においてはいずれか１つのみの半導体素子に
しか流れないため、突入電流は生じない。

（Ｉ［Ｉ）　　点灯状態 ■　点灯後は、カレントトランスＣＴ、の誘起電圧によ
りトランジスタ７ｒ３がＯＮ伏状態なり、予熱時と同じ
発振周波数において点灯を維持する。

以上説明してきたように、この発明の放電灯点灯装置は
、インバータＩｎの発振周波数ｆがインダクタンス素子
りとコンデンサｃ４の共振周波数ｆｏより高い領域にお
いて放電灯Ｌａを始動点灯させることができるため、従
来例にみられた突入電流の問題を回避できる。なお、点
灯時の発振周波数を予熱時の発振周波数と等しくする必
要はない。また、ｘｔｉ回路Ｃｏｎは、ｒがＶＣ４≧Ｖ
ＳＴに該当する［０の近いところに設定したままのもの
でもよいが、ｆを次第に近づけて始動し、点灯後にｆｏ
から遠ざけるようにすると、ＶＣ４が始動時より低下す
るため、ｆを固定する場合に比べて電力ロスが少なくな
る。

第２の実施例を第５図ないし第７図に基づいて説明する
。

これらの図において、第１の実施例に係る第３図および
第４図で用いたのと同一符号は、その符号が指す部品２
部分、要素等と同様のものを指す。

この実施例は、第１の実施例の作用に加えて、放電灯の
ランプ電圧を検出し、制御回路にフィードバンクするこ
とによって、放電灯の不点灯状態（放電灯が接続されて
いない、いわゆる無負荷状態）を検出し、２次電圧を一
定レベル以上にしないようにしたものである。

放電灯回路Ｄｉにおいて、放電灯Ｌａに、抵抗Ｒ１２，
Ｒ１３の直列回路が並列接続され、抵抗Ｒ１３の両端に
ダイオードＤ５とコンデンサＣＩＯの直列回路が接続さ
れている。コンデンサＣＩＱに抵抗Ｒ１４が並列接続さ
れ、ダイオードＤ５のカソードと抵抗ＲＩ４の接続点が
コンパレータＩＣ６の非反転入力端子に接続されている
０反転入力端子は抵抗Ｒ１’ｌ。

ＲＩＧの接続点に接続され、抵抗ＲＩ５は直流ＮＲＶｃ
ｃに接続されている。

コンパレータｌＣ６の出力端子に抵抗Ｒ１？、ＲＩ８の
直列回路が接続され、抵抗ＲＩ［］に発光ダイオードＤ
４が並列接続され、この発光ダイオードＤ４と７オトカ
プラＰＣをつくるフォトトランジスタＴ　ｒ　ｇがトラ
ンジスタＴ　ｒ　３のコレクタに接続されている。

その他は第１の実施例と同様であるので、説明を省略す
る。

つぎに動作を説明する。

抵抗Ｒ１，コンデンサＣ５によって決まる時定数をもっ
て、無安定マルチバイブレークＩＣ，の制御入力端子５
ピンの電圧が徐々に上昇することによって、出力端子３
ピンの出力パルスのデユーティ比および周波数が低下し
ていく、インバータＩｎの発振周波数１がインダクタン
ス素子りとコンデンサＣ４の共振周波数ｆｏに、ｆ＞ｔ
ｏを保ちつつ近づいていくに従い、コンデンサＣ４の両
端電圧が上昇していく。これに伴い、ランプ電圧検出用
抵抗Ｒ１３の両端電圧も上昇していくが、放電灯Ｌａが
無負荷状態の場合、Ｄ−Ｄ　’間型圧がある一定値以上
になると、コンパレータＩＣ６の非反転入力端子の電圧
が反転入力端子の電圧（基準電圧）より高くなり、コン
パレータＩＣ６の出力が′Ｈルベルになる。

したがって、発光ダイオードＤ４に順方向電流が流れ、
フォトトランジスタＴ「８がＯＮ状態となる。

すると、これまでＲ１，Ｃ５の時定数により充電してい
たコンデンサＣ５の両端電圧がほぼゼロレベルになり（
実際はフォトトランジスタＴｒｇのＯＮ電圧値）、これ
に伴って無安定マルチバイブレークＩＣ，の制御入力端
子５ピンの入力電圧がほぼゼロレベルになる。よって、
インバータ１ｎの発振周波数が高くなり、コンデンサＣ
４の両端電圧が低下する。

すると、Ｄ−Ｄ　’間の電圧が低下し、それによって、
コンパレータｌｃ６の出力は“し”レベルとなって、フ
ォトトランジスタＴｒＱが０ＦＦ１．。

て再びコンデンサＣ５が充電を開始する。

以下、これらの動作を繰り返して放電灯Ｌａの始動電圧
がある一定値以上にならないように制御を行う。

放電灯Ｌａが接続されている状態では、放電灯Ｌａが点
灯すると、カレントトランスＣＴ３を通してランプ電流
が流れるため、トランジスタＴ　ｒ　３がＯＮ状態とな
り、無安定マルチバイブレークＩＣ。

の端子５ピンの入力電圧がほぼゼロレベル時における発
振周波数によって点灯維持を行う。

以上のように、無負荷２次電圧を制御することにより、
放電灯Ｌａが接続されていない無負荷状態において、不
必要な高電圧を発生し続ける状態を防止することができ
る。

以上の説明を簡単に図で示すと第６図、第７図のように
なる。

すなわち、コンデンサＣ５の充電電圧の変動に伴い、イ
ンバータ！ｎの発振周波数「がＰ点とＱ点の間をｆｏ＜
ｆを保ちながら往復する、いわゆる間欠発振動作を行う
　（但し、放電灯Ｌａの無負荷状態）。

〔発明の効果〕

この発明によれば、インバータの発振周波数を遅相モー
ドに維持する制御回路を備えているため、インバータを
構成するトランジスタやダイオードなどの半導体素子に
突入電流が流れるのを防止できる。したがって、半導体
素子の劣化や破壊を抑制できるとともに、突入電流によ
る昇温も防止して放電灯の始動点灯の安定性を向上する
ことができるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の概略を示すブロック回路図、第２図
は周波数−電圧特性図、第３図はこの発明の第１の実施
例の回路図、第４図はその各部の波形図、第５図は第２
の実施例の回路図、第６図は周波数と電圧との対応を示
すダイアグラム、第７図は周波数−電圧特性図、第８図
は従来例の回路図、第９図は周波数−電圧特性図、第１
０図は各部の波形図である。Ｉｎ・・・インバータ、Ｄｉ・・・放電灯回路、Ｌａ・
・・放電灯、Ｌ・・・インダクタンス素子、Ｃ４・・・
コンデンサ、Ｒｅ・・・共振回路、Ｃｏｎ・・・制御回
路□時間第６図 □周′ｔＬ′４ｑ。第７図第９図手続・補正書（吟昭和６０年１０月３０日

Claims

【特許請求の範囲】

（１）直流または整流電圧を高周波電圧に変換するイン
バータと、このインバータの出力側に接続した放電灯回
路と、この放電灯回路において放電灯に直列接続したイ
ンダクタンス素子および前記放電灯に並列接続したコン
デンサからなる共振回路と、前記インバータの発振周波
数を前記共振回路の共振周波数よりも高い状態に維持す
る制御回路とを備えた放電灯点灯装置。
（２）前記制御回路が、前記放電灯の始動状態において
前記インバータの発振周波数を前記共振回路の共振周波
数との差が次第に減少するように制御するとともに、点
灯状態において、前記インバータの発振周波数を前記共
振回路の共振周波数との差が増加するように制御するも
のである特許請求の範囲第（１）項記載の放電灯点灯装
置。
（３）前記制御回路が、前記放電灯の不点灯状態におい
て前記インバータの発振周波数を間欠的に高低変化させ
るものである特許請求の範囲第（１）項記載の放電灯点
灯装置。